WO2013057853A1 - モータ駆動システムおよびその制御方法 - Google Patents

モータ駆動システムおよびその制御方法 Download PDF

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WO2013057853A1
WO2013057853A1 PCT/JP2012/002777 JP2012002777W WO2013057853A1 WO 2013057853 A1 WO2013057853 A1 WO 2013057853A1 JP 2012002777 W JP2012002777 W JP 2012002777W WO 2013057853 A1 WO2013057853 A1 WO 2013057853A1
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WO
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phase
current
motor
timing
control
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PCT/JP2012/002777
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English (en)
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Inventor
中田　秀樹
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パナソニック株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P1/00—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters
    • H02P1/02—Details of starting control
    • H02P1/04—Means for controlling progress of starting sequence in dependence upon time or upon current, speed, or other motor parameter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters

Definitions

  • the present invention relates to a motor drive system including an inverter and a control unit for driving a motor.
  • An electric vehicle includes a motor that is mounted on a vehicle and can generate a driving torque for the vehicle, an inverter that generates a three-phase alternating current supplied to the motor, and a control unit that controls the inverter.
  • a motor that is mounted on a vehicle and can generate a driving torque for the vehicle
  • an inverter that generates a three-phase alternating current supplied to the motor
  • a control unit that controls the inverter.
  • the relationship between the rotation speed and generated torque of a general motor and energy efficiency is as shown in FIG.
  • the energy efficiency of the motor varies depending on the rotational speed and torque. That is, if the torque changes even if the rotation speed is constant, the energy efficiency changes. Therefore, a motor drive system is disclosed in which the motor is intermittently driven at a high-efficiency drive point of the motor to reduce the average motor loss and increase the overall energy efficiency (for example, Patent Document 1).
  • the intermittent motor drive is a drive that generates torque intermittently.
  • FIG. 13 is a timing chart showing the time change of torque in the motor drive technique described in Patent Document 1.
  • the control unit includes a first drive period in which the electric motor is driven with a first travel drive torque command value that is smaller than a required torque based on an accelerator operation amount during a power running in which a travel drive torque by the motor is required, and a requested travel
  • a second driving period in which the electric motor is driven with a second travel driving torque command value larger than the driving torque is alternately set.
  • the ratio between the first and second driving periods is set so that the time average values of the first and second traveling driving torques in the first and second driving periods coincide with the required torque within a predetermined error range. ing.
  • the energy efficiency at the time of driving the motor at the second travel drive torque command value is set to a value higher than the energy efficiency at the time of driving the motor at the required torque.
  • the overall energy efficiency when the first and second travel drives are time-averaged is the energy when the motor continuously outputs the required travel drive torque based on the accelerator operation amount. It can be higher than efficiency. Therefore, as shown in FIG. 13, two travel drive torque command values are provided, and the command value is alternately changed to vary the generated torque of the motor, thereby satisfying the required travel drive torque without excess or deficiency. Energy efficiency can be increased.
  • Patent Document 1 is based on the second travel drive torque command state in which the three-phase alternating current is resupplied to the motor from the first travel drive torque command state in which the supply of current to the motor is interrupted.
  • the specific operation of the inverter at the time of transition to is not disclosed. Normally, regardless of the intermittent operation described above, when the current supply to the motor is interrupted, each switching element of the inverter is turned off, and when the current supply to the motor is performed, the inverter Each switching element is often operated by PWM (Pulse Width Modulation) control or the like so that a three-phase alternating current is supplied.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • each switching element of the inverter is simply set in a non-conductive state.
  • a method of switching from the first control to the second control in which each switching element of the inverter is PWM-controlled is assumed.
  • the period from the interruption of the current supply to the resupply of the three-phase alternating current is a period in which the generated torque gradually increases from the first travel drive torque (zero) to the second travel drive torque.
  • the driving state is low in energy efficiency. Therefore, it is desirable that the time required for the transition from interruption of current supply to resupply is as short as possible.
  • An object of the present invention is to provide a motor drive system capable of shortening the time required for transition from interruption of current supply to resupply.
  • a motor drive system disclosed in the present specification includes at least three upper arms each having a switching element and a free-wheeling diode connected in parallel to the switching element, and the switching element and the switching element.
  • An inverter for supplying power to a three-phase motor; and a controller for controlling the plurality of switching elements included in the inverter.
  • the control unit includes a first control for turning off all of the plurality of switching elements so as to stop supply of current to the three-phase motor, and each of the three-phase motors.
  • the conduction state and non-conduction of the plurality of switching elements so as to supply an alternating current to the phase The second arm that repeats the state, and the upper arm corresponding to the phase into which the current in the three-phase motor flows at the timing of starting the supply of the alternating current to each phase of the three-phase motor among the switching elements of the upper arm And the switching element of the lower arm corresponding to the phase in which the current in the three-phase motor flows out at the timing among the switching elements of the lower arm. Is selectively executed until the timing is reached, and each phase of the three-phase motor is changed from the state where the supply of current to the three-phase motor is stopped.
  • the plurality of switch-ons are switched in the order of the first control, the third control, and the second control. Switching the control of the device.
  • the time required for the transition from the state where the supply of current to the motor is interrupted to the state where the three-phase alternating current is supplied again to the motor can be shortened.
  • FIG. 3 is a control block diagram illustrating a configuration of the motor drive system according to the first embodiment. It is an example of a waveform diagram of a selection signal and a motor current when performing time division control.
  • (A) is a partially enlarged view in FIG. 2, and (b) is a diagram showing a signal output to each switching element in order to obtain the waveform of (a).
  • 3 is a circuit diagram illustrating an energized phase of the inverter according to Embodiment 1.
  • FIG. 2 is an equivalent circuit diagram of the three-phase motor according to Embodiment 1.
  • FIG. (A) is a three-phase current waveform diagram according to the first embodiment, and (b) is a diagram illustrating a signal output to each switching element in order to obtain the waveform of (a).
  • A is a figure which shows the current waveform of each area which divided the rotation phase angle of the motor every 30 degrees
  • (b) is a table
  • A) is a waveform diagram showing the time change of the motor current waveform in this embodiment
  • (b) is a waveform diagram showing the time change of the motor current waveform in the comparative example.
  • (A) is a three-phase current waveform diagram according to the modified example, and (b) is a diagram illustrating signals output to each switching element in order to obtain the waveform of (a).
  • the first control is not directly switched from the first control to the second control. Switching is performed in the order of the third control and the second control.
  • the current can be changed by PWM control in which each switching element repeats a non-conduction state and a conduction state, or by a third control in which a specific switching element is continuously in a conduction state.
  • the PWM control since the PWM control includes a period during which the switching element is in a non-conducting state, the rate of change of the current is small, and as a result, the current is changed to a current value required for generating the torque required in the second control. It takes longer time to complete.
  • the third control since the specific switching element is continuously turned on, the period during which the specific switching element is turned off is not included. Therefore, the rate of change of current can be increased compared to PWM control, and as a result, the time required to change the current to the current value required for generating torque required in the second control can be shortened. it can.
  • the motor efficiency is low during the transition period from the interruption of the current supply to the resupply, the time required for the transition can be shortened according to the present invention, so that the energy loss can be reduced. Further, the shorter the transition period, the longer the period in which the torque that maximizes the energy efficiency is generated and the period in which the generation of torque is interrupted can be set longer. Therefore, a motor drive system that can further reduce energy loss can be provided.
  • FIG. 1 is a control block diagram showing a configuration of a motor drive system 1 according to the first embodiment.
  • the motor drive system 1 includes an inverter 12 and a control unit 13.
  • the inverter 12 includes a U-phase upper arm switching element 14UP and a return diode, a U-phase lower arm switching element 14UN and a return diode, a V-phase upper arm switching element 14VP and a return diode, and a V-phase lower arm switching element 14VN and a return diode.
  • a three-phase bridge circuit comprising a diode, W-phase upper arm switching element 14WP and freewheeling diode, and W-phase lower arm switching element 14WN and freewheeling diode (hereinafter collectively referred to as "switching element 14" when there is no need to distinguish) To do).
  • switching element 14 and the free wheel diode are connected in parallel.
  • the switching element 14 for example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) can be used.
  • the IGBT or MOSFET may be a switching element made of silicon (Si) or a switching element made of silicon carbide (SiC).
  • the inverter 12 orthogonally converts the DC power output from the power supply 10 during power running and supplies AC power to the motor 11, and converts the AC power generated by the motor 11 into DC power and supplies it to the power supply 10 during regeneration.
  • the power source 10 for example, a secondary battery such as a lithium ion battery or a nickel metal hydride battery can be used.
  • the motor drive system may include a capacitive element such as a capacitor connected in parallel with the power supply 10 (not shown).
  • the three-phase motor 11 is connected to the inverter 12 and functions as a power source for the electric vehicle.
  • the control unit 13 includes a current detection unit 15, a rotation speed detection unit 16, a phase angle detection unit 17, a time division torque control unit 18, a comparator 20, a voltage command unit 19, and an all-OFF signal generation unit. 22, a PWM signal generation unit 21, a specific signal generation unit 23, a selector 24, a motor sensor 28, and current detection sensors 29 and 30.
  • the motor sensor 28 is, for example, a resolver, an encoder, a hall element, or the like.
  • the current detection means 15 detects at least any two-phase motor currents of the U, V, and W phases, and the rotation phase angle of the motor 11 detected by the phase angle detection means 17 described later. To dq transform. The current on the d axis and the current on the q axis obtained by the dq conversion are output to the comparator 20.
  • the rotational speed detection means 16 detects the rotational speed of the rotor per unit time of the three-phase motor 11 by the motor sensor 28 provided in the three-phase motor 11, and outputs this rotational speed to the time division torque control means 18. .
  • the actual rotation speed of the three-phase motor 11 can be grasped from the number of rotations per unit time.
  • the phase angle detecting means 17 detects the phase angle of the rotor by the motor sensor 28 provided in the three-phase motor 11, and this phase angle is supplied to the current detecting means 15, the voltage command means 19 and the time division torque control means 18. Output.
  • the time division torque control means 18 includes a current command generation means 25, a time division control means 26, and a three-phase motor efficiency map 27.
  • the time division torque control means 18 determines the operation of the inverter 12 based on the torque command value, the motor current, the rotation speed of the motor 11, and the rotation phase angle of the motor 11.
  • the time-sharing torque control means 18 executes time-sharing control that repeats interruption of current supply to the motor 11 and supply of three-phase AC current, or continuously supplies current to the motor. Decide whether to perform normal control. This determination is made by, for example, using the required torque based on the torque command value, the rotational speed obtained by the rotational speed detection means 16, and the three-phase motor efficiency map 27, and the energy efficiency and the normal control when the time-sharing control is performed. This is done by comparing the energy efficiency with the implementation.
  • the current command generation means 25 refers to the three-phase motor efficiency map 27 to obtain the maximum efficiency torque that maximizes the energy efficiency at the current rotational speed, and on the d-axis based on the maximum efficiency torque and A current command on the q axis is generated. As long as the torque is higher than the required torque, a current command based on the command torque may be generated without being limited to the maximum efficiency torque. Further, in the case of normal control, the current command generator 25 generates current commands on the d axis and the q axis based on the required torque.
  • the time division control unit 26 generates a selection signal for controlling the selector 24 and a specific conduction command signal for controlling the specific signal generation unit 23. A method for generating the selection signal and the specific conduction command signal will be described later.
  • the three-phase motor efficiency map 27 is information obtained by mapping the relationship between the motor rotation speed and torque shown in FIG. 12 and the motor efficiency.
  • the comparator 20 obtains the motor current value obtained and output by the current detection means 15 based on the sampling at the current detection sensors 29 and 30 for each of the d and q axes, and the current command value obtained from the current command generation means 25. These current errors are calculated and output to the voltage command means 19. Specifically, the current error due to the comparison between the current command value on the d-axis and the motor current value on the d-axis, and the current error due to the comparison between the current command value on the q-axis and the motor current value on the q-axis , Respectively, to the voltage command means 19. The current error is the difference between the current actually supplied to the three-phase motor 11 and the current required for driving desired by the user.
  • the voltage command means 19 calculates a voltage command value based on the current error output from the comparator 20. Specifically, the voltage command means 19 performs, for example, PI control (proportional integration control) on the current error on the d-axis and the q-axis, and calculates voltage command values on the d-axis and the q-axis, respectively. The voltage command means 19 performs inverse dq conversion using the voltage command values on the d and q axes and the rotational phase angle of the three-phase motor 11, and calculates the voltage command values for the U, V, and W phases. This is output to the PWM signal generating means 21.
  • PI control proportional integration control
  • the all-OFF signal generation means 22 generates a signal (for example, a LOW level signal) that makes all the switching elements 14 non-conductive for each of the U, V, and W phases, and outputs the generated signal to the selector 24.
  • a signal for example, a LOW level signal
  • the PWM signal generating means 21 Based on the voltage command, the PWM signal generating means 21 sends a signal that causes each switching element 14 to repeat a conductive state and a non-conductive state based on PWM control (for example, a signal that repeats a HIGH level and a LOW level), U, Generated for each V and W phase and outputs to the selector 24.
  • PWM control for example, a signal that repeats a HIGH level and a LOW level
  • the specific signal generation unit 23 continues to make the specific switching element 14 conductive and keeps the remaining switching elements 14 non-conductive.
  • a signal to be generated (for example, a high level signal for a specific switching element and a low level signal for the remaining switching elements 14) is generated and output to the selector 24.
  • the selector 24 Based on the selection signal output from the time division control unit 26, the selector 24 outputs the signal output from the all-OFF signal generation unit 22, the signal output from the PWM signal generation unit 21, and the specific signal generation unit 23. One of the output signals is selected and output to the inverter 12.
  • control unit 13 may be configured by one processor or a combination of a plurality of processors. Specifically, a microcomputer, a DSP (Digital Signal Processor), an FPGA (Field Programmable Gate Array), or a dedicated IC (integrated circuit: Integrated Circuit) may be used. 3. Operation Next, the operation of the motor drive system when performing time division control will be described with reference to the waveform of the motor current.
  • a microcomputer a DSP (Digital Signal Processor), an FPGA (Field Programmable Gate Array), or a dedicated IC (integrated circuit: Integrated Circuit).
  • FIG. 2 is an example of a waveform diagram of a selection signal and a motor current when performing time-sharing control.
  • FIG. 3A is a partially enlarged view of FIG. 2
  • FIG. 3B is a diagram showing signals output to the switching elements in order to obtain the waveform of FIG.
  • the selection signal can take three types of states: a state S1 for selecting all OFF signal generation means 22, a state S2 for selecting PWM signal generation means 21, and a state S3 for selecting specific signal generation means 23.
  • the specific conduction command signal indicates which of the switching elements 14UP, 14VP, 14WP, 14UN, 14VN, and 14WN is to be turned on when the selection signal is in state S3.
  • the selector 24 outputs the signal output from the all-OFF signal generation means 22 to the inverter 12. As a result, all of the switching elements 14 are turned off. During this period, the motor current is zero for all U, V, and W phases. Further, as shown in FIG. 3B, an off signal is output to all the switching elements 14.
  • the selector 24 Since the selection signal indicates the state S3 from time t1 to time t2, the selector 24 outputs the signal output from the specific signal generation means 23 to the inverter 12. Thereby, the specific switching element 14 is continuously turned on, and the remaining switching elements 14 are continuously turned off.
  • the switching element 14 to be turned on is determined by the state S11 of the specific conduction command signal.
  • state S11 indicates that switching element 14UP of the U-phase upper arm and switching element 14WN of the W-phase lower arm are turned on, and the remaining switching elements are turned off. Thereby, from time t1 to time t2, switching elements 14UP and 14WN are turned on, and the remaining switching elements 14UN, 14VP, 14VN, and 14WP are turned off. At this time, as shown in FIG.
  • a current flowing in the motor 11 flows in the U phase, and a current flowing out of the motor 11 flows in the W phase. Then, as shown in FIG. 3A, the U-phase current and the W-phase current increase with time. Also, as shown in FIG. 3B, an on signal is output to the switching elements 14UP and 14WN, and an off signal is output to the switching elements 14UN, 14VP, 14VN, and 14WP.
  • the selector 24 Since the selection signal indicates the state S2 from time t2 to time t3, the selector 24 outputs the signal output from the PWM signal generation means 21 to the inverter 12. Thereby, each switching element 14 repeats a conduction
  • FIG. 3B an ON signal and an OFF signal are repeatedly output to all the switching elements 14. The length of the period from time t2 to time t3 is determined by the following method.
  • the time division control means 26 determines the energization time from the total length of the energization time and the non-energization time and the on-duty.
  • the total length of the energization time and the non-energization time is constant and is a fixed value.
  • the time division control means 26 sets the determined energization time to the length of the period from time t2 to time t3. Thereby, the time average of the generated torque of the motor 11 can be brought close to the required torque.
  • the selector 24 Since the selection signal indicates the state S1 from time t3 to time t4, the selector 24 outputs the signal output from the all-OFF signal generation means 22 to the inverter 12. Thereafter, the above operation is repeated except that the switching element indicated by the specific conduction command signal is different. For example, since the selection signal indicates the state S3 from time t4 to t5, the selector 24 outputs the signal output from the specific signal generation unit 23 to the inverter 12. The switching element 14 to be turned on is determined by the state S12 of the specific conduction command signal. 4). Selection Signal Generation Method The time-division control means 26 internally generates a pulse signal in which a pulse rises at a constant cycle, and uses the rise timing of the pulse as a guideline for determining the timing of supplying current to the motor 11.
  • the time division control means 26 predicts the current values of the U-phase, V-phase, and W-phase at that timing before the pulse rise timing.
  • the current value can be predicted as follows.
  • the rotation phase angle of the motor 11 at the timing when the pulse rises is predicted based on the current rotation phase angle of the motor 11, the current rotation speed of the motor 11, and the length of time from the present to the rise timing of the pulse.
  • the current rotational phase angle of the motor can be detected by the phase angle detector 17, and the current rotational speed of the motor can be detected by the rotational speed detector 16.
  • the peak value of the current to be passed through the U phase, V phase, and W phase is obtained from the magnitude of the maximum efficiency torque.
  • the U-phase current value at the timing when the pulse rises is obtained by multiplying the current value (standard value) to be passed through the U-phase by the peak value of the U-phase current.
  • V phase and W phase are obtained in the same manner. Thereby, the current values of the U phase, the V phase, and the W phase at the timing when the pulse rises can be predicted.
  • the time division control means 26 sets the predicted U-phase, V-phase, and W-phase current values as target current values Isu, Isv, and Isw.
  • the time division control means 26 predicts the time until the currents of the U phase, the V phase, and the W phase reach the target current values Isu, Isv, Isw after the specific switching element is turned on. This time can be predicted as follows.
  • Fig. 5 is an equivalent circuit diagram of a three-phase motor. As shown in FIG. 5, the electric circuit model per phase of the motor can be expressed as a circuit in which an inductance L and a resistance R of a winding are connected in series.
  • Equation 1 The circuit equation when the DC voltage Vdc is applied to each phase is expressed by Equation 1 assuming that the inverter input voltage is sufficiently larger than the generated voltage due to the rotation of the motor, that is, it can be ignored because the generated voltage is small. it can.
  • Equations 1 to 3 are assumed to be negligible because the generated voltage due to the rotation of the motor is small, but when the generated voltage cannot be ignored greatly, the left side of Equation 1 is not the inverter input voltage Vdc (inverter input voltage -Motor generation voltage).
  • the time division control means 26 sets the timing that is earlier than the predicted timing of the pulse as the timing at which a specific switching element is turned on. That is, it is set as the timing which switches a selection signal from state S1 to state S3.
  • the time division control unit 26 detects the current of the U phase, the V phase, and the W phase, and the detected current values of the U phase, the V phase, and the W phase are the target current.
  • the timing at which the values Isu, Isv, Isw are reached is set as the timing at which the supply of alternating current to each phase of the motor 11 is started. That is, it is set as the timing which switches a selection signal from state S3 to state S2.
  • the time prediction based on the above equation 3 is accurate, the timing of the rise of the pulse coincides with the timing of supplying current to the motor 11.
  • the time division control means 26 sets the timing at which the energization time determined by the above-mentioned on-duty has elapsed after the selection signal is switched to the state S2 as the timing at which the supply of current to the motor 11 is interrupted. That is, it is set as the timing which switches a selection signal from state S2 to state S1.
  • the selection signal can be generated by the above processing. 5.
  • Method for Generating Specific Conduction Command Signal As already described, the time division control means 26 internally generates a pulse signal in which a pulse rises at a constant period. The time division control means 26 predicts the magnitude and direction of the U-phase, V-phase, and W-phase currents at that timing before the pulse rise timing. The magnitude and direction of the current predict the rotational phase angle of the motor 11 at the timing when the pulse rises, and obtain the current value to be passed through the U phase, V phase, and W phase from the predicted rotational phase angle of the motor 11. These processes are the same as the processes for generating the selection signal. The obtained current value is positive / negative, the absolute value of the current value indicates the magnitude of the current, and the positive / negative of the current value indicates the direction of the current.
  • the time division control means 26 keeps the upper arm switching element corresponding to the phase into which the current flows in the motor 11 at the timing of starting the current supply to the motor 11 until the timing is reached, and the timing.
  • the specific conduction command signal is set so that the switching element of the lower arm corresponding to the phase in which the current in the motor 11 begins to flow is continuously conducted until the timing is reached.
  • the time division control means 26 changes the state S11 of the specific conduction command signal from the time t1 to the time t2 so that the switching element 14UP of the U-phase upper arm and the switching element 14WN of the lower arm of the W-phase become conductive. Is set.
  • the switching element 14UP of the U-phase upper arm and the switching element 14WN of the lower arm of the W-phase become conductive. Is set.
  • the current value of the V phase at time t2 is zero by chance, but the current value of any phase may not be zero at the timing of supplying current to the motor 11. is there.
  • the current values of the U phase, the V phase, and the W phase are not zero.
  • FIG. 6B is a diagram illustrating a signal output to each switching element in order to obtain the waveform of FIG.
  • an off signal is output to all the switching elements 14 until time t4.
  • an on signal is output to the switching elements 14UP and 14WN, and an off signal is output to the switching elements 14UN, 14VP, 14VN, and 14WP.
  • an on signal is output to the switching elements 14UP, 14VP, and 14WN, and an off signal is output to the switching elements 14UN, 14VN, and 14WP.
  • an ON signal and an OFF signal are repeatedly output to all the switching elements 14.
  • the switching element 14UP of the U-phase upper arm is turned on at time t4
  • the switching element 14WN of the lower arm of W phase is turned on
  • the switching element of the V-phase upper arm is turned on at time t6.
  • 14VP is in a conducting state. This time difference is due to the magnitudes of the target current values Isu, Isv, Isw. That is, since the inductance L and resistance R of the winding of the motor 11 are substantially the same in any of the U phase, the V phase, and the W phase, the rate of change of current when the specific switching element 14 is turned on is also the U phase, It is substantially the same in both the V phase and the W phase.
  • the conduction state may be set at time t61, and at time t5, the target current value Isv2 may be reached earlier than that. It is necessary to turn on at time t62.
  • FIG. 8 is a diagram showing each section in which the rotational phase angle of the motor is divided every 30 ° and switching elements that are in a conductive state in each section.
  • Sections 1 to 12 in FIG. 8A correspond to sections 1 to 12 in FIG. 8B.
  • the phase angle is 0 ° or more and less than 30 °
  • the phase angle is 30 ° or more and less than 60 °, and so on.
  • “ON” indicates a switching element that is turned on
  • “Adjustment ON” indicates that the switching element indicated by “ON” is turned off and is turned on after a predetermined time has elapsed. A switching element is shown.
  • the switching element 14VP of the V-phase upper arm is turned on and the switching element 14WN of the W-phase lower arm is turned on for a predetermined time.
  • the switching element 14UP of the U-phase upper arm may be changed from the non-conductive state to the conductive state.
  • the phase angle at time t2 in FIG. 2 is a phase angle of 60 ° and is included in section 3.
  • the current of the switching element that is “adjustment ON” is 0 A (ampere)
  • the phase angle at time t5 in FIG. 2 is around the phase angle of 50 ° and is included in the section 2.
  • the switching element When the state in one section of a certain switching element is “adjustment ON” and the state in the other section is “ON” at the time of the boundary of each section, the switching element is turned on. For example, at the time of the boundary between the section 1 and the section 2, the switching element 14WN is turned on, and the switching elements 14UP and 14VP are both turned on.
  • the switching element when the state in one section of a certain switching element is “adjustment ON” and the state in the other section is “OFF” at the time of the boundary of each section, the switching element is made non-conductive. .
  • the switching elements 14UN and 14WP are turned off and the switching elements 14VP and 14VN are turned off. 6). Effect
  • the control unit 13 makes the switching elements 14 conductive based on the PWM control so as to supply the three-phase alternating current to the motor 11 in the first control for turning off all the switching elements 14.
  • the switching element of the upper arm is continuously conducted.
  • the third control for selectively turning on the switching element of the lower arm is selectively executed.
  • the control unit 13 switches from the first control, which is a torque generation interruption state, to the second control, which is a torque generation state, the first control, the third control, and the second control. Switching in order. Thereby, the time required for the transition from the interruption of the supply of the three-phase alternating current to the resupply can be shortened.
  • FIG. 9A is a waveform diagram showing the time change of the motor current waveform in this embodiment
  • FIG. 9B is a waveform diagram showing the time change of the motor current waveform in the comparative example.
  • a switching operation by PWM control is performed in all three phases. That is, until the target current values Isu, Isv, and Isw are reached, a switching operation that repeats the conduction state and the non-conduction state is performed in all of the U phase, the V phase, and the W phase.
  • the duty of the V-phase switching element is 1 ⁇ 2, the apparent current value of the V-phase is zero.
  • the upper phase of the U phase is changed during the transition time from the first control that interrupts the generation of torque to the second control that generates the torque.
  • the third control is performed so that the switching element 14UP of the arm is continuously turned on and the switching element 14WN of the lower arm of the W phase is continuously turned on.
  • the time division control unit 26 detects the currents of the U phase, the V phase, and the W phase after the selection signal is switched to the state S3.
  • the timing at which the detected U-phase, V-phase, and W-phase current values reach the target current values Isu, Isv, and Isw is set as the timing for supplying the motor 11 with the three-phase AC current.
  • the present invention is not limited to the example in which the current is actually measured in this way, but the supply of the alternating current to each phase of the motor 11 is started after the time determined by Equation 3 has elapsed after the selection signal is switched to the state S3. It is good also as setting as a timing to perform.
  • FIG. 10A is a three-phase current waveform diagram
  • FIG. 10B is a diagram illustrating signals output to the switching elements to obtain the waveform of FIG.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating the relationship between the U-phase target current value and the slope of the U-phase current.
  • the switching elements 14UP and 14WN of the U-phase upper arm and the W-phase lower arm are continuously turned on, and at the same time, the switching element 14VP of the V-phase upper arm is switched. It may be operated.
  • the on-time in S3 of the V-phase is Isv / Isu
  • the upper arm of the V-phase is Isv / Isu in the period from t4 to t5.
  • the switching operation is performed so that the switching element 14VP is turned on. Specifically, as shown in FIG. 10B, the OFF signal is output to all the switching elements 14 until time t4. Next, from time t4 to t5, an ON signal is output to the switching elements 14UP and 14WN, and an ON signal and an OFF signal are repeatedly output to the switching element 14VP so as to be turned ON by Isv / Isu.
  • An off signal is output to 14VN and 14WP. From time t5, an ON signal and an OFF signal are repeatedly output to all the switching elements 14. As shown in FIG. 11, the switching element 14VP of the upper arm of the V phase is switched from time t4 to t5 so as to reach the target current value Isv at time t5. 3.
  • the timing for switching from second control to the first control is made to correspond to the timing of turning on and off the sine wave current. A modification of this will be described.
  • the time-sharing torque control means 18 detects the timing at which any one phase current becomes approximately 0 A from the input signal from the current detection means 15. At this timing, the time division control means 26 transmits a signal to the selector 24, whereby the selector 24 outputs the signal from the all OFF signal generation means 22 to each switching element 14. Thereby, all the switching elements 14 of the inverter 12 are in a non-conductive state.
  • the timing for switching from the third control to the second control is determined based on the pulse signal generated in the time division control means 26. It is almost coincident with the rising edge of the pulse. Therefore, the relationship between the timing for switching from the third control to the second control and the rotational phase angle of the motor 11 is not fixed.
  • the timing for switching from the third control to the second control is not limited to this, and even if the relationship between the timing for switching from the third control to the second control and the rotational phase angle of the motor 11 is fixed. Good.
  • the timing for switching from the third control to the second control may be always matched with the timing at which the rotational phase angle of the motor 11 satisfies the condition of ( ⁇ + 60 ° ⁇ N).
  • ⁇ is a fixed value of 0 ° or more and less than 60 °
  • N is selected every time the timing for supplying the three-phase AC current to the motor 11 from an integer of 0 or more and 5 or less comes.
  • the magnitude of the current of each phase is the same every time the rotation phase angle is 60 °.
  • the timing is changed.
  • the timing for switching from the third control to the second control may be used.
  • the timing for switching from the third control to the second control is changed from the timing of the pulse rising.
  • the timing may be shifted to either the timing satisfying the condition of ( ⁇ + 60 ° ⁇ N) before or the timing satisfying the condition of ( ⁇ + 60 ° ⁇ N) after the rising timing of the pulse.
  • the timing satisfying the condition of ( ⁇ + 60 ° ⁇ N) after the pulse rising timing is satisfied, and in the opposite case, the pulse rising timing.
  • the timing is set so as to satisfy the condition ( ⁇ + 60 ° ⁇ N) before. In this way, the deviation between the time average generated torque and the target generated torque can be reduced with a simple calculation.
  • the motor drive system according to the present invention is used for, for example, compressor inverter control for air conditioners, inverter control for refrigerators, inverter control for heat pump water heaters, inverter control for industrial servo amplifiers, inverter control for electric vehicles and hybrid vehicles, etc. Widely applicable.

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Abstract

【解決手段】モータ駆動システムは、３相モータに電力を供給するインバータとスイッチング素子を制御する制御部とを備える。制御部は、３相モータへの電流の供給の停止状態から、３相モータへの交流電流の供給を開始する際、第１、第３、第２と制御を切換える。第１制御では、３相モータへの電流の供給を停止するように、スイッチング素子のすべてを非導通状態とする。第２制御では、スイッチング素子の導通状態、非導通状態を繰り返す。第３制御では、上アームのスイッチング素子のうち、３相モータへの交流電流の供給を開始するタイミングで３相モータの電流が流れ込む相に対応する上アームのスイッチング素子を導通状態とし、下アームのスイッチング素子のうち、前記タイミングで３相モータの電流が流れ出す相に対応する下アームのスイッチング素子を導通状態とする。

Description

モータ駆動システムおよびその制御方法
　本発明はモータを駆動するためのインバータおよび制御部を備えたモータ駆動システムに関する。
　近年、電動モータを動力源とする電気自動車の普及が進んでいる。電気自動車は、車両に搭載されて車両の走行駆動トルクを発生可能なモータと、モータに供給する３相交流電流を生成するインバータと、インバータを制御する制御部とを備える。モータを制御する場合、電力消費を出来る限り抑えるためにも、モータをいかに高効率で駆動するかが重要である。
　ところで、一般的なモータの回転速度および発生トルクとエネルギー効率との関係は、図１２に示す通りである。この図から分かるように、モータのエネルギー効率は、回転速度およびトルクによって異なってくる。すなわち、回転速度が一定でもトルクが変化すればエネルギー効率が変化する。そこで、モータの高効率な駆動ポイントで間欠的にモータを駆動し、平均的なモータの損失を減らし全体のエネルギー効率を高めるモータ駆動システムが開示されている（例えば、特許文献１）。なお、間欠的なモータ駆動とは、トルクを断続的に発生させる駆動である。
　図１３は、特許文献１に記載されたモータ駆動技術においてトルクの時間変化を示すタイミングチャートである。
　制御部は、モータによる走行駆動トルクが要求される力行時において、アクセル操作量に基づく要求トルクよりも小さい第１の走行駆動トルク指令値で電動モータを駆動する第1の駆動期間と、要求走行駆動トルクよりも大きい第２の走行駆動トルク指令値で電動モータを駆動する第２の駆動期間とを交互に設定する。第１および第２の駆動期間における第１および第２の走行駆動トルクの時間平均値は、所定誤差範囲内で要求トルクと一致するように、第１および第２の駆動期間の比が設定されている。また、第２の走行駆動トルク指令値におけるモータの駆動時のエネルギー効率は、要求トルクでのモータの駆動時のエネルギー効率よりも高い値に設定されたものである。
　このようにモータを駆動することで、第１および第２の走行駆動を時間平均した時の全体のエネルギー効率は、アクセル操作量に基づく要求走行駆動トルクを連続してモータが出力した場合のエネルギー効率よりも高くすることができる。よって、図１３に示すように、２つの走行駆動トルク指令値を設け、交互に指令値を変更してモータの発生トルクを変動させることで、要求走行駆動トルクを過不足なく満足しつつ全体のエネルギー効率を高めることができる。
特開２０１１－６７０４３号公報
　しかしながら、上記特許文献１に記載の技術は、モータへの電流の供給を中断させた第１の走行駆動トルク指令状態から、モータに３相交流電流を再供給する第２の走行駆動トルク指令状態へ遷移する際の具体的なインバータの動作が開示されていない。通常、上記の間欠的な動作の如何にかかわらず、モータへの電流の供給を中断する場合にはインバータの各スイッチング素子を非導通状態とし、モータへの電流供給を実施する場合にはインバータの各スイッチング素子を３相交流電流が供給されるようにＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）制御等で動作させることが多い。そのため、上記の間欠的な動作においても、第１の走行駆動トルク指令状態から第２の走行駆動トルク指令状態へ遷移する場合には、単純に、インバータの各スイッチング素子を非導通状態とする第１の制御からインバータの各スイッチング素子をＰＷＭ制御する第２の制御に切換えるという方法が想定される。
　ところで、電流の供給の中断から３相交流電流の再供給への遷移には、ある程度の時間を要する。そして、電流の供給の中断から３相交流電流の再供給への遷移に長い時間を要すると、モータが第２走行駆動トルクを発生するようにスイッチング素子の制御を開始してから、実際に第２走行駆動トルクが発生するまでに、長い時間を要することとなる。このため、第２走行駆動トルクを発生させている時間が短くなり、予め設定した第１および第２走行駆動トルクの発生時間の比と実際の発生時間の比とがずれてしまい、好ましくない。さらに、電流の供給の中断から３相交流電流の再供給までの期間は、発生トルクが第１走行駆動トルク（ゼロ）から第２走行駆動トルクまで漸増する期間であり、この期間にはモータのエネルギー効率が低い駆動状態となる。従って、電流の供給の中断から再供給までの遷移に要する時間は、できるだけ短いことが望ましい。
　そこで、本発明は、上記問題を鑑みてなされたものであり、モータへの電流の供給を中断させた状態から、モータに３相交流電流を再供給する際のインバータの動作を改善することによって、電流の供給の中断から再供給までの遷移に要する時間を短くすることができるモータ駆動システムを提供することを目的とする。
　上記課題を解決するため、本明細書において開示されるモータ駆動システムは、スイッチング素子と前記スイッチング素子に並列に接続された還流ダイオードとを有する少なくとも３つの上アームと、スイッチング素子と前記スイッチング素子に並列に接続された還流ダイオードとを有する少なくとも３つの下アームとを備え、３相モータに電力を供給するためのインバータと、前記インバータが備える前記複数のスイッチング素子を制御する制御部とを備えたモータ駆動システムにおいて、前記制御部は、前記３相モータへの電流の供給を停止するように、前記複数のスイッチング素子のすべてを非導通状態とする第１の制御と、前記３相モータの各相へ交流電流を供給するように、前記複数のスイッチング素子の導通状態および非導通状態を繰り返す第２の制御と、前記上アームのスイッチング素子のうち、前記３相モータの各相への交流電流の供給を開始するタイミングにおいて前記３相モータにおける電流が流れ込む相に対応する上アームのスイッチング素子を、前記タイミングに達するまでの間継続して導通状態とすると共に、前記下アームのスイッチング素子のうち、前記タイミングにおいて前記３相モータにおける電流が流れ出す相に対応する下アームのスイッチング素子を、前記タイミングに達するまでの間継続して導通状態とする第３の制御とを選択的に実行し、前記３相モータへの電流の供給が停止した状態から、前記３相モータの各相への交流電流の供給を開始するとき、前記第１の制御、前記第３の制御、前記第２の制御の順に、前記複数のスイッチング素子の制御を切換える。
　上記構成によると、モータへの電流の供給を中断させた状態から、モータに３相交流電流を再供給する状態までの遷移に要する時間を短くすることができる。
実施の形態１に係るモータ駆動システムの構成を示す制御ブロック図である。 時分割制御を行う場合の選択信号とモータ電流の波形図の一例である。 （ａ）は、図２における一部拡大図であり、（ｂ）は、（ａ）の波形を得るために各スイッチング素子に出力される信号を示す図である。 実施の形態１に係るインバータの通電相を表す回路図である。 実施の形態１に係る３相モータの等価回路図である。 （ａ）は、実施の形態１に係る３相の電流波形図であり、（ｂ）は、（ａ）の波形を得るために各スイッチング素子に出力される信号を示す図である。 Ｕ相およびＶ相の目標電流値と電流の時間変化との関係を示す電流波形図である。 （ａ）はモータの回転位相角を３０°毎に区分した各区間の電流波形を示す図であり、（ｂ）は各区間と導通状態に制御するスイッチング素子との関係を示す表である。 （ａ）は本実施形態におけるモータ電流波形の時間変化を表す波形図であり、（ｂ）は比較例におけるモータ電流波形の時間変化を表す波形図である。 （ａ）は、変形例に係る３相の電流波形図であり、（ｂ）は、（ａ）の波形を得るために各スイッチング素子に出力される信号を示す図である。 Ｕ相およびＶ相の目標電流値と時間変化との関係を示す電流波形図である。 モータの回転速度および発生トルクとモータ効率との関係を表す図である。 特許文献１に記載された従来のモータ駆動技術においてトルクの時間変化を示すタイミングチャートである。
　本発明では、モータへの電流の供給を中断させた状態からモータに３相交流電流を再供給する際に、第１の制御から第２の制御に直接切り替えるのではなく、第１の制御、第３の制御、第２の制御の順に切り替える。モータに３相交流電流を再供給してトルクを発生させるには、各相の電流を、ゼロからトルク発生に必要な電流値まで変化させる必要がある。電流の変化は、各スイッチング素子が非導通状態と導通状態とを繰り返すＰＷＭ制御によっても可能であるし、特定のスイッチング素子が継続的に導通状態となる第３の制御によっても可能である。ところが、ＰＷＭ制御では、スイッチング素子が非導通状態となる期間を含むので、電流の変化率が小さく、その結果、電流を第２の制御において要求されるトルクの発生に必要な電流値まで変化させるのに要する時間が長くなる。これに対し、第３の制御では、特定のスイッチング素子を継続的に導通状態とするので、その特定のスイッチング素子が非導通状態となる期間を含まない。したがって、ＰＷＭ制御に比べて電流の変化率を高めることができ、その結果、電流を第２の制御において要求されるトルクの発生に必要な電流値まで変化させるのに要する時間を短くすることができる。このように、モータへの電流の供給を中断させた状態からモータに３相交流電流を再供給する際に、第３の制御を実行することで、電流の供給の中断から再供給への遷移に要する時間を短くすることができる。
　電流の供給の中断から再供給への遷移期間中のモータ効率は低いが、本発明によって遷移に要する時間を短くすることができるので、エネルギー損失を低減できる。また、遷移期間が短いほど、エネルギー効率が最大となるトルクが発生している期間やトルクの発生が中断している期間を長く設定できる。そのため、さらに、エネルギー損失を低減できるモータ駆動システムを提供できる。
　以下、本発明の一実施形態であるモータ駆動システムについて、図面を用いて説明する。
＜実施の形態１＞
１．全体構成
　図１は、実施の形態１に係るモータ駆動システム１の構成を示す制御ブロック図である。図１に示すように、モータ駆動システム１は、インバータ１２、および制御部１３からなる。
　インバータ１２は、Ｕ相上アームのスイッチング素子１４ＵＰと還流ダイオード、Ｕ相下アームのスイッチング素子１４ＵＮと還流ダイオード、Ｖ相上アームのスイッチング素子１４ＶＰと還流ダイオード、Ｖ相下アームのスイッチング素子１４ＶＮと還流ダイオード、Ｗ相上アームのスイッチング素子１４ＷＰと還流ダイオード、およびＷ相下アームのスイッチング素子１４ＷＮと還流ダイオードからなる３相ブリッジ回路を備える（以下、区別の必要が無いときには「スイッチング素子１４」と総称する）。各スイッチング素子１４と還流ダイオードとは、それぞれ並列に接続されている。スイッチング素子１４としては、例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が利用可能である。ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴはシリコン（Ｓｉ）を素材としたスイッチング素子でも、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）を素材としたスイッチング素子であってもよい。インバータ１２は、力行時には、電源１０が出力した直流電力を直交変換しモータ１１に交流電力を供給し、回生時には、モータ１１で発生した交流電力を直流電力に変換し電源１０に供給する。
　電源１０は、例えばリチウムイオン電池やニッケル水素電池のような二次電池が利用可能である。むろん、モータ駆動システムは、電源１０と並列に接続されるキャパシタなどの容量素子を含んでも良い（図示しない）。
　３相モータ１１は、インバータ１２と接続され、電気自動車の動力源として働く。３相モータ１１としては、例えば、永久磁石埋め込み型や表面に磁石を配置した同期モータが利用可能である。
２．制御部１３の詳細な構成
　制御部１３は、電流検出手段１５、回転数検出手段１６、位相角検出手段１７、時分割トルク制御手段１８、比較器２０、電圧指令手段１９、全ＯＦＦ信号生成手段２２、ＰＷＭ信号生成手段２１、特定信号生成手段２３、セレクタ２４、モータセンサ２８、および電流検出センサ２９、３０を備える。モータセンサ２８は、例えば、レゾルバ、エンコーダ、ホール素子などである。
　電流検出手段１５は、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相のうち、少なくともいずれかの２相のモータ電流を検出し、これらと後述する位相角検出手段１７にて検出されたモータ１１の回転位相角を用いてｄｑ変換する。ｄｑ変換により得られたｄ軸上の電流とｑ軸上の電流とは比較器２０に出力される。
　回転数検出手段１６は、３相モータ１１に備えられたモータセンサ２８により、３相モータ１１の単位時間当たりのロータの回転数を検出し、この回転数を時分割トルク制御手段１８に出力する。単位時間当たりの回転数により、３相モータ１１の実際の回転速度を把握できる。
　位相角検出手段１７は、３相モータ１１に備えられたモータセンサ２８により、ロータの位相角を検出し、この位相角を電流検出手段１５、電圧指令手段１９、および時分割トルク制御手段１８へ出力する。
　時分割トルク制御手段１８は、電流指令生成手段２５、時分割制御手段２６、および３相モータ効率マップ２７を備える。時分割トルク制御手段１８は、トルク指令値、モータ電流、モータ１１の回転数、モータ１１の回転位相角に基づいて、インバータ１２の動作を決定するものである。具体的には、時分割トルク制御手段１８は、モータ１１への電流の供給の中断および３相交流電流の供給を繰り返す時分割制御を実行するか、モータへの電流供給を連続的に実施する通常制御を実行するかを決定する。この決定は、例えば、トルク指令値に基づく要求トルクと回転数検出手段１６により得られた回転数と３相モータ効率マップ２７とを用いて、時分割制御を実施した場合のエネルギー効率と通常制御を実施した場合のエネルギー効率とを比べることにより行われる。
　電流指令生成手段２５は、時分割制御の場合は、３相モータ効率マップ２７を参照し、現在の回転数においてエネルギー効率が最大となる最大効率トルクを求め、最大効率トルクに基づくｄ軸上およびｑ軸上の電流指令を生成する。なお、要求トルクより高いトルクであれば、最大効率トルクに限らず、当該指令トルクに基づく電流指令を生成しても良い。また、電流指令生成手段２５は、通常制御の場合は、要求トルクに基づくｄ軸上およびｑ軸上の電流指令を生成する。
　時分割制御手段２６は、セレクタ２４を制御するための選択信号と、特定信号生成手段２３を制御するための特定導通指令信号とを生成する。選択信号と特定導通指令信号との生成方法については後述する。
　３相モータ効率マップ２７は、図１２で示したモータ回転速度およびトルクとモータの効率との関係をマップ化した情報である。
　比較器２０は、ｄ，ｑ軸それぞれについて、電流検出センサ２９、３０でのサンプリングを基に電流検出手段１５が得て出力するモータ電流値と、電流指令生成手段２５から取得した電流指令値とを比較し、これらの電流誤差を演算し、電圧指令手段１９に出力する。具体的には、ｄ軸上の電流指令値とｄ軸上のモータ電流値との比較による電流誤差、およびｑ軸上の電流指令値とｑ軸上のモータ電流値との比較による電流誤差を、それぞれ電圧指令手段１９に出力する。電流誤差は、実際に３相モータ１１に供給されている電流と、ユーザーが希望する駆動に必要な電流との差である。
　電圧指令手段１９は、比較器２０から出力された電流誤差に基づき、電圧指令値を演算する。具体的には、電圧指令手段１９は、ｄ軸上およびｑ軸上の電流誤差に、例えばＰＩ制御（比例積分制御）を施し、ｄ軸上およびｑ軸上の電圧指令値をそれぞれ演算する。そして、電圧指令手段１９は、ｄ，ｑ軸上の電圧指令値と３相モータ１１の回転位相角とを用いて逆ｄｑ変換を行い、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の各電圧指令値を演算し、これをＰＷＭ信号生成手段２１に出力する。
　全ＯＦＦ信号生成手段２２は、各スイッチング素子１４のすべてを非導通状態にする信号（例えば、ＬＯＷレベルの信号）を、Ｕ、Ｖ、Ｗ相ごとに生成しセレクタ２４に出力する。
　ＰＷＭ信号生成手段２１は、電圧指令に基づいて、各スイッチング素子１４にＰＷＭ制御に基づき導通状態と非導通状態とを繰り返させる信号（例えば、ＨＩＧＨレベルとＬＯＷレベルとを繰り返す信号）を、Ｕ、Ｖ、Ｗ相ごとに生成しセレクタ２４に出力する。
　特定信号生成手段２３は、時分割制御手段２６から出力された特定導通指令信号に基づいて、特定のスイッチング素子１４を継続して導通状態とし、残りのスイッチング素子１４を継続して非導通状態とする信号（例えば、特定のスイッチング素子にはＨＩＧＨレベルの信号であり、残りのスイッチング素子１４にはＬＯＷレベルの信号）を生成しセレクタ２４に出力する。
　セレクタ２４は、時分割制御手段２６から出力された選択信号に基づいて、全ＯＦＦ信号生成手段２２から出力された信号、ＰＷＭ信号生成手段２１から出力された信号、および、特定信号生成手段２３から出力された信号のいずれかを選択して、インバータ１２に出力する。
　なお、制御部１３は、１つのプロセッサないし複数のプロセッサの組み合わせで構成されることが考えられる。具体的には、マイクロコンピュータ、ＤＳＰ（Ｄｅｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、または専用ＩＣ（集積回路：Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）を用いればよい。
３．動作
　次に、モータ電流の波形を参照しながら、時分割制御を行う場合のモータ駆動システムの動作を説明する。
　図２は、時分割制御を行う場合の選択信号とモータ電流の波形図の一例である。図３（ａ）は、図２における一部拡大図であり、図３（ｂ）は、図３（ａ）の波形を得るために各スイッチング素子に出力される信号を示す図である。
　選択信号は、全ＯＦＦ信号生成手段２２を選択する状態Ｓ１と、ＰＷＭ信号生成手段２１を選択する状態Ｓ２と、特定信号生成手段２３を選択する状態Ｓ３との３種類の状態を取り得る。
　特定導通指令信号は、スイッチング素子１４ＵＰ、１４ＶＰ、１４ＷＰ、１４ＵＮ、１４ＶＮ、１４ＷＮのうち、選択信号が状態Ｓ３のときにいずれのスイッチング素子を導通状態とするかを示している。
　時刻ｔ１まで、選択信号が状態Ｓ１を示すので、セレクタ２４は全ＯＦＦ信号生成手段２２から出力された信号をインバータ１２に出力する。これにより、スイッチング素子１４のすべてが非導通状態となる。この期間、モータ電流は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相いずれもゼロとなる。また、図３（ｂ）に示すように、スイッチング素子１４の全部にはオフ信号が出力されている。
　時刻ｔ１から時刻ｔ２まで、選択信号が状態Ｓ３を示すので、セレクタ２４は、特定信号生成手段２３から出力された信号をインバータ１２に出力する。これにより、特定のスイッチング素子１４が継続して導通状態となり、残りのスイッチング素子１４が継続して非導通状態となる。導通状態とするスイッチング素子１４は、特定導通指令信号の状態Ｓ１１により決まる。ここでは、状態Ｓ１１は、Ｕ相上アームのスイッチング素子１４ＵＰとＷ相下アームのスイッチング素子１４ＷＮとを導通状態とし、残りのスイッチング素子を非導通状態とすることを示しているものとする。これにより、時刻ｔ１から時刻ｔ２まで、スイッチング素子１４ＵＰ、１４ＷＮが導通状態となり、残りのスイッチング素子１４ＵＮ、１４ＶＰ、１４ＶＮ、１４ＷＰが非導通状態となる。このとき、図４に示すように、Ｕ相にはモータ１１に流れ込む向きの電流が流れ、Ｗ相にはモータ１１から流れ出す向きの電流が流れる。そして、図３（ａ）に示すように、Ｕ相の電流とＷ相の電流が時間経過と共に増大する。また、図３（ｂ）に示すように、スイッチング素子１４ＵＰ、１４ＷＮにはオン信号が出力され、スイッチング素子１４ＵＮ、１４ＶＰ、１４ＶＮ、１４ＷＰにはオフ信号が出力されている。
　時刻ｔ２から時刻ｔ３まで、選択信号が状態Ｓ２を示すので、セレクタ２４は、ＰＷＭ信号生成手段２１から出力された信号をインバータ１２に出力する。これにより、各スイッチング素子１４がＰＷＭ制御に基づいて導通状態と非導通状態とを繰り返し、その結果、インバータ１２から３相交流電流が供給される。また、図３（ｂ）に示すように、スイッチング素子１４の全部にはオン信号とオフ信号とが繰り返し出力されている。なお、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間の長さは、以下の方法で決定される。
　まず、時分割制御手段２６は、エネルギー効率が最大となる最大効率トルクと要求トルクとの比率に基づいて、オンデューティーを決定する。具体的には、オンデューティーは、オンデューティー＝要求トルク／最大効率トルクの関係式により決定される。オンデューティーとは、モータ１１への電流供給を実施する時間を通電時間、モータ１１への３相交流電流の供給を中断する時間を非通電時間とすると、オンデューティー＝通電時間／（通電時間＋非通電時間）の関係式により定まる比率である。なお、最大効率トルク以外の指令トルクを用いた場合は、オンデューティーは、オンデューティー＝要求トルク／指令トルクの関係式により決定すれば良い。
　次に、時分割制御手段２６は、通電時間と非通電時間との合計の長さおよびオンデューティーから通電時間を決定する。通電時間は、通電時間＝オンデューティー×（通電時間＋非通電時間）の関係式により決定される。本実施形態では、通電時間と非通電時間との合計の長さは一定であり、固定値とする。
　そして、時分割制御手段２６は、決定した通電時間を時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間の長さに設定する。これにより、モータ１１の発生トルクの時間平均を要求トルクに近づけることができる。
　時刻ｔ３から時刻ｔ４まで、選択信号が状態Ｓ１を示すので、セレクタ２４は、全ＯＦＦ信号生成手段２２から出力された信号をインバータ１２に出力する。これ以降は、特定導通指令信号により示されるスイッチング素子が異なること以外は、上記の動作の繰り返しである。例えば、時刻ｔ４からｔ５まで、選択信号が状態Ｓ３を示すので、セレクタ２４は、特定信号生成手段２３から出力された信号をインバータ１２に出力する。導通状態とするスイッチング素子１４は、特定導通指令信号の状態Ｓ１２により決まる。
４．選択信号の生成方法
　時分割制御手段２６は、一定周期でパルスが立ち上がるパルス信号を内部で生成しており、パルスの立ち上がりのタイミングをモータ１１に電流供給を実施するタイミングを決める目安として用いる。
　時分割制御手段２６は、パルスの立ち上がりのタイミングになる前に、そのタイミングでのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値を予測する。電流値は、以下のように予測することができる。
　まず、現在のモータ１１の回転位相角と、現在のモータ１１の回転数と、現在からパルスの立ち上がりのタイミングまでの時間の長さとで、パルスが立ち上がるタイミングでのモータ１１の回転位相角を予測する。現在のモータの回転位相角は位相角検出手段１７で検出可能であり、現在のモータの回転数は回転数検出手段１６で検出可能である。
　次に、予測されたモータ１１の回転位相角からパルスの立ち上がりのタイミングでＵ相、Ｖ相、Ｗ相に流すべき電流値を求める。ここでの電流値は規格化された値である。
　さらに、最大効率トルクの大きさからＵ相、Ｖ相、Ｗ相に流すべき電流のピーク値を求める。そして、Ｕ相に流すべき電流値（規格値）にＵ相の電流のピーク値を乗ずることにより、パルスが立ち上がるタイミングでのＵ相の電流値を求める。Ｖ相、Ｗ相も同様にして求める。これにより、パルスが立ち上がるタイミングでのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値を予測することができる。
　時分割制御手段２６は、予測されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値を目標電流値Ｉｓｕ、Ｉｓｖ、Ｉｓｗとして設定する。
　次に、時分割制御手段２６は、特定のスイッチング素子を導通状態としてからＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流が目標電流値Ｉｓｕ、Ｉｓｖ、Ｉｓｗに達するまでの時間を予測する。この時間は、以下のように予測することができる。
　図５は、３相モータの等価回路図である。図５に示すように、モータの１相あたりの電気回路モデルは、巻線のインダクタンスＬと抵抗Ｒとが直列接続された回路として表現できる。
　各相に直流電圧Ｖｄｃを印加した時の回路方程式は、インバータ入力電圧がモータの回転による発電電圧よりも充分大きい、すなわち、発電電圧が小さいために無視できると仮定すると、数１で示すことができる。数1から導出すると、電流の時間変化i(t)は、数２のようになる。したがって、特定のスイッチング素子を導通状態としたタイミングをｔ＝０とおくと、数２で示されるようにモータ電流が流れる。そのため、数２を変形した数３にこの電流値を代入して解くと、特定のスイッチング素子を導通状態としてからＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流が目標電流Ｉｓｕ、Ｉｓｖ、Ｉｓｗに達するまでの時間を求めることができる。
　なお、数１から数３はモータの回転による発電電圧が小さいために無視できると仮定したが、発電電圧が大きく無視できない場合は、数１の左辺をインバータ入力電圧Ｖｄｃではなく、（インバータ入力電圧－モータ発電電圧）とすればよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　時分割制御手段２６は、パルスの立ち上がりのタイミングよりも予測された時間だけ前のタイミングを、特定のスイッチング素子を導通するタイミングとして設定する。すなわち、選択信号を状態Ｓ１から状態Ｓ３に切り替えるタイミングとする。
　そして、時分割制御手段２６は、選択信号が状態Ｓ３に切り替わった後、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流を検出し、検出されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値が目標電流値Ｉｓｕ、Ｉｓｖ、Ｉｓｗに達したタイミングを、モータ１１の各相への交流電流の供給を開始するタイミングとして設定する。すなわち、選択信号を状態Ｓ３から状態Ｓ２に切り替えるタイミングとする。ここで、上記の数３に基づく時間の予測が正確であれば、パルスの立ち上がりのタイミングとモータ１１に電流供給を実施するタイミングとが一致する。
　時分割制御手段２６は、選択信号が状態Ｓ２に切り替わった後、上述のオンデューティーにより定まる通電時間が経過したタイミングを、モータ１１への電流の供給を中断するタイミングとして設定する。すなわち、選択信号を状態Ｓ２から状態Ｓ１に切り替えるタイミングとする。
　以上の処理により、選択信号を生成することができる。
５．特定導通指令信号の生成方法
　既に説明したように、時分割制御手段２６は、一定周期でパルスが立ち上がるパルス信号を内部で生成している。時分割制御手段２６は、パルスの立ち上がりのタイミングになる前に、そのタイミングでのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流の大きさと向きを予測する。電流の大きさと向きとは、パルスが立ち上がるタイミングでのモータ１１の回転位相角を予測し、予測されたモータ１１の回転位相角からＵ相、Ｖ相、Ｗ相に流すべき電流値を求める。これらの処理は、選択信号の生成での処理と同様である。求めた電流値には正負があり、電流値の絶対値が電流の大きさを示し、電流値の正負が電流の向きを示す。
　時分割制御手段２６は、モータ１１への電流供給を開始するタイミングにおいてモータ１１における電流が流れ込む相に対応する上アームのスイッチング素子を前記タイミングになるまで継続して導通状態とすると共に、前記タイミングにおいてモータ１１における電流が流れ出す相に対応する下アームのスイッチング素子を前記タイミングになるまで継続して導通状態とするように、特定導通指令信号を設定する。
　例えば、図３（ａ）の例では、時刻ｔ２でのＵ相の電流値Ｉｓｕが正なのでＵ相の電流の向きはモータ１１に流れ込む向きであり、時刻ｔ２でのＷ相の電流値Ｉｓｗが負なのでＷ相の電流の向きはモータ１１から流れ出す向きである。したがって、時分割制御手段２６は、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの特定導通指令信号の状態Ｓ１１を、Ｕ相の上アームのスイッチング素子１４ＵＰとＷ相の下アームのスイッチング素子１４ＷＮが導通状態になるように設定している。なお、図３（ａ）の例では、偶然、時刻ｔ２でのＶ相の電流値がゼロであるが、モータ１１に電流供給を実施するタイミングにおいていずれの相の電流値もゼロではない場合もある。例えば、図２に示す時刻ｔ５では、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれの電流値もゼロではない。このように、モータ１１の各相に交流電流の供給を開始するタイミングにおいてＵ相、Ｖ相、Ｗ相のうち２相の電流が同じ向きに流れる場合は、図６（ａ）に示すように、電流値の大きいほうを導通状態とし、それから所定時間経過後に電流値の小さいほうを導通状態とする。図６（ｂ）は、図６（ａ）の波形を得るために各スイッチング素子に出力される信号を示す図である。図６（ｂ）に示すように、時刻ｔ４までは、スイッチング素子１４の全部にオフ信号が出力される。次に、時刻ｔ４から時刻ｔ６まで、スイッチング素子１４ＵＰ、１４ＷＮにはオン信号が出力され、スイッチング素子１４ＵＮ、１４ＶＰ、１４ＶＮ、１４ＷＰにはオフ信号が出力されている。その後、時刻ｔ６からｔ５まで、スイッチング素子１４ＵＰ、１４ＶＰ、１４ＷＮにはオン信号が出力され、スイッチング素子１４ＵＮ、１４ＶＮ、１４ＷＰにはオフ信号が出力されている。そして、時刻ｔ５からは、スイッチング素子１４の全部にはオン信号とオフ信号とが繰り返し出力されている。この例では、時刻ｔ４においてＵ相の上アームのスイッチング素子１４ＵＰを導通状態とすると共に、Ｗ相の下アームのスイッチング素子１４ＷＮを導通状態とし、その後の時刻ｔ６においてＶ相の上アームのスイッチング素子１４ＶＰを導通状態としている。この時間差は、目標電流値Ｉｓｕ、Ｉｓｖ、Ｉｓｗの大きさに起因している。すなわち、モータ１１の巻線のインダクタンスＬと抵抗ＲはＵ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれにおいても略同じなので、特定のスイッチング素子１４を導通状態にしたときの電流の変化率もＵ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれにおいても略同じである。そのため、目標電流値が大きいほど、導通状態にしてから目標電流値に達するまでの時間が長くなるからである。例えば、図７に示すように、時刻ｔ５において目標電流値Ｉｓｖ１に達するには時刻ｔ６１に導通状態とすればよく、時刻ｔ５においてそれよりも大きな目標電流値Ｉｓｖ２に達するにはそれよりも早めの時刻ｔ６２に導通状態とする必要がある。
　図８は、モータの回転位相角を３０°毎に区分した各区間と、各区間において導通状態にするスイッチング素子とを示す図である。図８（ａ）の区間１～１２が、図８（ｂ）の区間１～１２に対応している。区間１は位相角が０°以上３０°未満であり、区間２は位相角が３０°以上６０°未満であり、以下、同様である。図８（ｂ）において「ＯＮ」は、導通状態にするスイッチング素子を示し、「調整ＯＮ」は、「ＯＮ」に示されたスイッチング素子を非導通状態にしてから所定時間経過後に導通状態にするスイッチング素子を示す。例えば、モータ１１に電流供給を実施するタイミングが区間１に含まれていれば、Ｖ相上アームのスイッチング素子１４ＶＰを導通状態とすると共にＷ相下アームのスイッチング素子１４ＷＮを導通状態とし、所定時間経過後にＵ相上アームのスイッチング素子１４ＵＰを非導通状態から導通状態とすればよい。なお、図２の時刻ｔ２の位相角は、位相角６０°であり、区間３に含まれる。このように、「調整ＯＮ」であるスイッチング素子の電流が０Ａ（アンペア）であるときは、非導通状態とする。また、図２の時刻ｔ５の位相角は、位相角５０°付近であり、区間２に含まれる。
　なお、各区間の境界の時刻において、あるスイッチング素子の一方の区間における状態が「調整ＯＮ」であり、他方の区間における状態が「ＯＮ」である場合は、当該スイッチング素子を導通状態にする。例えば、区間１と区間２との境界の時刻においては、スイッチング素子１４ＷＮを導通状態にするとともに、スイッチング素子１４ＵＰ、１４ＶＰをいずれも導通状態にする。
　一方、各区間の境界の時刻において、あるスイッチング素子の一方の区間における状態が「調整ＯＮ」であり、他方の区間における状態が「ＯＦＦ」である場合は、当該スイッチング素子を非導通状態にする。例えば、区間２と区間３との境界の時刻においては、スイッチング素子１４ＵＮ、１４ＷＰを非導通状態にするとともに、スイッチング素子１４ＶＰ、１４ＶＮをいずれも非導通状態にする。
６．効果
　上記の通り、制御部１３は、スイッチング素子１４のすべてを非導通状態とする第１の制御と、モータ１１へ３相交流電流を供給するように各スイッチング素子１４をＰＷＭ制御に基づき導通状態と非導通状態とで繰り返させる第２の制御と、モータ１１に電流供給を実施するタイミングでの電流の向きがモータ１１に流れ込む向きである相においては上アームのスイッチング素子を継続して導通状態とすると共に、モータ１１から流れ出す向きである相においては下アームのスイッチング素子を導通状態とする第３の制御とを選択的に実行している。さらに、制御部１３は、トルクの発生の中断状態である第１の制御からトルクの発生状態である第２の制御へと切り替えるとき、第１の制御、第３の制御、第２の制御の順に切り替えている。これにより、３相交流電流の供給の中断から再供給までの遷移に要する時間を短くすることができる。以下、図９を用いて、当該効果をより詳細に説明する。
　図９（ａ）は本実施形態におけるモータ電流波形の時間変化を表す波形図であり、図９（ｂ）は比較例におけるモータ電流波形の時間変化を表す波形図である。ここでは、比較例として、トルクの発生の中断状態からトルクの発生状態に切り替える際に、第１の制御から第２の制御に直接切り替える例を想定している。比較例では、図９（ｂ）に示すように、３相すべてでＰＷＭ制御によるスイッチング動作が行われる。すなわち、目標電流値Ｉｓｕ、Ｉｓｖ、Ｉｓｗに到達するまで、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相すべてで導通状態と非導通状態とを繰り返すスイッチング動作が行われる。なお、この例では、Ｖ相のスイッチング素子のデューティーが１／２となっているので、Ｖ相の見た目の電流値はゼロとなっている。
　一方、図９（ａ）に示すように、本実施形態では、トルクの発生を中断している第１の制御からトルクを発生している第２の制御までの遷移時間において、Ｕ相の上アームのスイッチング素子１４ＵＰを継続的に導通状態とすると共にＷ相の下アームのスイッチング素子１４ＷＮを継続的に導通状態とする第３の制御を行う。
　ＰＷＭ制御を行う比較例では、Ｕ相の上アームおよびＷ相下アームのスイッチング素子１４ＵＰ，１４ＷＮが非導通状態となる期間がある。しかしながら、第３の制御を行う本実施形態では、Ｕ相の上アームおよびＷ相下アームのスイッチング素子１４ＵＰ，１４ＷＮが非導通状態となる期間がなく、トルクの発生を中断している第１の制御からトルクを発生している第２の制御までの遷移時間は短くなる。これにより、エネルギー効率の低い状態での駆動時間が短くなるので、エネルギー損失を低減できる。従って、比較例よりも、トルクの発生を中断している第１の制御からトルクを発生している第２の制御までの遷移時間におけるエネルギー損失を低減できるモータ駆動システム１を提供できる。
　また、遷移期間が短いほど、エネルギー効率が最大となるトルクが発生している期間やトルクの発生が中断している期間を長く設定できる。そのため、さらに、エネルギー損失を低減できるモータ駆動システム１を提供できる。
＜変形例＞
１．第３の制御から第２の制御への切換えタイミングの変形例
　実施の形態では、時分割制御手段２６は、選択信号が状態Ｓ３に切り替わった後、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電流を検出し、検出されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流値が目標電流値Ｉｓｕ、Ｉｓｖ、Ｉｓｗに達したタイミングを、モータ１１に３相交流電流を供給するタイミングとして設定している。本発明は、このように電流を実測する例に限らず、選択信号が状態Ｓ３に切り替わった後、数３により定まる時間が経過したタイミングを、モータ１１の各相への交流電流の供給を開始するタイミングとして設定することとしてもよい。
　これによると、電流検出手段１５から時分割トルク制御手段１８にモータ電流値を入力する必要がなくなるため、モータ駆動システム１をより簡略化することができる。
２．第３の制御におけるスイッチング素子調整ＯＮ制御の変形例
　上記の実施形態においては、第３の制御時に同じ向きに電流が流れる相が２つある場合、電流値が小さい方の相の上アームのスイッチング素子を、待機時間後に非導通状態から導通状態へ切換える例を示したが、これに限定されず別の制御でもよい。以下、この変形例について説明する。
　図１０（ａ）は、３相の電流波形図であり、図１０（ｂ）は、図１０（ａ）の波形を得るために各スイッチング素子に出力される信号を示す図である。図１１はＵ相の目標電流値とＵ相の電流の傾きとの関係を示す図である。図１０（ａ）に示すように、Ｓ３において、Ｕ相上アームとＷ相下アームとのスイッチング素子１４ＵＰ，１４ＷＮを継続して導通状態とすると同時に、Ｖ相の上アームのスイッチング素子１４ＶＰをスイッチング動作させてもよい。Ｖ相の目標電流値とＵ相の目標電流値をそれぞれＩｓｖ、Ｉｓｕとすると、Ｖ相のＳ３におけるオン時間はＩｓｖ／Ｉｓｕであり、ｔ４からｔ５の期間においてＩｓｖ／ＩｓｕだけＶ相の上アームのスイッチング素子１４ＶＰがオンするようにスイッチング動作させる。具体的には、図１０（ｂ）に示すように、時刻ｔ４までは、スイッチング素子１４の全部にオフ信号が出力されている。次に、時刻ｔ４からｔ５まで、スイッチング素子１４ＵＰ、１４ＷＮにはオン信号が出力され、スイッチング素子１４ＶＰにはＩｓｖ／Ｉｓｕだけオンするようにオン信号とオフ信号とが繰り返し出力され、スイッチング素子１４ＵＮ、１４ＶＮ、１４ＷＰにはオフ信号が出力されている。そして、時刻ｔ５からは、スイッチング素子１４の全部にはオン信号とオフ信号とが繰り返し出力されている。図１１に示すように、時刻ｔ５における目標電流値Ｉｓｖに達するように、時刻ｔ４からｔ５まで、Ｖ相の上アームのスイッチング素子１４ＶＰをスイッチング動作させる。
３．第２の制御から第１の制御に切換えるタイミングの変形例
　実施の形態では、第２の制御から第１の制御に切換えるタイミングを、正弦波電流のオンからオフへのタイミングに対応させている。これについての変形例を説明する。
　第２の制御から第１の制御に切換える際、時分割トルク制御手段１８は、電流検出手段１５からの入力信号から、いずれか１相の電流が略０Ａになるタイミングを検出する。このタイミングで、時分割制御手段２６がセレクタ２４に信号を送信し、これにより、セレクタ２４は全ＯＦＦ信号生成手段２２からの信号を各スイッチング素子１４に出力する。これにより、インバータ１２のスイッチング素子１４のすべては非導通状態となる。
　このように、いずれか１相の電流が略０Ａになるタイミングで第２の制御から第１の制御に切換えると、第１の制御に切換えた時点から３相モータ１１に流れている電流がすべて０Ａとなるまでの期間での、回路損失が小さくなる。この回路損失は、フライホイールダイオードの電圧降下によって発生するものである。第１の制御に切換えた時点から３相モータ１１に流れている電流がすべて０Ａとなるまでの期間では、３相モータ１１に流れる電流が、インバータ１２のフライホイールダイオードを通って電源１０に回生される。例えばＵ相の電流が略０Ａの時点で第１の制御に切換ると、回路損失が発生するフライホイールダイオードは残りＶ、Ｗ相の上アームもしくは下アームの２箇所となる。このタイミングで非導通動作に切り替えることで、スイッチング素子の回路損失が３箇所で生じるときよりも小さくなり、さらにエネルギー効率の高いモータ駆動システム１を提供できる。
４．第３の制御から第２の制御への切換えタイミングの変形例
　実施の形態では、第３の制御から第２の制御に切換えるタイミングを、時分割制御手段２６の内部で生成されているパルス信号のパルスの立ち上がりに略一致させている。そのため、第３の制御から第２の制御に切り替えるタイミングとモータ１１の回転位相角との関係が固定的ではない。しかし、第３の制御から第２の制御に切換えるタイミングは、これに限らず、第３の制御から第２の制御に切り替えるタイミングとモータ１１の回転位相角との関係が固定的であってもよい。例えば、第３の制御から第２の制御に切り替えるタイミングを、常に、モータ１１の回転位相角が（α＋６０°×Ｎ）の条件を満たすタイミングに一致させることとしても良い。このとき、αは０°以上６０°未満の固定値であり、Ｎは０以上５以下の整数からモータ１１への３相交流電流を供給するタイミングが到来するたびに選択される。モータ１１では、回転位相角が６０°毎に各相の電流の大きさが同じような状況になる。このように第３の制御から第２の制御に切り替えるタイミングを同じような状況で固定すれば、数３を用いた演算を毎回する必要がなく、時分割制御手段２６の処理負荷を低減することができる。
　なお、これを実現するには、例えば、時分割制御手段２６の内部のパルス信号のパルスの立ち上がりのタイミングが、（α＋６０°×Ｎ）の条件を満たすタイミングに一致していれば、そのタイミングを第３の制御から第２の制御に切り替えるタイミングとすればよい。また、パルス信号のパルスの立ち上がりのタイミングが（α＋６０°×Ｎ）の条件を満たすタイミングからずれている場合には、第３の制御から第２の制御に切り替えるタイミングを、パルスの立ち上がりのタイミングよりも前の（α＋６０°×Ｎ）の条件を満たすタイミングか、パルスの立ち上がりのタイミングよりも後の（α＋６０°×Ｎ）の条件を満たすタイミングかのどちらかにずらせばよい。このとき、どちらにずらすかを、時間平均発生トルクと目標発生トルクとの大小関係に基づいて選択することができる。具体的には、時間平均発生トルクが目標発生トルクよりも大きいときはパルスの立ち上がりのタイミングよりも後の（α＋６０°×Ｎ）の条件を満たすタイミングにし、逆の場合にはパルスの立ち上がりのタイミングよりも前の（α＋６０°×Ｎ）の条件を満たすタイミングにする。このようにすると、簡単な計算で、時間平均発生トルクと目標発生トルクとのずれを低減できる。
　本発明に係るモータ駆動システムは、例えば、空気調和機の圧縮機インバータ制御、冷蔵庫用インバータ制御、ヒートポンプ給湯器のインバータ制御、産業用サーボアンプのインバータ制御、電気自動車やハイブリッド自動車のインバータ制御などに広く適用可能である。
１１　３相モータ
１２　インバータ
１３　制御部
１４　スイッチング素子
２１　ＰＷＭ信号生成手段
２２　全ＯＦＦ信号生成手段
２３　特定信号生成手段
２４　セレクタ
２６　時分割制御手段

Claims (9)

  1. 　スイッチング素子と前記スイッチング素子に並列に接続された還流ダイオードとを有する少なくとも３つの上アームと、スイッチング素子と前記スイッチング素子に並列に接続された還流ダイオードとを有する少なくとも３つの下アームとを備え、３相モータに電力を供給するためのインバータと、
    　前記インバータが備える前記複数のスイッチング素子を制御する制御部と
    　を備えたモータ駆動システムにおいて、
    　前記制御部は、
    　前記３相モータへの電流の供給を停止するように、前記複数のスイッチング素子のすべてを非導通状態とする第１の制御と、
    　前記３相モータの各相へ交流電流を供給するように、前記複数のスイッチング素子の導通状態および非導通状態を繰り返す第２の制御と、
    　前記上アームのスイッチング素子のうち、前記３相モータの各相への交流電流の供給を開始するタイミングにおいて前記３相モータにおける電流が流れ込む相に対応する上アームのスイッチング素子を、前記タイミングに達するまでの間継続して導通状態とすると共に、前記下アームのスイッチング素子のうち、前記タイミングにおいて前記３相モータにおける電流が流れ出す相に対応する下アームのスイッチング素子を、前記タイミングに達するまでの間継続して導通状態とする第３の制御と
    　を選択的に実行し、
    　前記３相モータへの電流の供給が停止した状態から、前記３相モータの各相への交流電流の供給を開始するとき、
    　前記第１の制御、前記第３の制御、前記第２の制御の順に、前記複数のスイッチング素子の制御を切換える
    　モータ駆動システム。
  2. 　前記制御部は、
    　前記３相モータの各相への交流電流の供給を開始するタイミングにおいて、前記３相モータの２つの相に同じ向きの電流が流れる場合、
    　前記第３の制御において、
    　前記３相モータの２つの相のうちの電流の大きさが大きい相に対応するスイッチング素子を継続して導通状態とし、所定時間経過後に電流の大きさが小さい相に対応するスイッチング素子を継続して導通状態とする
    　請求項１に記載のモータ駆動システム。
  3. 　前記制御部は、
    　前記３相モータの各相への交流電流の供給を開始するタイミングにおいて、前記３相モータの２つの相に同じ向きの電流が流れる場合、
    　前記第３の制御において、
    　前記３相モータの２つの相のうちの電流の大きさが大きい相に対応するスイッチング素子を継続して導通状態とし、電流の大きさが小さい相に対応するスイッチング素子を導通状態と非導通状態とで繰り返す
    　請求項１記載のモータ駆動システム。
  4. 　前記制御部は、
    　前記３相モータの各相への交流電流の供給を開始するタイミングを、前記３相モータの位相角が（α＋６０°×Ｎ）（αは０°以上６０°未満の固定値であり、Ｎは０以上５以下の整数から選択される値）の条件を満たすタイミングに一致させる
    　請求項１から３のいずれかに記載のモータ駆動システム。
  5. 　前記制御部は、
    　前記３相モータの各相への交流電流の供給を開始するタイミングの目安となるパルス信号を得て、
    　前記パルス信号に基づくタイミングが前記（α＋６０°×Ｎ）の条件を満たすタイミングからずれている場合に、前記３相モータの各相への交流電流を供給するタイミングを、前記パルス信号に基づくタイミングよりも前の前記（α＋６０°×Ｎ）の条件を満たすタイミングか、前記パルス信号に基づくタイミングよりも後の前記（α＋６０°×Ｎ）の条件を満たすタイミングかのいずれかに設定する
    　請求項４に記載のモータ駆動システム。
  6. 　前記制御部は、
    　前記第２の制御から前記第１の制御へと切換えるとき、前記３相モータの３相のうちいずれかの相の電流がゼロとなるタイミングで切換える
    　請求項１から５のいずれかに記載のモータ駆動システム。
  7. 　スイッチング素子と前記スイッチング素子に並列に接続された還流ダイオードとを有する少なくとも３つの上アームと、スイッチング素子と前記スイッチング素子に並列に接続された還流ダイオードとを有する少なくとも３つの下アームとを備え、３相モータに電力を供給するためのインバータの駆動方法であって、
    　前記３相モータへの電流の供給が停止した状態から、前記３相モータの各相への交流電流の供給を開始するとき、
    　前記上アームのスイッチング素子のうち、前記３相モータの各相への交流電流の供給を開始するタイミングにおいて前記３相モータにおける電流が流れ込む相に対応する上アームのスイッチング素子を、前記タイミングに達するまでの間継続して導通状態とすると共に、前記下アームのスイッチング素子のうち、前記タイミングにおいて前記３相モータにおける電流が流れ出す相に対応する下アームのスイッチング素子を、前記タイミングに達するまでの間継続して導通状態とする遷移制御を行い、
    　前記遷移制御を行った後、前記３相モータの各相への交流電流の供給を開始するように、前記複数のスイッチング素子の導通状態および非導通状態を繰り返す交流電流供給制御を行う
    　インバータの駆動方法。
  8. 　前記３相モータの各相への交流電流の供給を開始するタイミングにおいて、前記３相モータの２つの相に同じ向きの電流が流れる場合、
    　前記遷移制御において、
    　前記３相モータの２つの相のうちの電流の大きさが大きい相に対応するスイッチング素子を継続して導通状態とし、所定時間経過後に電流の大きさが小さい相に対応するスイッチング素子を継続して導通状態とする
    　請求項７に記載のインバータの駆動方法。
  9. 　前記３相モータの各相への交流電流の供給を開始するタイミングにおいて、前記３相モータの２つの相に同じ向きの電流が流れる場合、
    　前記遷移制御において、
    　前記３相モータの２つの相のうちの電流の大きさが大きい相に対応するスイッチング素子を継続して導通状態とし、電流の大きさが小さい相に対応するスイッチング素子を導通状態と非導通状態とで繰り返す
    　請求項７に記載のインバータの駆動方法。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105826778A (zh) * 2016-03-17 2016-08-03 晶科华兴集成电路（深圳）有限公司 一种辅助电机与电机控制器进行电连接的配线器
JP2019146405A (ja) * 2018-02-22 2019-08-29 株式会社ミツバ モータ制御装置及びモータ制御方法
CN110474573A (zh) * 2018-05-11 2019-11-19 爱信精机株式会社 电机控制装置

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6036322B2 (ja) * 2013-01-18 2016-11-30 株式会社島津製作所 モータ駆動装置および真空ポンプ
JP6303354B2 (ja) * 2013-09-19 2018-04-04 株式会社デンソー モータ駆動装置
WO2015046000A1 (ja) * 2013-09-24 2015-04-02 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 制御装置
KR101988088B1 (ko) * 2016-10-31 2019-06-12 현대자동차주식회사 모터 구동 제어 방법, 시스템 및 이를 적용한 연료전지 시스템의 압축기 구동 제어 방법
JP6610586B2 (ja) * 2017-03-13 2019-11-27 トヨタ自動車株式会社 駆動装置
JP7173775B2 (ja) * 2018-07-20 2022-11-16 ミネベアミツミ株式会社 モータ駆動制御装置及びモータの駆動制御方法
CN112332719B (zh) * 2019-07-30 2023-05-23 南京泉峰科技有限公司 一种电动工具的控制方法、系统和电动工具
US11296644B2 (en) * 2020-01-20 2022-04-05 Ford Global Technologies, Llc Alternating passive rectification and 3-phase-short control for motor fault protection

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08182381A (ja) * 1994-12-28 1996-07-12 Hitachi Ltd 負荷を間欠駆動するためのインバータ装置
JPH10243680A (ja) * 1997-02-27 1998-09-11 Nissan Motor Co Ltd モータ制御装置及び電動車両
JP2011036008A (ja) * 2009-07-31 2011-02-17 Hitachi Automotive Systems Ltd モータの制御装置及びそれを備えたモータシステム
JP2011067043A (ja) 2009-09-18 2011-03-31 Mitsubishi Electric Corp 電気自動車の駆動制御装置

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0614786B2 (ja) 1984-12-28 1994-02-23 富士電機株式会社 Ｐｗｍ信号発生回路
JPH05153705A (ja) 1991-11-28 1993-06-18 Hitachi Ltd 電気自動車
JP3232823B2 (ja) 1993-11-16 2001-11-26 株式会社日立製作所 電気自動車の回生制動制御方法
JP3229094B2 (ja) 1993-11-25 2001-11-12 三菱電機株式会社 インバータ装置
JPH0956162A (ja) 1995-08-21 1997-02-25 Hitachi Ltd コンバータのｐｗｍ制御装置
DE10037972B4 (de) * 1999-08-05 2005-09-15 Sharp K.K. Vorrichtung und Verfahren zur Elektromotorsteuerung
CN1297067C (zh) * 2000-02-14 2007-01-24 三洋电机株式会社 电机装置
BRPI0004062B1 (pt) * 2000-09-08 2015-10-13 Brasil Compressores Sa método de controle de motor elétrico, sistema de controle de motor elétrico e motor elétrico
ES2433640T3 (es) * 2001-09-29 2013-12-12 Daikin Industries, Ltd. Procedimiento para la detección de la corriente de fase, procedimiento de control de inversor, procedimiento de control de motor y aparatos utilizados en estos procedimientos
JP3907453B2 (ja) 2001-11-28 2007-04-18 松下電器産業株式会社 電気動力装置付き車輌の制御装置
US6774592B2 (en) * 2001-12-03 2004-08-10 Delphi Technologies, Inc. Method and system for controlling a permanent magnet machine
ATE386362T1 (de) * 2002-12-12 2008-03-15 Matsushita Electric Ind Co Ltd Motorsteuerungsvorrichtung
EP1501186B1 (en) * 2003-07-18 2018-08-22 III Holdings 10, LLC Motor driving apparatus
JP4118841B2 (ja) * 2004-07-01 2008-07-16 山洋電気株式会社 同期電動機の制御装置、及び、その制御方法
CN100440713C (zh) 2006-12-22 2008-12-03 清华大学 一种减小共模电压的两相pwm调制方法
CA2698956C (en) * 2007-10-29 2013-07-16 Mitsubishi Electric Corporation Controller of motor
JP2011015515A (ja) 2009-07-01 2011-01-20 Nissan Motor Co Ltd 電動機の制御システムおよび電動機の制御方法
JP5439352B2 (ja) 2010-04-28 2014-03-12 株式会社日立製作所 電力変換装置
DE102010030239A1 (de) * 2010-06-17 2011-12-22 BSH Bosch und Siemens Hausgeräte GmbH Verfahren und Vorrichtung zum Anlassen eines Elektromotors

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08182381A (ja) * 1994-12-28 1996-07-12 Hitachi Ltd 負荷を間欠駆動するためのインバータ装置
JPH10243680A (ja) * 1997-02-27 1998-09-11 Nissan Motor Co Ltd モータ制御装置及び電動車両
JP2011036008A (ja) * 2009-07-31 2011-02-17 Hitachi Automotive Systems Ltd モータの制御装置及びそれを備えたモータシステム
JP2011067043A (ja) 2009-09-18 2011-03-31 Mitsubishi Electric Corp 電気自動車の駆動制御装置

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105826778A (zh) * 2016-03-17 2016-08-03 晶科华兴集成电路（深圳）有限公司 一种辅助电机与电机控制器进行电连接的配线器
JP2019146405A (ja) * 2018-02-22 2019-08-29 株式会社ミツバ モータ制御装置及びモータ制御方法
JP6994979B2 (ja) 2018-02-22 2022-01-14 株式会社ミツバ モータ制御装置及びモータ制御方法
CN110474573A (zh) * 2018-05-11 2019-11-19 爱信精机株式会社 电机控制装置

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