JP3229094B2 - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
- Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
- Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、２相スイッチングに
より直流電源を３相交流電源に変換するインバータ装置
に関するものである。
より直流電源を３相交流電源に変換するインバータ装置
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年の省エネルギーの高まりの中で各種
電動機を制御する３相インバータ装置においても高効率
化が要求されている。従来、このような要求に対しイン
バータの出力相の内必ず１相をＰＷＭしないようにＰＷ
Ｍパターンを選択し、スイッチングロスを低減すること
で高効率化を実現する２相変調方式が提案されている。
電動機を制御する３相インバータ装置においても高効率
化が要求されている。従来、このような要求に対しイン
バータの出力相の内必ず１相をＰＷＭしないようにＰＷ
Ｍパターンを選択し、スイッチングロスを低減すること
で高効率化を実現する２相変調方式が提案されている。
【０００３】以下、２相変調方式についてその原理を説
明する。図１０は、３相インバータ装置のトランジスタ
ブリッジにより構成されたインバータ主回路２とそのイ
ンバータ主回路２に接続された３相負荷３を示す回路図
である。図１１は２相変調を説明するための原理説明図
である。図１０においてＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗはインバータ
グランドを基準にした各相電位、Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗ
ｕは線間電圧、Ｖｕｎ，Ｖｖｎ，Ｖｗｎは負荷のＵ，
Ｖ，Ｗ相に印加される相電圧、Ｅｄはインバータの直流
母線電圧である。このとき前記各電圧間には次に示す式
（１），（２），（３）の関係がある。
明する。図１０は、３相インバータ装置のトランジスタ
ブリッジにより構成されたインバータ主回路２とそのイ
ンバータ主回路２に接続された３相負荷３を示す回路図
である。図１１は２相変調を説明するための原理説明図
である。図１０においてＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗはインバータ
グランドを基準にした各相電位、Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗ
ｕは線間電圧、Ｖｕｎ，Ｖｖｎ，Ｖｗｎは負荷のＵ，
Ｖ，Ｗ相に印加される相電圧、Ｅｄはインバータの直流
母線電圧である。このとき前記各電圧間には次に示す式
（１），（２），（３）の関係がある。
【０００４】 Ｖｕｖ＝Ｖｕ−Ｖｖ＝Ｖｕｎ−Ｖｖｎ ・・・（１）
【０００５】 Ｖｖｗ＝Ｖｖ−Ｖｗ＝Ｖｖｎ−Ｖｗｎ ・・・（２）
【０００６】 Ｖｗｕ＝Ｖｗ−Ｖｕ＝Ｖｗｎ−Ｖｕｎ ・・・（３）
【０００７】ここで線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕを
次に示す式（４），（５），（６）による指令値Ｖｕｖ
* ，Ｖｖｗ* ，Ｖｗｕ* に制御する場合、インバータの
各相電位Ｖｕ* ，Ｖｖ* ，Ｖｗ* は「０」以上「Ｅｄ」
以下であり、かつ式（４），（５），（６）の条件を満
たすように制御すればよい。
次に示す式（４），（５），（６）による指令値Ｖｕｖ
* ，Ｖｖｗ* ，Ｖｗｕ* に制御する場合、インバータの
各相電位Ｖｕ* ，Ｖｖ* ，Ｖｗ* は「０」以上「Ｅｄ」
以下であり、かつ式（４），（５），（６）の条件を満
たすように制御すればよい。
【０００８】 Ｖｕｖ* ＝Ｅｄｓｉｎθ ・・・（４）
【０００９】 Ｖｖｗ* ＝Ｅｄｓｉｎ（θ−２π／３） ・・・（５）
【００１０】 Ｖｗｕ* ＝Ｅｄｓｉｎ（θ＋２π／３） ・・・（６）
【００１１】ここで例えば次に示す式（７），（８），
（９）となるように制御できれば、Ｕ相はＰＷＭする必
要がなくスイッチングロスが低減できる。２π／３＜θ
＜πの期間ではＶｕ* ＞Ｖｖ* かつＶｕ* ＞Ｖｗ* が成
立するので上記の通り制御できる。
（９）となるように制御できれば、Ｕ相はＰＷＭする必
要がなくスイッチングロスが低減できる。２π／３＜θ
＜πの期間ではＶｕ* ＞Ｖｖ* かつＶｕ* ＞Ｖｗ* が成
立するので上記の通り制御できる。
【００１２】 Ｖｕ* ＝Ｅｄ ・・・（７）
【００１３】 Ｖｖ* ＝Ｅｄ−Ｖｕｖ* ・・・（８）
【００１４】 Ｖｗ* ＝Ｅｄ＋Ｖｗｕ* ・・・（９）
【００１５】他の期間においてもＰＷＭ休止相をＵ相，
Ｖ相，Ｗ相、また休止相電位を「０」および「Ｅｄ」と
して各相電位を求めることにより全期間においてＰＷＭ
休止相が存在するように構成できる。ここで上述した方
法によりＵ相の電位指令を作成した例を図１２に示す。
図１２は、従来の２相変調方式における線間電圧指令と
Ｕ相電位指令を示す波形図である。前記式（７），
（８），（９）から明らかなように各相電位の大小関係
は３相線間電圧指令の極性に依存するので、ＰＷＭ休止
期間のタイミングはπ／３毎に変化する３相線間電圧指
令の極性変化タイミングに同期している。
Ｖ相，Ｗ相、また休止相電位を「０」および「Ｅｄ」と
して各相電位を求めることにより全期間においてＰＷＭ
休止相が存在するように構成できる。ここで上述した方
法によりＵ相の電位指令を作成した例を図１２に示す。
図１２は、従来の２相変調方式における線間電圧指令と
Ｕ相電位指令を示す波形図である。前記式（７），
（８），（９）から明らかなように各相電位の大小関係
は３相線間電圧指令の極性に依存するので、ＰＷＭ休止
期間のタイミングはπ／３毎に変化する３相線間電圧指
令の極性変化タイミングに同期している。
【００１６】以上が従来の２相変調の原理である。な
お、以上の説明では線間電圧指令に基づきＰＷＭ変調信
号を生成する場合について述べたが、指令信号は相電圧
指令である場合もある。
お、以上の説明では線間電圧指令に基づきＰＷＭ変調信
号を生成する場合について述べたが、指令信号は相電圧
指令である場合もある。
【００１７】以上説明した２相変調の原理を用いたイン
バータ装置として、１９８３年「ザインスティテュート
オブ エレクトリカル エンジニアズ オブ ジャパ
ン（Ｔｈｅ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｏ
ｒｉｃａｌ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ ｏｆ Ｊａｐａ
ｎ）」より発行されたＩＰＥＣ−Ｔｏｋｙｏ ｃｏｎｆ
ｅｒｅｎｃｅ ｒｅｃｏｒｄの３８４頁〜３９５頁に開
示されたインバータ装置がある。
バータ装置として、１９８３年「ザインスティテュート
オブ エレクトリカル エンジニアズ オブ ジャパ
ン（Ｔｈｅ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｏ
ｒｉｃａｌ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｓ ｏｆ Ｊａｐａ
ｎ）」より発行されたＩＰＥＣ−Ｔｏｋｙｏ ｃｏｎｆ
ｅｒｅｎｃｅ ｒｅｃｏｒｄの３８４頁〜３９５頁に開
示されたインバータ装置がある。
【００１８】図１３は、上述した従来のインバータ装置
の構成を示すブロック図である。図１４は、図１３に示
すインバータ装置の動作波形図である。図１３において
１６はゲート信号用ラッチ、１７はパルスパターンメモ
リ、１８は位相カウンタ、１９はキャリアカウンタ、２
０はスイッチタイミングメモリである。パルスパターン
メモリ１７とスイッチタイミングメモリ２０にはそれぞ
れスイッチングパターンが書き込まれている。２１はコ
ンパレータ、２２はバイナリ変換器、２３はスイッチタ
イミング信号用ラッチ、２４と２５は単安定マルチバイ
ブレータ、２６と２７はＤフリップフロップ、２８はス
キャンカウンタである。
の構成を示すブロック図である。図１４は、図１３に示
すインバータ装置の動作波形図である。図１３において
１６はゲート信号用ラッチ、１７はパルスパターンメモ
リ、１８は位相カウンタ、１９はキャリアカウンタ、２
０はスイッチタイミングメモリである。パルスパターン
メモリ１７とスイッチタイミングメモリ２０にはそれぞ
れスイッチングパターンが書き込まれている。２１はコ
ンパレータ、２２はバイナリ変換器、２３はスイッチタ
イミング信号用ラッチ、２４と２５は単安定マルチバイ
ブレータ、２６と２７はＤフリップフロップ、２８はス
キャンカウンタである。
【００１９】スイッチタイミングメモリ２０は、外部か
ら電圧振幅指令を入力し、次の１／６周期期間における
スイッチングタイミング情報を出力する。パルスパター
ンメモリ１７は、スイッチングタイミング情報と位相カ
ウンタ１８の出力する１／６周期毎の位相情報とを入力
し、インバータの６個のゲートのステータス情報を出力
する。
ら電圧振幅指令を入力し、次の１／６周期期間における
スイッチングタイミング情報を出力する。パルスパター
ンメモリ１７は、スイッチングタイミング情報と位相カ
ウンタ１８の出力する１／６周期毎の位相情報とを入力
し、インバータの６個のゲートのステータス情報を出力
する。
【００２０】このように従来のインバータ装置では、図
１３から明らかなようにパルスパターンメモリ１７およ
びスイッチタイミングメモリ２０にスイッチングパター
ンが書き込まれているため、スイッチングパターンは電
圧位相に対し固定されたものとなっている。また一般に
インバータ装置では、各相のＰＷＭ休止期間の開始タイ
ミングおよび終了タイミングは、その生成手段が簡単で
あることから電圧位相のｎπ／６にあたる時刻となって
おり（ただしｎは整数）、図１４でも明らかなように上
述した従来のインバータ装置でも各相のＰＷＭ休止期間
は、相電圧における位相π／３〜２π／３および４π／
３〜５π／３となるように制御されている。
１３から明らかなようにパルスパターンメモリ１７およ
びスイッチタイミングメモリ２０にスイッチングパター
ンが書き込まれているため、スイッチングパターンは電
圧位相に対し固定されたものとなっている。また一般に
インバータ装置では、各相のＰＷＭ休止期間の開始タイ
ミングおよび終了タイミングは、その生成手段が簡単で
あることから電圧位相のｎπ／６にあたる時刻となって
おり（ただしｎは整数）、図１４でも明らかなように上
述した従来のインバータ装置でも各相のＰＷＭ休止期間
は、相電圧における位相π／３〜２π／３および４π／
３〜５π／３となるように制御されている。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】従来のインバータ装置
は以上のように構成されているので、スイッチングパタ
ーン位相が線間電圧位相に同期し、また相のＰＷＭ休止
期間は各相電圧位相のπ／３〜２π／３および４π／３
〜５π／３となるように制御されるため、電動機などの
インダクティブな負荷を接続した場合、電流位相の遅れ
が生じ、これによりスイッチングロスが増加し、大電流
時もしくは高周波時に著しい効率の低下を招来するなど
の問題点があった。
は以上のように構成されているので、スイッチングパタ
ーン位相が線間電圧位相に同期し、また相のＰＷＭ休止
期間は各相電圧位相のπ／３〜２π／３および４π／３
〜５π／３となるように制御されるため、電動機などの
インダクティブな負荷を接続した場合、電流位相の遅れ
が生じ、これによりスイッチングロスが増加し、大電流
時もしくは高周波時に著しい効率の低下を招来するなど
の問題点があった。
【００２２】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、第１のＰＷＭ休止期間と第２の
ＰＷＭ休止期間を、相電流の絶対値が最大となる期間に
割り 当てることでスイッチングロスの増加を抑制し運転
効率を向上させたインバータ装置を得ることを目的とす
る。
ためになされたもので、第１のＰＷＭ休止期間と第２の
ＰＷＭ休止期間を、相電流の絶対値が最大となる期間に
割り 当てることでスイッチングロスの増加を抑制し運転
効率を向上させたインバータ装置を得ることを目的とす
る。
【００２３】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係るイ
ンバータ装置は、負荷力率角に基づいて算出した各相の
相電流の絶対値の大小関係を比較し、相電流の絶対値が
最大となる相をＰＷＭ休止相として選択すると共に、該
ＰＷＭ休止相に第１のＰＷＭ休止期間及び第２のＰＷＭ
休止期間のうちのいずれかを割り当てるＰＷＭ変調信号
を生成して出力するＰＷＭ変調手段を備えるようにした
ものである。
ンバータ装置は、負荷力率角に基づいて算出した各相の
相電流の絶対値の大小関係を比較し、相電流の絶対値が
最大となる相をＰＷＭ休止相として選択すると共に、該
ＰＷＭ休止相に第１のＰＷＭ休止期間及び第２のＰＷＭ
休止期間のうちのいずれかを割り当てるＰＷＭ変調信号
を生成して出力するＰＷＭ変調手段を備えるようにした
ものである。
【００２４】請求項２の発明に係るインバータ装置は、
負荷力率角αに応じて、相電圧の位相θが（π／３＋
α）〜（２π／３＋α）の期間を第１のＰＷＭ休止期間
とし、（４π／３＋α）〜（５π／３＋α）の期間を第
２のＰＷＭ休止期間とするＰＷＭ変調手段を備えるよう
にしたものである。
負荷力率角αに応じて、相電圧の位相θが（π／３＋
α）〜（２π／３＋α）の期間を第１のＰＷＭ休止期間
とし、（４π／３＋α）〜（５π／３＋α）の期間を第
２のＰＷＭ休止期間とするＰＷＭ変調手段を備えるよう
にしたものである。
【００２５】請求項３の発明に係るインバータ装置は、
相電流絶対値演算手段から取得した各相の相電流の絶対
値の大小関係を比較し、相電流の絶対値が最大となる相
をＰＷＭ休止相として選択すると共に、該ＰＷＭ休止相
に第１のＰＷＭ休止期間及び第２のＰＷＭ休止期間のう
ちのいずれかを割り当てるＰＷＭ変調信号を生成して出
力するＰＷＭ変調手段を備えるようにしたものである。
相電流絶対値演算手段から取得した各相の相電流の絶対
値の大小関係を比較し、相電流の絶対値が最大となる相
をＰＷＭ休止相として選択すると共に、該ＰＷＭ休止相
に第１のＰＷＭ休止期間及び第２のＰＷＭ休止期間のう
ちのいずれかを割り当てるＰＷＭ変調信号を生成して出
力するＰＷＭ変調手段を備えるようにしたものである。
【００２６】請求項４の発明に係るインバータ装置は、
相電流極性演算手段から取得した相電流の極性情報に基
づいて相電流の極性が他の２相と異なる相をＰＷＭ休止
相として選択すると共に、該ＰＷＭ休止相に第１のＰＷ
Ｍ休止期間及び第２のＰＷＭ休止期間のうちのいずれか
を割り当てるＰＷＭ変調信号を生成して出力するＰＷＭ
変調手段を備えるようにしたものである。
相電流極性演算手段から取得した相電流の極性情報に基
づいて相電流の極性が他の２相と異なる相をＰＷＭ休止
相として選択すると共に、該ＰＷＭ休止相に第１のＰＷ
Ｍ休止期間及び第２のＰＷＭ休止期間のうちのいずれか
を割り当てるＰＷＭ変調信号を生成して出力するＰＷＭ
変調手段を備えるようにしたものである。
【００２７】
【作用】請求項１の発明におけるＰＷＭ変調手段は、負
荷力率角に基づいて算出した各 相の相電流の絶対値の大
小関係を比較し、相電流の絶対値が最大となる相をＰＷ
Ｍ休止相として選択すると共に、該ＰＷＭ休止相に第１
のＰＷＭ休止期間及び第２のＰＷＭ休止期間のうちのい
ずれかを割り当てるＰＷＭ変調信号を生成して出力する
ことで、負荷力率角にかかわらず電流が大きい期間でＰ
ＷＭが行なわれることがないようにし、スイッチングロ
スを低減し運転効率を向上させるように作用する。
荷力率角に基づいて算出した各 相の相電流の絶対値の大
小関係を比較し、相電流の絶対値が最大となる相をＰＷ
Ｍ休止相として選択すると共に、該ＰＷＭ休止相に第１
のＰＷＭ休止期間及び第２のＰＷＭ休止期間のうちのい
ずれかを割り当てるＰＷＭ変調信号を生成して出力する
ことで、負荷力率角にかかわらず電流が大きい期間でＰ
ＷＭが行なわれることがないようにし、スイッチングロ
スを低減し運転効率を向上させるように作用する。
【００２８】請求項２の発明におけるＰＷＭ変調手段
は、負荷力率角αに応じて、相電圧の位相θが（π／３
＋α）〜（２π／３＋α）の期間を第１のＰＷＭ休止期
間とし、（４π／３＋α）〜（５π／３＋α）の期間を
第２のＰＷＭ休止期間とすることで、負荷力率角にかか
わらず電流が大きい期間でＰＷＭが行なわれることがな
く、スイッチングロスを低減し運転効率を向上させるよ
うに作用する。
は、負荷力率角αに応じて、相電圧の位相θが（π／３
＋α）〜（２π／３＋α）の期間を第１のＰＷＭ休止期
間とし、（４π／３＋α）〜（５π／３＋α）の期間を
第２のＰＷＭ休止期間とすることで、負荷力率角にかか
わらず電流が大きい期間でＰＷＭが行なわれることがな
く、スイッチングロスを低減し運転効率を向上させるよ
うに作用する。
【００２９】請求項３の発明におけるＰＷＭ変調手段
は、相電流絶対値演算手段から取得した各相の相電流の
絶対値の大小関係を比較し、相電流の絶対値が最大とな
る相をＰＷＭ休止相として選択すると共に、該ＰＷＭ休
止相に第１のＰＷＭ休止期間及び第２のＰＷＭ休止期間
のうちのいずれかを割り当てるＰＷＭ変調信号を生成し
て出力することで、電流が大きい相および期間でＰＷＭ
を行なわれることがなく、スイッチングロスを低減し運
転効率を向上させるように作用する。
は、相電流絶対値演算手段から取得した各相の相電流の
絶対値の大小関係を比較し、相電流の絶対値が最大とな
る相をＰＷＭ休止相として選択すると共に、該ＰＷＭ休
止相に第１のＰＷＭ休止期間及び第２のＰＷＭ休止期間
のうちのいずれかを割り当てるＰＷＭ変調信号を生成し
て出力することで、電流が大きい相および期間でＰＷＭ
を行なわれることがなく、スイッチングロスを低減し運
転効率を向上させるように作用する。
【００３０】請求項４の発明におけるＰＷＭ変調手段
は、相電流極性演算手段から取得した相電流の極性情報
に基づいて相電流の極性が他の２相と異なる相をＰＷＭ
休止相として選択すると共に、該ＰＷＭ休止相に第１の
ＰＷＭ休止期間及び第２のＰＷＭ休止期間のうちのいず
れかを割り当てるＰＷＭ変調信号を生成して出力するこ
とで、電流が大きい相および期間でＰＷＭを行なわれる
ことがなく、スイッチングロスを低減し運転効率を向上
させるように作用する。
は、相電流極性演算手段から取得した相電流の極性情報
に基づいて相電流の極性が他の２相と異なる相をＰＷＭ
休止相として選択すると共に、該ＰＷＭ休止相に第１の
ＰＷＭ休止期間及び第２のＰＷＭ休止期間のうちのいず
れかを割り当てるＰＷＭ変調信号を生成して出力するこ
とで、電流が大きい相および期間でＰＷＭを行なわれる
ことがなく、スイッチングロスを低減し運転効率を向上
させるように作用する。
【００３１】
【実施例】実施例１． 以下、この発明の実施例１を図について説明する。図１
は、本実施例のインバータ装置の構成を示すブロック図
である。図において１はインバータ装置本体、２はパル
ス幅変調信号を基に３相交流電圧を生成する３相ブリッ
ジ型インバータ主回路（以下、主回路という）、３は３
相負荷であり、本実施例では３相モータである。４はコ
ントローラ、５は電圧位相演算部である。６はＰＷＭ変
調手段であり、相選択部７と相電位指令演算部８と周期
発生器９と変換部（変調部）１０とを備えている。
は、本実施例のインバータ装置の構成を示すブロック図
である。図において１はインバータ装置本体、２はパル
ス幅変調信号を基に３相交流電圧を生成する３相ブリッ
ジ型インバータ主回路（以下、主回路という）、３は３
相負荷であり、本実施例では３相モータである。４はコ
ントローラ、５は電圧位相演算部である。６はＰＷＭ変
調手段であり、相選択部７と相電位指令演算部８と周期
発生器９と変換部（変調部）１０とを備えている。
【００３２】コントローラ４は、主回路２の出力電圧を
制御するためのＹ型３相負荷時の中性点とＵ相間の相電
圧の相電圧指令Ｖ* を出力する回路である。電圧位相演
算部５は、主回路２の出力周波数および出力位相を制御
するためのＹ型３相負荷時のＵ相電圧の位相指令θを出
力する回路である。相選択部７は、電圧位相演算部５か
ら出力される位相指令θと力率角演算手段１３から出力
される力率角φを基に相電流の絶対値の大きい相をＰＷ
Ｍ休止相として選択し切り替えを行なわせることで、力
率角φに応じた量ＰＷＭ休止相の期間をずらしＰＷＭを
相電流の絶対値の大きい相に対し行なわないようにする
回路である。相電位指令演算部８は、直流グランドレベ
ルを基準にした各相電位の指令値を演算する回路であり
相電位指令Ｖ２ｕ* ，Ｖ２ｖ* ，Ｖ２ｗ* を出力する回
路である。周期発生器９は、相電位指令信号をパルス幅
変調するための同期信号を出力する回路であり水晶発振
子を備えている。変換部１０は、相電位指令Ｖ２ｕ* ，
Ｖ２ｖ* ，Ｖ２ｗ* と前記同期信号とを基にパルス幅変
調信号を生成し出力する回路である。
制御するためのＹ型３相負荷時の中性点とＵ相間の相電
圧の相電圧指令Ｖ* を出力する回路である。電圧位相演
算部５は、主回路２の出力周波数および出力位相を制御
するためのＹ型３相負荷時のＵ相電圧の位相指令θを出
力する回路である。相選択部７は、電圧位相演算部５か
ら出力される位相指令θと力率角演算手段１３から出力
される力率角φを基に相電流の絶対値の大きい相をＰＷ
Ｍ休止相として選択し切り替えを行なわせることで、力
率角φに応じた量ＰＷＭ休止相の期間をずらしＰＷＭを
相電流の絶対値の大きい相に対し行なわないようにする
回路である。相電位指令演算部８は、直流グランドレベ
ルを基準にした各相電位の指令値を演算する回路であり
相電位指令Ｖ２ｕ* ，Ｖ２ｖ* ，Ｖ２ｗ* を出力する回
路である。周期発生器９は、相電位指令信号をパルス幅
変調するための同期信号を出力する回路であり水晶発振
子を備えている。変換部１０は、相電位指令Ｖ２ｕ* ，
Ｖ２ｖ* ，Ｖ２ｗ* と前記同期信号とを基にパルス幅変
調信号を生成し出力する回路である。
【００３３】１３は主回路２の各相に流れる相電流と負
荷の相電圧の位相差を推定もしくは検出し力率角φを出
力する力率角演算手段である。
荷の相電圧の位相差を推定もしくは検出し力率角φを出
力する力率角演算手段である。
【００３４】次に動作について説明する。図２は、本実
施例の動作を示すフローチャートである。相選択部７で
は、現在の電圧位相θに対するＰＷＭ休止相を決定す
る。このＰＷＭ休止相は、３相中２番目であるような相
電圧指令値の相であってはならないため、まず始めに現
在の電圧指令を調べＰＷＭ休止可能な相を抽出する。電
圧位相演算部５の出力する電圧位相θを入力し（ステッ
プＳＴ１）、各相の相電圧指令値を比較し、電圧位相θ
における指令相電圧値が最大となる相および指令相電圧
値が最小となる相を抽出する（ステップＳＴ２）。なお
各相の相電圧指令Ｖｕｎ* ，Ｖｖｎ* ，Ｖｗｎ* は夫々
次に示す式（１０），（１１），（１２）により表わさ
れる。
施例の動作を示すフローチャートである。相選択部７で
は、現在の電圧位相θに対するＰＷＭ休止相を決定す
る。このＰＷＭ休止相は、３相中２番目であるような相
電圧指令値の相であってはならないため、まず始めに現
在の電圧指令を調べＰＷＭ休止可能な相を抽出する。電
圧位相演算部５の出力する電圧位相θを入力し（ステッ
プＳＴ１）、各相の相電圧指令値を比較し、電圧位相θ
における指令相電圧値が最大となる相および指令相電圧
値が最小となる相を抽出する（ステップＳＴ２）。なお
各相の相電圧指令Ｖｕｎ* ，Ｖｖｎ* ，Ｖｗｎ* は夫々
次に示す式（１０），（１１），（１２）により表わさ
れる。
【００３５】 Ｖｕｎ* ＝Ｖ* ｓｉｎθ ・・・（１０）
【００３６】 Ｖｖｎ* ＝Ｖ* ｓｉｎ（θ−２π／３） ・・・（１１）
【００３７】 Ｖｗｎ* ＝Ｖ* ｓｉｎ（θ＋２π／３） ・・・（１２）
【００３８】次に、前記処理により抽出された２相の内
からスイッチングロス低減効果の高い相、すなわち相電
流の絶対値が大きい相をＰＷＭ休止相として選択する。
この場合、３相電流の和がゼロでありかつ正弦波波形に
近似できるならば前記各相電流は夫々次に示す式（１
３），（１４），（１５）により表わされる。
からスイッチングロス低減効果の高い相、すなわち相電
流の絶対値が大きい相をＰＷＭ休止相として選択する。
この場合、３相電流の和がゼロでありかつ正弦波波形に
近似できるならば前記各相電流は夫々次に示す式（１
３），（１４），（１５）により表わされる。
【００３９】 Ｉｕ＝Ｉo ｓｉｎ（θ−φ） ・・・（１３）
【００４０】 Ｉｖ＝Ｉo ｓｉｎ（θ−２π／３−φ） ・・・（１４）
【００４１】 Ｉｗ＝Ｉo ｓｉｎ（θ＋２π／３−φ） ・・・（１５）
【００４２】ここで、Ｉo は相電流の振幅、θは相電圧
位相、φは遅れ力率角である。従って、力率角が判明す
れば各相電流の絶対値の大小関係を得ることができる。
この原理を用いて、次に電圧位相演算部５の出力する相
電圧位相θと力率角演算手段１３の出力する力率角φを
入力し（ステップＳＴ３）、前記２相の相電流の絶対値
を演算・比較し（ステップＳＴ４，ステップＳＴ５）、
相電流絶対値の大きい相をＰＷＭ休止相として選択し切
り替える（ステップＳＴ６，ステップＳＴ７）。そし
て、ＰＷＭ休止相が指令相電圧値最大相であるか否か判
断し（ステップＳＴ８）、ＰＷＭ休止相が指令相電圧値
最大相であるときには相電位指令をＥｄ、ＰＷＭ休止相
が指令相電圧値最小相であるときには相電位指令をゼロ
にし、この結果ＰＷＭ休止相は相電流絶対値の大きい期
間に設定される（ステップＳＴ９，ステップＳＴ１
０）。
位相、φは遅れ力率角である。従って、力率角が判明す
れば各相電流の絶対値の大小関係を得ることができる。
この原理を用いて、次に電圧位相演算部５の出力する相
電圧位相θと力率角演算手段１３の出力する力率角φを
入力し（ステップＳＴ３）、前記２相の相電流の絶対値
を演算・比較し（ステップＳＴ４，ステップＳＴ５）、
相電流絶対値の大きい相をＰＷＭ休止相として選択し切
り替える（ステップＳＴ６，ステップＳＴ７）。そし
て、ＰＷＭ休止相が指令相電圧値最大相であるか否か判
断し（ステップＳＴ８）、ＰＷＭ休止相が指令相電圧値
最大相であるときには相電位指令をＥｄ、ＰＷＭ休止相
が指令相電圧値最小相であるときには相電位指令をゼロ
にし、この結果ＰＷＭ休止相は相電流絶対値の大きい期
間に設定される（ステップＳＴ９，ステップＳＴ１
０）。
【００４３】次にＰＷＭ休止相および同相の電位指令と
線間電圧指令とを基に他の２相の相電位指令を演算する
（ステップＳＴ１１）。なお線間電圧指令Ｖｕｖ* ，Ｖ
ｖｗ* ，Ｖｗｕ* は夫々次に示す式（１６），（１
７），（１８）により表わされる。
線間電圧指令とを基に他の２相の相電位指令を演算する
（ステップＳＴ１１）。なお線間電圧指令Ｖｕｖ* ，Ｖ
ｖｗ* ，Ｖｗｕ* は夫々次に示す式（１６），（１
７），（１８）により表わされる。
【００４４】 Ｖｕｖ* ＝Ｖｕｎ* −Ｖｖｎ* ＝√３Ｖ* ｓｉｎ（θ＋π／６） …（１６）
【００４５】 Ｖｖｗ* ＝Ｖｖｎ* −Ｖｗｎ* ＝√３Ｖ* ｓｉｎ（θ−π／２） …（１７）
【００４６】 Ｖｗｕ* ＝Ｖｗｎ* −Ｖｕｎ* ＝√３Ｖ* ｓｉｎ（θ＋５π／６）…（１８）
【００４７】ここで相電位指令の演算例を示すと、ＰＷ
Ｍ休止相がＵ相でありＰＷＭ休止相電圧がＥｄであった
ときに３相電位指令Ｖ２ｕ* ，Ｖ２ｖ* ，Ｖ２ｗ* は次
に示す式（１９），（２０），（２１）により求めるこ
とが出来る。
Ｍ休止相がＵ相でありＰＷＭ休止相電圧がＥｄであった
ときに３相電位指令Ｖ２ｕ* ，Ｖ２ｖ* ，Ｖ２ｗ* は次
に示す式（１９），（２０），（２１）により求めるこ
とが出来る。
【００４８】 Ｖ２ｕ* ＝Ｅｄ …（１９）
【００４９】 Ｖ２ｖ* ＝Ｖ２ｕ* −Ｖｕｖ* ＝Ｅｄ−√３Ｖ* ｓｉｎ（θ＋π／６） …（２０）
【００５０】 Ｖ２ｗ* ＝Ｖ２ｕ* −Ｖｗｕ* ＝Ｅｄ＋√３Ｖ* ｓｉｎ（θ＋５π／６） …（２１）
【００５１】３相電位指令Ｖ２ｕ* ，Ｖ２ｖ* ，Ｖ２ｗ
* が揃ったところで変換部１０にそのデータを出力する
（ステップＳＴ１２）。
* が揃ったところで変換部１０にそのデータを出力する
（ステップＳＴ１２）。
【００５２】相電位指令演算部８において３相電位指令
Ｖ２ｕ* ，Ｖ２ｖ* ，Ｖ２ｗ* が演算され求められる
と、変換部１０はＰＷＭ変調された２値信号をレベル反
転した負論理信号を生成し、正論理信号と併せて６種類
のゲート制御信号をパラレルに出力する。
Ｖ２ｕ* ，Ｖ２ｖ* ，Ｖ２ｗ* が演算され求められる
と、変換部１０はＰＷＭ変調された２値信号をレベル反
転した負論理信号を生成し、正論理信号と併せて６種類
のゲート制御信号をパラレルに出力する。
【００５３】なお、本実施例ではリアルタイムにＰＷＭ
休止相を演算するためＰＷＭ変調手段は、相選択部７，
相電位指令演算部８，周期発生器９，変換部１０を備え
ている。しかしながら相電圧指令，電圧位相，力率角の
入力各値に対するＰＷＭ変調信号があらかじめ計算され
ていれば、全てメモリで構成されたＰＷＭ変調手段を用
いることができる。この場合、メモリに記憶されるＰＷ
Ｍ信号情報の生成手段としては前記ＰＷＭ変調手段６を
用いればよい。
休止相を演算するためＰＷＭ変調手段は、相選択部７，
相電位指令演算部８，周期発生器９，変換部１０を備え
ている。しかしながら相電圧指令，電圧位相，力率角の
入力各値に対するＰＷＭ変調信号があらかじめ計算され
ていれば、全てメモリで構成されたＰＷＭ変調手段を用
いることができる。この場合、メモリに記憶されるＰＷ
Ｍ信号情報の生成手段としては前記ＰＷＭ変調手段６を
用いればよい。
【００５４】このように本実施例によれば、負荷電流お
よび負荷に印加された電圧間の位相差を基に想定または
求めた負荷力率角により電流値の大きな相および期間に
ＰＷＭ休止期間が割り当てられるので、スイッチングロ
スが低減されることになるのであるが、ここでスイッチ
ングロス低減効果について説明する。
よび負荷に印加された電圧間の位相差を基に想定または
求めた負荷力率角により電流値の大きな相および期間に
ＰＷＭ休止期間が割り当てられるので、スイッチングロ
スが低減されることになるのであるが、ここでスイッチ
ングロス低減効果について説明する。
【００５５】まず従来のインバータ装置との効果上の違
いを明確化するため、スイッチングロスは電流の絶対値
に単純比例するものと仮定して説明を進める。図３は、
本実施例のインバータ装置と従来のインバータ装置にお
けるスイッチングロスを示す説明図である。同図（Ａ）
は従来のインバータ装置、同図（Ｂ）は本実施例のイン
バータ装置のスイッチングロスを示す。また、Ｖ* は相
電圧指令、Ｉは相電流、相電流と相電圧の波形は共に正
弦波であり、相電流は相電圧に対し遅れ角φ（０＜φ＜
π／６）を有している。また、スイッチングロスの波形
は、インバータの出力周波数に対しＰＷＭ周波数が充分
に高いものと考えた場合の理想曲線（振幅１とする）で
あり、相電流の絶対値に比例するため、相電流と同相で
ある。
いを明確化するため、スイッチングロスは電流の絶対値
に単純比例するものと仮定して説明を進める。図３は、
本実施例のインバータ装置と従来のインバータ装置にお
けるスイッチングロスを示す説明図である。同図（Ａ）
は従来のインバータ装置、同図（Ｂ）は本実施例のイン
バータ装置のスイッチングロスを示す。また、Ｖ* は相
電圧指令、Ｉは相電流、相電流と相電圧の波形は共に正
弦波であり、相電流は相電圧に対し遅れ角φ（０＜φ＜
π／６）を有している。また、スイッチングロスの波形
は、インバータの出力周波数に対しＰＷＭ周波数が充分
に高いものと考えた場合の理想曲線（振幅１とする）で
あり、相電流の絶対値に比例するため、相電流と同相で
ある。
【００５６】図において１周期における相のトータルな
スイッチングロスは、相がＰＷＭしている期間の区間積
分値すなわち面積である。本実施例では、非スイッチン
グ期間であるＰＷＭ休止期間が相電流のピークとなる期
間と同期するように制御するので１周期のトータルスイ
ッチングロスＳｎは次に示す式（２２）により表わすこ
とができる。
スイッチングロスは、相がＰＷＭしている期間の区間積
分値すなわち面積である。本実施例では、非スイッチン
グ期間であるＰＷＭ休止期間が相電流のピークとなる期
間と同期するように制御するので１周期のトータルスイ
ッチングロスＳｎは次に示す式（２２）により表わすこ
とができる。
【００５７】
【数１】
【００５８】一方、従来のインバータ装置では、ＰＷＭ
休止期間はたとえば相電圧位相と同期しており、この場
合の１周期のトータルスイッチングロスＳｏは次に示す
式（２３）により表わすことができる。
休止期間はたとえば相電圧位相と同期しており、この場
合の１周期のトータルスイッチングロスＳｏは次に示す
式（２３）により表わすことができる。
【００５９】
【数２】
【００６０】力率角φはゼロではないため，Ｓｎ＜Ｓｏ
であり、スイッチングロスは従来のインバータ装置に比
べて低減されている。
であり、スイッチングロスは従来のインバータ装置に比
べて低減されている。
【００６１】なお、以上説明した仮定として相電流とス
イッチングロスが単純に比例しているものとしたが、ス
イッチングロス低減効果を得るためには、スイッチング
ロスが相電流の増加関数になっていればよい。従って、
一般に利用されているスイッチ素子のほとんどに対し有
効である。
イッチングロスが単純に比例しているものとしたが、ス
イッチングロス低減効果を得るためには、スイッチング
ロスが相電流の増加関数になっていればよい。従って、
一般に利用されているスイッチ素子のほとんどに対し有
効である。
【００６２】実施例２． 以下、この発明の実施例２を図について説明する。図４
は、本実施例のインバータ装置の構成を示すブロック図
であり、図１と同一または相当の部分については同一の
符号を付し説明を省略する。図において、１４はコント
ローラ４から出力される出力周波数指令値ω* を入力
し、予め設定されている負荷抵抗および負荷インダクタ
ンス値を用いて力率角φを演算し出力する力率角演算手
段である。この力率角φの演算は次に示す式（２４）に
より行なう。
は、本実施例のインバータ装置の構成を示すブロック図
であり、図１と同一または相当の部分については同一の
符号を付し説明を省略する。図において、１４はコント
ローラ４から出力される出力周波数指令値ω* を入力
し、予め設定されている負荷抵抗および負荷インダクタ
ンス値を用いて力率角φを演算し出力する力率角演算手
段である。この力率角φの演算は次に示す式（２４）に
より行なう。
【００６３】 φ＝ｔａｎ-1（ω* Ｌ／Ｒ） ・・・（２４）
【００６４】図５は、前記力率角を演算し求めるときの
フローチャートを示している。他の動作については、前
記実施例１で説明した内容と同様である。
フローチャートを示している。他の動作については、前
記実施例１で説明した内容と同様である。
【００６５】本実施例によれば、出力周波数指令値と予
め設定されている負荷抵抗および負荷インダクタンス値
とを基に求めた負荷力率角により電流値の大きな相およ
び期間にＰＷＭ休止期間が割り当てられるので、スイッ
チングロスが低減されることになる。
め設定されている負荷抵抗および負荷インダクタンス値
とを基に求めた負荷力率角により電流値の大きな相およ
び期間にＰＷＭ休止期間が割り当てられるので、スイッ
チングロスが低減されることになる。
【００６６】実施例３． 以下、この発明の実施例３を図について説明する。図６
は、本実施例のインバータ装置の構成を示すブロック図
であり、図１と同一または相当の部分については同一の
符号を付し説明を省略する。図において１１は主回路２
の出力各相に流れる相電流の絶対値を推定もしくは検出
し３相電流の絶対値を出力する相電流絶対値演算手段で
あり、プログラムメモリを備えている。相選択部７は、
電圧位相演算部５の出力する位相指令値θと相電流絶対
値演算手段１１の出力する３相電流の絶対値からＰＷＭ
を行なわない相情報を出力する回路である。
は、本実施例のインバータ装置の構成を示すブロック図
であり、図１と同一または相当の部分については同一の
符号を付し説明を省略する。図において１１は主回路２
の出力各相に流れる相電流の絶対値を推定もしくは検出
し３相電流の絶対値を出力する相電流絶対値演算手段で
あり、プログラムメモリを備えている。相選択部７は、
電圧位相演算部５の出力する位相指令値θと相電流絶対
値演算手段１１の出力する３相電流の絶対値からＰＷＭ
を行なわない相情報を出力する回路である。
【００６７】次に動作について説明する。図７は、本実
施例のインバータ装置における相選択部７と相電位指令
演算部８の動作を示すフローチャートであり、図２と同
一または相当の部分については同一の符号を付してあ
る。相選択部７では、現在の電圧位相θに対するＰＷＭ
休止相を決定する。このＰＷＭ休止相は、３相中２番目
であるような相電圧指令値の相であってはならないた
め、まず始めに現在の電圧指令を調べＰＷＭ休止可能な
相を抽出する。電圧位相演算部５の出力する電圧位相θ
を入力し（ステップＳＴ１）、各相の相電圧指令値を比
較し、電圧位相θにおける指令相電圧値が最大となる相
および指令相電圧値が最小となる相を抽出する（ステッ
プＳＴ２）。なお各相の相電圧指令Ｖｕｎ* ，Ｖｖｎ
* ，Ｖｗｎ* は夫々前記実施例１に示した式（１０），
（１１），（１２）により表わされる。
施例のインバータ装置における相選択部７と相電位指令
演算部８の動作を示すフローチャートであり、図２と同
一または相当の部分については同一の符号を付してあ
る。相選択部７では、現在の電圧位相θに対するＰＷＭ
休止相を決定する。このＰＷＭ休止相は、３相中２番目
であるような相電圧指令値の相であってはならないた
め、まず始めに現在の電圧指令を調べＰＷＭ休止可能な
相を抽出する。電圧位相演算部５の出力する電圧位相θ
を入力し（ステップＳＴ１）、各相の相電圧指令値を比
較し、電圧位相θにおける指令相電圧値が最大となる相
および指令相電圧値が最小となる相を抽出する（ステッ
プＳＴ２）。なお各相の相電圧指令Ｖｕｎ* ，Ｖｖｎ
* ，Ｖｗｎ* は夫々前記実施例１に示した式（１０），
（１１），（１２）により表わされる。
【００６８】次に、前記処理により抽出された２相の内
から相電流の絶対値が大きい相をＰＷＭ休止相として選
択する。まず前記２相の相電流の絶対値を相電流絶対値
演算手段１１から入力し（ステップＳＴ４）、比較を行
ない（ステップＳＴ５）、次に相電流絶対値の大きい相
をＰＷＭ休止相として選択する（ステップＳＴ６，ステ
ップＳＴ７）。相選択部７においてＰＷＭ休止相が選択
されると、相電位指令演算部８では相選択部７において
得られたＰＷＭ休止相情報を基に相電位指令を演算し、
ＰＷＭ休止相となった相の電位を決定する。そして、Ｐ
ＷＭ休止相の相電位が指令相電圧値最大相である場合に
は相電位指令をＥｄ、指令相電圧値最小相である場合に
は相電位指令をゼロに設定する（ステップＳＴ８〜ステ
ップＳＴ１０）など以下のステップは実施例１の説明と
同様である。
から相電流の絶対値が大きい相をＰＷＭ休止相として選
択する。まず前記２相の相電流の絶対値を相電流絶対値
演算手段１１から入力し（ステップＳＴ４）、比較を行
ない（ステップＳＴ５）、次に相電流絶対値の大きい相
をＰＷＭ休止相として選択する（ステップＳＴ６，ステ
ップＳＴ７）。相選択部７においてＰＷＭ休止相が選択
されると、相電位指令演算部８では相選択部７において
得られたＰＷＭ休止相情報を基に相電位指令を演算し、
ＰＷＭ休止相となった相の電位を決定する。そして、Ｐ
ＷＭ休止相の相電位が指令相電圧値最大相である場合に
は相電位指令をＥｄ、指令相電圧値最小相である場合に
は相電位指令をゼロに設定する（ステップＳＴ８〜ステ
ップＳＴ１０）など以下のステップは実施例１の説明と
同様である。
【００６９】本実施例によれば相電圧指令値から求めた
相電流の絶対値が他の２相より小さい相をスイッチング
休止相として選択しないように構成したので、スイッチ
ングロスの増加を抑制し運転効率を向上できる。
相電流の絶対値が他の２相より小さい相をスイッチング
休止相として選択しないように構成したので、スイッチ
ングロスの増加を抑制し運転効率を向上できる。
【００７０】実施例４． 以下、この発明の実施例４を図について説明する。図８
は、本実施例のインバータ装置の構成を示すブロック図
であり、図１と同一または相当の部分については同一の
符号を付し説明を省略する。図において１２は主回路２
の出力各相に流れる相電流の極性を推定もしくは検出
し、３相電流の極性値情報Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを出力する
相電流極性演算手段である。
は、本実施例のインバータ装置の構成を示すブロック図
であり、図１と同一または相当の部分については同一の
符号を付し説明を省略する。図において１２は主回路２
の出力各相に流れる相電流の極性を推定もしくは検出
し、３相電流の極性値情報Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを出力する
相電流極性演算手段である。
【００７１】次に動作について説明する。図９は、本実
施例のインバータ装置における相選択部７の動作を示す
フローチャートであり、図２と同一または相当の部分に
ついては同一の符号を付してある。相選択部７では、現
在の電圧位相θに対するＰＷＭ休止相を決定する。この
ＰＷＭ休止相は、３相中２番目であるような相電圧指令
値の相であってはならないため、まず始めに現在の電圧
指令を調べＰＷＭ休止可能な相を抽出する。電圧位相演
算部５の出力する電圧位相θを入力し（ステップＳＴ
１）、各相の相電圧指令値を比較し、電圧位相θにおけ
る指令相電圧値が最大となる相および指令相電圧値が最
小となる相を抽出する（ステップＳＴ２）。なお各相の
相電圧指令Ｖｕｎ* ，Ｖｖｎ* ，Ｖｗｎ* は夫々前記実
施例１に示した式（１０），（１１），（１２）により
表わされる。
施例のインバータ装置における相選択部７の動作を示す
フローチャートであり、図２と同一または相当の部分に
ついては同一の符号を付してある。相選択部７では、現
在の電圧位相θに対するＰＷＭ休止相を決定する。この
ＰＷＭ休止相は、３相中２番目であるような相電圧指令
値の相であってはならないため、まず始めに現在の電圧
指令を調べＰＷＭ休止可能な相を抽出する。電圧位相演
算部５の出力する電圧位相θを入力し（ステップＳＴ
１）、各相の相電圧指令値を比較し、電圧位相θにおけ
る指令相電圧値が最大となる相および指令相電圧値が最
小となる相を抽出する（ステップＳＴ２）。なお各相の
相電圧指令Ｖｕｎ* ，Ｖｖｎ* ，Ｖｗｎ* は夫々前記実
施例１に示した式（１０），（１１），（１２）により
表わされる。
【００７２】次に現時点での相電流絶対値が最大である
相Ｐｉｍａｘを抽出する。３相電流の総和がゼロである
ならば、相電流の極性が他の２相と異なる相は電流の絶
対値が最大である。従って、相電流の極性を検出するこ
とにより相電流絶対値最大相を抽出可能である。この原
理を利用し相電流極性演算手段１２の出力する３相電流
の極性値情報Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを用いて絶対値で最大の
相電流値となる相Ｐｉｍａｘを抽出する（ステップＳＴ
１５）。次にステップＳＴ２において抽出したＰＷＭ休
止相となり得る相Ｐｖｍａｘ，Ｐｖｍｉｎが前記Ｐｉｍ
ａｘに該当するか否かを判断し、該当するときにはその
相をＰＷＭ休止相として設定する。ＰｉｍａｘがＰＷＭ
休止相となり得る相Ｐｖｍａｘ，Ｐｖｍｉｎのいずれに
も該当しないときには、Ｐｖｍａｘ，Ｐｖｍｉｎのいず
れかの相を選択しＰＷＭ休止相とする（ステップＳＴ１
６〜ステップＳＴ１８）。以下、ステップＳＴ１９から
ステップＳＴ１２までの処理は前記実施例１と同様であ
る。
相Ｐｉｍａｘを抽出する。３相電流の総和がゼロである
ならば、相電流の極性が他の２相と異なる相は電流の絶
対値が最大である。従って、相電流の極性を検出するこ
とにより相電流絶対値最大相を抽出可能である。この原
理を利用し相電流極性演算手段１２の出力する３相電流
の極性値情報Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗを用いて絶対値で最大の
相電流値となる相Ｐｉｍａｘを抽出する（ステップＳＴ
１５）。次にステップＳＴ２において抽出したＰＷＭ休
止相となり得る相Ｐｖｍａｘ，Ｐｖｍｉｎが前記Ｐｉｍ
ａｘに該当するか否かを判断し、該当するときにはその
相をＰＷＭ休止相として設定する。ＰｉｍａｘがＰＷＭ
休止相となり得る相Ｐｖｍａｘ，Ｐｖｍｉｎのいずれに
も該当しないときには、Ｐｖｍａｘ，Ｐｖｍｉｎのいず
れかの相を選択しＰＷＭ休止相とする（ステップＳＴ１
６〜ステップＳＴ１８）。以下、ステップＳＴ１９から
ステップＳＴ１２までの処理は前記実施例１と同様であ
る。
【００７３】以上のように本実施例によれば、相電流の
極性が他の２相と異なる相は電流の絶対値が最大である
原理を用いて、絶対値で最大の相電流値となる相を抽出
し、これによりＰＷＭ休止相を設定することができるの
で、スイッチングロスの増加を抑制し運転効率を向上で
きる。
極性が他の２相と異なる相は電流の絶対値が最大である
原理を用いて、絶対値で最大の相電流値となる相を抽出
し、これによりＰＷＭ休止相を設定することができるの
で、スイッチングロスの増加を抑制し運転効率を向上で
きる。
【００７４】
【発明の効果】以上のように、請求項１の発明によれ
ば、負荷力率角に基づいて算出した各相の相電流の絶対
値の大小関係を比較し、相電流の絶対値が最大となる相
をＰＷＭ休止相として選択すると共に、該ＰＷＭ休止相
に第１のＰＷＭ休止期間及び第２のＰＷＭ休止期間のう
ちのいずれかを割り当てるＰＷＭ変調信号を生成して出
力するＰＷＭ変調手段を備えるようにしたので、スイッ
チングロスの増加を抑制し運転効率を向上できる効果が
ある。
ば、負荷力率角に基づいて算出した各相の相電流の絶対
値の大小関係を比較し、相電流の絶対値が最大となる相
をＰＷＭ休止相として選択すると共に、該ＰＷＭ休止相
に第１のＰＷＭ休止期間及び第２のＰＷＭ休止期間のう
ちのいずれかを割り当てるＰＷＭ変調信号を生成して出
力するＰＷＭ変調手段を備えるようにしたので、スイッ
チングロスの増加を抑制し運転効率を向上できる効果が
ある。
【００７５】請求項２の発明によれば、負荷力率角αに
応じて、相電圧の位相θが（π／３＋α）〜（２π／３
＋α）の期間を第１のＰＷＭ休止期間とし、（４π／３
＋α）〜（５π／３＋α）の期間を第２のＰＷＭ休止期
間とするＰＷＭ変調手段を備えるようにしたので、スイ
ッチングロスの増加を抑制し運転効率を向上できる効果
がある。
応じて、相電圧の位相θが（π／３＋α）〜（２π／３
＋α）の期間を第１のＰＷＭ休止期間とし、（４π／３
＋α）〜（５π／３＋α）の期間を第２のＰＷＭ休止期
間とするＰＷＭ変調手段を備えるようにしたので、スイ
ッチングロスの増加を抑制し運転効率を向上できる効果
がある。
【００７６】請求項３の発明によれば、相電流絶対値演
算手段から取得した各相の相電流の絶対値の大小関係を
比較し、相電流の絶対値が最大となる相をＰＷＭ休止相
として選択すると共に、該ＰＷＭ休止相に第１のＰＷＭ
休止期間及び第２のＰＷＭ休止期間のうちのいずれかを
割り当てるＰＷＭ変調信号を生成して出力するＰＷＭ変
調手段を備えるようにしたので、スイッチングロスの増
加を抑制し運転効率を向上できる効果がある。
算手段から取得した各相の相電流の絶対値の大小関係を
比較し、相電流の絶対値が最大となる相をＰＷＭ休止相
として選択すると共に、該ＰＷＭ休止相に第１のＰＷＭ
休止期間及び第２のＰＷＭ休止期間のうちのいずれかを
割り当てるＰＷＭ変調信号を生成して出力するＰＷＭ変
調手段を備えるようにしたので、スイッチングロスの増
加を抑制し運転効率を向上できる効果がある。
【００７７】請求項４の発明によれば、相電流極性演算
手段から取得した相電流の極性情報に基づいて相電流の
極性が他の２相と異なる相をＰＷＭ休止相として選択す
ると共に、該ＰＷＭ休止相に第１のＰＷＭ休止期間及び
第２のＰＷＭ休止期間のうちのいずれかを割り当てるＰ
ＷＭ変調信号を生成して出力するＰＷＭ変調手段を備 え
るようにしたので、スイッチングロスの増加を抑制し運
転効率を向上できる効果がある。
手段から取得した相電流の極性情報に基づいて相電流の
極性が他の２相と異なる相をＰＷＭ休止相として選択す
ると共に、該ＰＷＭ休止相に第１のＰＷＭ休止期間及び
第２のＰＷＭ休止期間のうちのいずれかを割り当てるＰ
ＷＭ変調信号を生成して出力するＰＷＭ変調手段を備 え
るようにしたので、スイッチングロスの増加を抑制し運
転効率を向上できる効果がある。
【図１】この発明の実施例１によるインバータ装置の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図２】実施例１によるインバータ装置の動作を示すフ
ローチャートである。
ローチャートである。
【図３】実施例１によるインバータ装置におけるスイッ
チングロスの低減作用を示す説明図である。
チングロスの低減作用を示す説明図である。
【図４】この発明の実施例２によるインバータ装置の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図５】実施例２によるインバータ装置における出力周
波数指令値を基に力率角を演算し求めるフローチャート
である。
波数指令値を基に力率角を演算し求めるフローチャート
である。
【図６】この発明の実施例３によるインバータ装置の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図７】実施例３によるインバータ装置における相選択
部と相電位指令演算部の動作を示すフローチャートであ
る。
部と相電位指令演算部の動作を示すフローチャートであ
る。
【図８】この発明の実施例４によるインバータ装置の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図９】実施例４によるインバータ装置における相選択
部の動作を示すフローチャートである。
部の動作を示すフローチャートである。
【図１０】従来のインバータ装置における主回路と３相
負荷を示す回路図である。
負荷を示す回路図である。
【図１１】ＰＷＭによる従来のインバータ装置の２相変
調を説明するための原理説明図である。
調を説明するための原理説明図である。
【図１２】従来のインバータ装置におけるＵ相の電位指
令におけるＰＷＭ休止期間を示す説明図である。
令におけるＰＷＭ休止期間を示す説明図である。
【図１３】２相変調による従来のインバータ装置の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図１４】２相変調による従来のインバータ装置の動作
波形図である。
波形図である。
４ コントローラ ５ 電圧位相演算部 ６ ＰＷＭ変調手段 ７ 相選択部 ８ 相電位指令演算部 ９ 周期発生器 １０ 変換部 １１ 相電流絶対値演算手段 １２ 相電流極性演算手段 １３，１４ 力率角演算手段
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平１−291666（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−26375（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−49286（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−46855（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H02P 7/63
Claims (4)
- 【請求項１】 負荷に供給される３相電力の線間電圧出
力をパルス幅制御し、ゼロレベルが連続する第１のＰＷ
Ｍ休止期間と直流電源レベルが連続する第２のＰＷＭ休
止期間のあるＰＷＭ変調信号を有する２相変調を行うＰ
ＷＭ変調手段と、そのＰＷＭ変調手段から出力されるＰ
ＷＭ変調信号に基づいて３相電圧を発生する３相ブリッ
ジ型インバータ主回路とを備えたインバータ装置におい
て、上記ＰＷＭ変調手段は、負荷力率角に基づいて算出
した各相の相電流の絶対値の大小関係を比較し、相電流
の絶対値が最大となる相をＰＷＭ休止相として選択する
と共に、該ＰＷＭ休止相に上記第１のＰＷＭ休止期間及
び上記第２のＰＷＭ休止期間のうちのいずれかを割り当
てるＰＷＭ変調信号を生成して出力することを特徴とす
るインバータ装置。 - 【請求項２】 ＰＷＭ変調手段は、負荷力率角αに応じ
て、相電圧の位相θが（π／３＋α）〜（２π／３＋
α）の期間を第１のＰＷＭ休止期間とし、（４π／３＋
α）〜（５π／３＋α）の期間を第２のＰＷＭ休止期間
とすることを特徴とする請求項１記載のインバータ装
置。 - 【請求項３】 負荷に供給される３相電力の線間電圧出
力をパルス幅制御し、ゼロレベルが連続する第１のＰＷ
Ｍ休止期間と直流電源レベルが連続する第２のＰＷＭ休
止期間のあるＰＷＭ変調信号を有する２相変調を行うＰ
ＷＭ変調手段と、そのＰＷＭ変調手段から出力されるＰ
ＷＭ変調信号に基づいて３相電圧を発生する３相ブリッ
ジ型インバータ主回路とを備えたインバータ装置におい
て、各相に流れる相電流の絶対値を推定若しくは検出して３
相電流の絶対値を出力する相電流絶対値演算手段を備
え、 上記ＰＷＭ変調手段は、上記相電流絶対値演算手段から
取得した各相の相電流の絶対値の大小関係を比較し、相
電流の絶対値が最大となる相をＰＷＭ休止相として選択
すると共に、該ＰＷＭ休止相に上記第１のＰＷＭ休止期
間及び上記第２のＰＷＭ休止期間のうちのいずれかを割
り当てるＰＷＭ変調信号を生成して出力することを特徴
とするインバータ装置。 - 【請求項４】 負荷に供給される３相電力の線間電圧出
力をパルス幅制御し、ゼロレベルが連続する第１のＰＷ
Ｍ休止期間と直流電源レベルが連続する第２のＰＷＭ休
止期間のあるＰＷＭ変調信号を有する２相変調を行うＰ
ＷＭ変調手段と、そのＰＷＭ変調手段から出力されるＰ
ＷＭ変調信号に基づいて３相電圧を発生する３相ブリッ
ジ型インバータ主回路とを備えたインバータ装置におい
て、各相に流れる相電流の極性を推定若しくは検出して３相
電流の極性値情報を出力する相電流極性演算手段を備
え、 上記ＰＷＭ変調手段は、上記相電流極性演算手段から取
得した相電流の極性情報に基づいて相電流の極性が他の
２相と異なる相をＰＷＭ休止相として選択すると共に、
該ＰＷＭ休止相に上記第１のＰＷＭ休止期間及び上記第
２のＰＷＭ休止期間のうちのいずれかを割り当てるＰＷ
Ｍ変調信号を生成して出力することを特徴とするインバ
ータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29569893A JP3229094B2 (ja) | 1993-11-25 | 1993-11-25 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29569893A JP3229094B2 (ja) | 1993-11-25 | 1993-11-25 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07147782A JPH07147782A (ja) | 1995-06-06 |
| JP3229094B2 true JP3229094B2 (ja) | 2001-11-12 |
Family
ID=17824011
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29569893A Expired - Lifetime JP3229094B2 (ja) | 1993-11-25 | 1993-11-25 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3229094B2 (ja) |
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| JP5470296B2 (ja) * | 2011-02-03 | 2014-04-16 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| JP5500189B2 (ja) | 2011-03-23 | 2014-05-21 | 株式会社豊田自動織機 | モータインバータの制御方法、及び制御装置 |
| US9294009B2 (en) | 2011-03-24 | 2016-03-22 | Daihen Corporation | Inverter apparatus including control circuit employing two-phase modulation control, and interconnection inverter system including the inverter apparatus |
| KR20190060966A (ko) | 2011-03-24 | 2019-06-04 | 가부시키가이샤 다이헨 | 전력변환회로를 제어하는 제어회로, 이 제어회로를 구비한 인버터 장치 및 이 인버터 장치를 구비한 계통연계 인버터 시스템 |
| JP5865657B2 (ja) * | 2011-03-24 | 2016-02-17 | 株式会社ダイヘン | 電力変換回路を制御する制御回路、この制御回路を備えた系統連系インバータシステム |
| WO2013057853A1 (ja) | 2011-10-17 | 2013-04-25 | パナソニック株式会社 | モータ駆動システムおよびその制御方法 |
| US8773063B2 (en) | 2011-10-17 | 2014-07-08 | Panasonic Corporation | Motor drive system and control method thereof |
| JP6893946B2 (ja) * | 2019-02-19 | 2021-06-23 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置、発電電動機の制御装置、および、電動パワーステアリング装置 |
| CN116566206B (zh) * | 2023-07-07 | 2023-10-03 | 合肥安赛思半导体有限公司 | 一种功率调整器的移相控制方法和系统 |
-
1993
- 1993-11-25 JP JP29569893A patent/JP3229094B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07147782A (ja) | 1995-06-06 |
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