CN116566206B - 一种功率调整器的移相控制方法和系统 - Google Patents

一种功率调整器的移相控制方法和系统 Download PDF

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Abstract

本发明揭示了一种功率调整器的移相控制方法和系统，其方法包括；实时采样设定电压范围0‑X的模拟输入信号H，获取一个信号周期的调功比例A，A=H/X；根据调功比例A，获取设定输入频率下，导通角和移相时间t的值；实时采样供给负载的输出电压；当输出电压零点时，自零开始计时，当计时值与移相时间t的值相等时，输出PWM信号，控制供给负载的电压和电流；定时采样供给负载的输出电流的瞬时值I；获取有效值I1，判断有效值I1和期望值I2的误差E，校准调功比例A，获取调功比例A1；根据调功比例A1，重复获取调功比例A后的步骤。本方法提升调压稳定性，精准控制输出功率，提升功率调整器的控制精准度。

Description

一种功率调整器的移相控制方法和系统
技术领域
本发明涉及电力设备技术领域，尤其涉及一种功率调整器的移相控制方法和系统。
背景技术
电力功率调整器是应用晶闸管/可控硅和其触发控制电路来调整负载功率的功率调整单元系统，其原理是运用数字电路触发可控硅来实现调压和调功的功效。其中，调压采用移相控制方法，调功则采用周期调功方法或者变周期调功方法。该系统经常被用于工业电炉的加热控制和大型风机水泵软启动节能运行控制等。
现今，大多通过移相来调压的控制方法是基于过零触发，即在设定的时间间隔内，改变晶闸管导通的周波数来实现电压或功率的控制，这会导致当通断比较小时容易产生低频干扰、当电网容量不够大时照明会闪烁和电表指针抖动等现象，且这种控制方法能够控制导通时刻的电压，却无法精准控制输出功率，无法满足部分应用场景的需求，例如工业电炉的加热控制需要精准控制负载的发热量，这种控制方法便无法准确设计加热系统的工作时间。
因此，需要提供一种功率调整器的移相控制方法和系统，避免过零触发时容易出现的不稳定状况，并精准控制输出功率，提升功率调整器的控制精准度，扩大功率调整器的应用范围。
发明内容
本发明的目的是提供一种功率调整器的移相控制方法和系统，避免过零触发时容易出现的不稳定状况，并精准控制输出功率，提升功率调整器的控制精准度，扩大功率调整器的应用范围。
为了达到上述目的，本发明提供了一种功率调整器的移相控制方法，包括：
实时采样设定电压范围0-X的模拟输入信号H，获取一个信号周期的调功比例A，A=H/X；
根据所述调功比例A，获取设定输入频率下，导通角和移相时间t的值；
实时采样供给负载的输出电压；当所述输出电压零点时，自零开始计时，当计时值与所述移相时间t的值相等时，输出PWM信号，控制供给所述负载的电压和可通过电流；
在输出PWM信号后，定时采样供给所述负载的输出电流的瞬时值I；获取所述瞬时值I的有效值I1，判断所述有效值I1和期望值I2的误差E，根据所述误差E校准调功比例A，获取调功比例A1；
根据所述调功比例A1，获取下一个信号周期在所述设定输入频率下，导通角和移相时间t的值。
可选的，导通角的计算公式为：/>，/>；移相时间t的计算公式为：/>，其中w为角速度。
可选的，获取所述调功比例A的方式还包括：实时多次采样模拟输入信号，通过数组的形式存储所述调功比例A的至少三个不同取值；对数组内的数值进行排序；去除数组内数值的最大值和最小值；通过加权平均数组内的其余数值获取调功比例A。
可选的，实时采样多相的输出电压，在实时采样供给负载的输出电压后，还包括：获取多相之间的均衡度 ，根据所述均衡度/>和阈值/>判断是否发生多相不均衡故障；所述均衡度/>的计算公式为：/>，其中，/>为线电压的有效值，n为线电压数量，Udk为从Ud1到Udn；/>为Ud1到Udn的平均值；进行不均衡保护。
可选的，根据所述误差E校准调功比例A，获取调功比例A1的方式为：当调功比例A大于50%且E大于0时，调功比例A减小，生成调功比例A1；当调功比例A大于50%且E小于0时，调功比例A增大，生成调功比例A1；当调功比例A小于50%且E小于0时，调功比例A减小，生成调功比例A1。
可选的，在定时采样供给所述负载的输出电流的瞬时值I后还包括：判断所述瞬时值I是否超过预定电流值，若超过，则判定存在过流故障；进行过流保护。
本发明还提供了一种功率调整器的移相控制系统，用于实现上述功率调整器的移相控制方法，包括：
功率回路模块，包括：晶闸管和负载，用于控制输入所述负载的电流和电压；
输入信号检测模块，用于通过第一模数转换器实时采样设定电压范围0-X的模拟输入信号H，获取一个信号周期的调功比例A；
输出信号反馈模块，用于通过第二模数转换器实时采样所述负载的输出电压，通过第三模数转换器定时采样所述负载的输出电流的瞬时值，并输出反馈结果；
闭环控制模块，用于根据所述反馈结果，对调功比例A进行校准；
核心控制模块，用于进行采样、计时、数据运算和发出PWM信号控制所述晶闸管的通断。
可选的，还包括：电路保护模块，用于在所述反馈结果中存在故障信息时，根据所述故障信息向所述核心控制模块发出保护指令。
可选的，还包括：RC吸收电路，接入所述功率回路模块两端，所述RC吸收电路具有多个电阻和电容，所述多个电阻并联后一端与所述电容的一端连接，另一端连接所述功率回路模块正极电源；所述电容的另一端连接所述功率回路模块负极接地。
可选的，还包括：第一信号采集硬件电路，位于所述第二模数转换器与所述功率回路模块之间，用于采集所述负载的输出电压，所述输出电压能传输至所述第二模数转换器；所述第一信号采集硬件电路包括：互感器TV1、电阻R7、电阻R8、电阻R9、开关二极管D1；所述开关二极管D1为3引脚封装，其中所述开关二极管D1的1引脚接地，所述开关二极管D1的2引脚接电压；所述互感器TV1为4引脚封装，其中所述互感器TV1的1引脚串联所述电阻R7，所述互感器TV1的2引脚串联所述电阻R8，所述互感器TV1的3引脚接地；所述互感器TV1的4引脚连接所述电阻R9的一端；所述电阻R9的另一端连接所述开关二极管D1的3引脚。
本发明的功率调整器的移相控制方法通过采样模拟输入信号的电压H获取调功比例A，并在调功比例A的基础上获取PWM信号的移相时间t，根据移相时间t来控制PWM信号发出的时间，从而控制供给负载的电压和可通过电流，最后通过采样负载的输出电流的瞬时值I反馈控制结果，根据反馈的控制结果控制功率调整器的下一个周期的移相时间t，循环往复，从而控制输出功率，避免过零触发时容易出现的不稳定状况，提升功率调整器的控制精准度，扩大功率调整器的应用范围，提升应用效果。
附图说明
图1为本发明一具体实施例的功率调整器的移相控制方法的流程图；
图2为本发明一具体实施例的功率调整器的移相控制系统的模块图；
图3为本发明一具体实施例的RC吸收电路的结构示意图；
图4为本发明一具体实施例的信号采集硬件电路的结构示意图；
图5为本发明一具体实施例的PWM信号的波形示意图；
图6（a）为本发明一具体实施例的采样模拟信号的逻辑算法流程图；
图6（b）为本发明一具体实施例的获取调功比例A的逻辑算法流程图；
图7为本发明一具体实施例的PID算法的逻辑示意图。
具体实施方式
下面将结合说明书附图对本发明的功率调整器的移相控制方法和系统进行更详细的描述，其中表示了本发明的优选实施例，应该理解本领域技术人员可以修改在此描述的本发明，而仍然实现本发明的有利效果。因此，下列描述应当被理解为对于本领域技术人员的广泛知道，而并不作为对本发明的限制。
实施例一
请参考图1，图1为本发明一具体实施例的功率调整器的移相控制方法的流程图。
本实施例提供了一种功率调整器的移相控制方法，包括：
步骤S101：实时采样设定电压范围0-X的模拟输入信号H，获取一个信号周期的调功比例A，A=H/X；
步骤S102：根据所述调功比例A，获取设定输入频率下，导通角和移相时间t的值；
步骤S103：实时采样供给负载的输出电压；当所述输出电压零点时，自零开始计时，当计时值与所述移相时间t的值相等时，输出PWM（脉冲宽度调制）信号，控制供给所述负载的电压和可通过电流；
步骤S104：在输出PWM信号后，定时采样供给所述负载的输出电流的瞬时值I；获取所述瞬时值I的有效值I1，判断所述有效值I1和期望值I2的误差E，根据所述误差E校准调功比例A，获取调功比例A1；
步骤S105：根据所述调功比例A1，获取下一个周期在所述设定输入频率下，导通角和移相时间t的值。
具体的，在步骤S101中，实时采样设定电压范围0-X的模拟输入信号H，获取一个信号周期的调功比例A，A=H/X。在本具体实施例中，设定电压范围为0-5V，获取调功比例A的计算公式为：。
进一步的，由于外接的模拟输入信号容易出现毛刺和抖动，导致调功比例不稳定，最终影响输出功率的结果。因此，在获取调功比例A时，需要对调功比例A的采样结果进行滤波，实时多次采样模拟输入信号，去除采样结果中多个数值的最大值和最小值，去除明显的毛刺。具体方式为：实时多次采样模拟输入信号，通过数组的形式存储所述调功比例A的至少三个不同取值；对数组内的数值进行排序；去除数组内数值的最大值和最小值；最后通过加权平均数组内的其余数值获取调功比例A，加权平均能够明显改善最终输出的调功比例的抖动。
进一步的，在本具体实施例中，通过冒泡排序法对数组内的元素进行排序，冒泡排序是一种常用的排序算法，属于稳定排序法，其时间复杂度为O(n^2)。请参考图6(a)和图6（b），设置数组arr[]，数组内存储N次采样0-5v模拟输入信号后获取的调功比例A，将数组arr[]内的每个数值均与其他数值进行对比，若arr[j]<arr[j+1]，则将arr[j]和arr[j+1]的位置进行交换，在多次循环结束后，便可以使数组arr[]内的数值按照从小到大的顺序依次排列。将数组arr[]内的最大值和最小值剔除，即剔除数组arr[]内首尾两端的数值，将余下的数值进行加权平均，最终便可确定调功比例A。这种确定调功比例的方法能够滤除输入电压伴随的杂波，稳定调功比例，提升输出效率的准确性。在其他具体实施方式中，也可以通过其他排序方式对数组arr[]进行排序，以达到对采样结果进行滤波的效果。
在步骤S102中，根据所述调功比例A，获取设定输入频率下，导通角和移相时间t的值。其中，导通角/>的计算公式为/>，/>；移相时间t的计算公式为：/>，其中w为角速度。
在步骤S103中，实时采样供给负载的输出电压；当所述输出电压零点时，从零开始计时，当计时值与所述移相时间t的值相等时，输出PWM信号，请参考图5，为PWM信号的波形示意图，PWM信号能够控制供给负载的电压和可通过电流，从而限制功率调整器的输出功率。具体的，实时采样输出电压，当采样到所述输出电压零点时，从零开始计时，当计时值累积到移相时间t的值后，发出设定频率的PWM信号，在本具体实施例中，设定频率为50HZ，占空比50%的PWM信号，控制电压输入负载，负载上通过电流。
进一步的，采样多相的输出电压时，需要通过均衡度来判断是否发生多相不均衡故障，具体的，获取均衡度，所述均衡度/>的计算公式为：，/>为线电压的有效值，n为线电压数量，Udk为从Ud1到Udn；/>为Ud1到Udn的平均值/>根据所述均衡度/>和阈值/>判断是否发生多相不均衡故障。
在步骤S104中，在发出PWM信号后，定时采样供给所述负载的输出电流的瞬时值I；获取所述瞬时值I的有效值I1，判断所述有效值I1和期望值I2的误差E，根据所述误差E校准调功比例A，获取调功比例A1。具体的，积分计算出输出电流的瞬时值I的有效值I1；将有效值I1作为PID算法的入参，获取其与期望值I2的误差E。
请参考图7，PID算法包括：比例环节、积分环节和微分环节。比例环节用于及时成比例地反应偏差信号，偏差一旦产生，立刻控制偏差；积分环节用于消除静差，提高无差度；微分环节用于反应偏差信号的变化速率，在偏差信号超过阈值时，及时引入修正信号，从而提高偏差控制速度，减小控制时间。
在本实施例中，在PID算法的基础上，根据运算结果误差E调节调功比例，调节规律为：当调功比例A大于50%且E大于0时，调功比例A减小，生成调功比例A1；当调功比例A大于50%且E小于0时，调功比例A增大，生成调功比例A1；当调功比例A小于50%且E小于0时，调功比例A减小，生成调功比例A1。
进一步的，在获取所述输出电流的瞬时值I后，还包括：判断所述瞬时值I是否超过预定电流值，若超过，则判定存在过流故障。在本实施例中，预定电流值为额定电流值的1.5倍。
进一步的，输出电流的瞬时值I的判断频率需保证在在一个周期时间内，及时检测到当前周期是否发生过流故障，若发生过流故障，需及时进行过流保护。并且为了保证电路的安全性，将输出电流的故障检测和过流保护作为最高优先级的处理进程。
进一步的，不同的电子器件的敏感性不一，针对敏感电子器件，为了避免过流故障的误检测，在检测到所述输出电流的瞬时值I超过预定电流值后，设置能状态位EN_OVER=1，在T1~T2时间段内，再次进行多次电流的瞬时值采样来判断故障，累加状态位EN_OVER，当EN_OVER到达设定值之后，即判断为存在过流故障，警示主回路进行过流保护，提升过流故障判断结果的准确性。
在步骤S105中，根据所述调功比例A1，获取下一个周期在设定输入频率下，导通角和移相时间t的值。进一步的，根据调功比例A1获取的移相时间t，重复步骤S103和步骤S104的步骤便可以得到调功比例A2，以每个周期的校准后的调功比例去获取下一个周期的校准后的调功比例，从而使功率调整器能够得到不同信号周期下的移相时间，将完整的正弦波形进行斩波来控制输出功率，辅以输出电压和输出电流的采样，根据PID算法控制输出精度，从而提升输出功率控制的精准度和稳定性。
本发明的功率调整器的移相控制方法通过采样模拟输入信号的电压H获取调功比例A，并在调功比例A的基础上获取PWM信号的移相时间t，根据移相时间t来控制PWM信号发出的时间，从而控制供给负载的电压和可通过电流，最后通过采样负载的输出电流的瞬时值I反馈控制结果，根据反馈的控制结果控制功率调整器的下一个周期的移相时间t，循环往复，从而控制输出功率，避免过零触发时容易出现的不稳定状况，提升功率调整器的控制精准度，扩大功率调整器的应用范围，提升应用效果。
实施例二
请参考图2，图2为本发明一具体实施例的功率调整器的移相控制系统的示意图。
本实施例提供一种功率调整器的移相控制系统，用于实现上述实施例的功率调整器的移相控制方法，包括：
功率回路模块201，包括：晶闸管和负载，所述晶闸管和负载串联，用于输出供给所述负载的电流和电压；
输入信号检测模块202，用于通过第一模数转换器实时采样设定电压范围0-X的模拟输入信号H，获取一个信号周期的调功比例A；
输出信号反馈模块203，用于通过第二模数转换器实时采样所述负载的输出电压，通过第三模数转换器定时采样所述负载的输出电流的瞬时值，并输出反馈结果；
闭环控制模块204，用于根据所述反馈结果，对调功比例A进行校准；
核心控制模块205，用于进行采样、计时、数据运算和发出PWM信号控制所述晶闸管的通断；
具体的，所述功率回路模块201包括：三个双向导通晶闸管和三相负载，所述双向导通晶闸管也可以被称为双向可控硅，所述三个双向导通晶闸管分别与所述三相负载串联，且所述三个双向导通晶闸管分别与所述核心控制模块205连接。
进一步的，所述功率回路模块201两端具有RC吸收电路，请参考图3，本实施例的RC吸收电路具有六个电阻和电容（C1），六个电阻分别为电阻R1、电阻R2、电阻R3、电阻R4、电阻R5和电阻R6，六个电阻并联且一端分别与所述电容的一端并联，所述六个并联电阻的另一端分别连接功率回路模块201的正极电源；所述电容的另一端连接所述功率回路模块201负极接地。所述RC吸收电路能够消除功率回路模块201的杂波，并且防止双向导通晶闸管被误导通。其中，电容的选择为C=(2.5-5)**If，电阻的选择为R=（2-4）*If，If=0.367Id，Id为直流电流，根据晶闸管的电流确定电容和电阻的选择。本实施例中，电容选择为0.1Uf/1000V,电阻选择100Ω/2W。
输入信号检测模块202通过第一模数转换器（ADC1）采样0-5V的模拟输入信号，获取调功比例A。具体的，请参考图6(a)和图6（b），所述第一模数转换器实时多次采样模拟输入信号，通过数组的形式存储所述调功比例A的至少三个不同取值；对数组内的数值进行排序；去除数组内数值的最大值和最小值；最后通过加权平均数组内的其余数值获取调功比例A。这种对采样数据处理的方式能够去除外接的模拟输入信号容易出现的毛刺，并且改善抖动现象。
输出信号反馈模块203，用于采样所述功率回路模块的输出电流和输出电压，输出反馈结果，其包括：第二模数转换器（ADC2）和第三模数转换器（ADC3）。第二模数转换器用于实时采样输出电压，第三模数转换器用于定时采样输出电流的瞬时值I。具体的，当输出电压到零点时，核心控制模块205从0开始计数，当计数值累积到移相时间t后，核心控制模块205发出PWM信号，控制晶闸管的通断，本实施例中，PWM信号的频率为50Hz，占空比50%。
在核心控制模块205发出PWM信号后，第三模数转换器开始定时采集流过负载的输出电流的瞬时值I，核心控制模块205积分计算出输出电流的瞬时值I的有效电流I1，并将有效电流I1输入闭环控制模块204。
进一步的，因为第二模数转换器采样的输出电压为高压，需要和核心控制模块205之间进行隔离处理，因此，请参考图4，功率调整器的移相控制系统还包括：第一信号采集硬件电路，位于所述第二模数转换器与所述功率回路模块201之间，用于采集所述负载的输出电压，所述输出电压能传输至所述第二模数转换器；所述第一信号采集硬件电路包括：互感器TV1、电阻R7、电阻R8、电阻R9、开关二极管D1；所述开关二极管D1为3引脚封装，其中1引脚接地，2引脚接电压；所述互感器TV1为4引脚封装，其中，1引脚串联电阻R7，2引脚串联电阻R8，3引脚接地；4引脚连接电阻R9的一端；所述电阻R9的另一端连接所述开关二极管D1的3引脚。
具体的，本实施例中，互感器TV1原副边电压比例为200:1，电阻R7、R8选值为300KΩ，电阻R9为1KΩ，三个电阻都起到限流的作用；当功率回路模块201的电压出现较大抖动，经过互感器TV1后若大于3.3V，会破坏核心控制模块205与第二模数转换器的端口，此时设计开关二极管D1，将输出电压钳位至安全区域，就可以起到保护核心控制模块205的采样端口的作用。本实施例为三相功率调整器，因此，还包括第二信号采集硬件电路和第三信号采集硬件电路，第一信号采集硬件电路采集AB相的线电压，第二信号采集硬件电路采集BC相的线电压，第三信号采集硬件电路采集CA相的线电压；第二信号采集硬件电路和第三信号采集硬件电路与上述第一信号采集硬件电路的原理和作用相同。
进一步的，所述第二模数转换器采样多相的输出电压时，需要通过均衡度来判断回路功率模块是否发生多相不均衡故障，本实施例中，功率调整器为三相功率调整器，输出信号反馈模块203共有三路，分别为A相、B相和C相，其中，第二模数转换器分别采样AB相、BC相和CA相的线电压。因输出电压为三相电的线电压，因此需要计算三者之间的均衡度。具体的，获取三相之间的均衡度，所述均衡度/>的计算公式为：，/>为线电压的有效值，n为线电压数量，Udk为从Ud1到Udn；/>为Ud1到Udn的平均值，根据所述均衡度/>和阈值/>判断是否发生多相不均衡故障，若发生多相不均衡故障，输出信号反馈模块203输出具有故障信息的反馈结果。
进一步的，第三模数转换器定时采样的输出电流的瞬时值I若超过预定电流值，则输出信号反馈模块203判定发生过流故障。其中预定电流值为额定电流值的1.5倍。并且，因过流故障的后果较为严重，所以在设定过流故障检测频率时，需将其优先级设为最高，使过流发生的一个周期内能够被被检测到。
进一步的，因后接负载为感性负载时，极易产生电流尖峰，易误触发过流保护，因此，当第三模数转换器的采样端口判别到输出电流的瞬时值I超过预定电流值后，使能状态位EN_OVER=1，在T1~T2时间段内，再次进行多次电流的瞬时值采样判断故障，累加状态位EN_OVER，当EN_OVER到达设定值之后，即判断为功率回路模块201需进行过流保护。相比较而言，由于感性负载产生的电流尖峰的持续时间远远小于T2-T1，故可以有效避免保护机制的误触发。
进一步的，为应对故障问题，功率调整器的移相控制系统还包括：电路保护电路206，若所述反馈信息中具有故障信息，所述电路保护模块206根据故障信息向核心控制模块205发出保护指令，若故障信息为过流故障，则进行过流保护；若故障信息为三相不平衡故障，则进行三相不平衡保护，进行过流保护和三相不平衡保护时，核心控制模块205会立即关闭PWM信号。本实施例中为三个双向导通晶闸管，因此核心控制模块205会立即关闭六路PWM信号。
闭环控制模块204用于判断有效值I1和期望值I2的误差E，将有效值I1作为PID算法的入参，获取其与期望值I2的误差E，根据所述误差E校准调功比例A，获取调功比例A1。具体的，当调功比例A大于50%且E大于0时，调功比例A减小，生成调功比例A1；当调功比例A大于50%且E小于0时，调功比例A增大，生成调功比例A1；当调功比例A小于50%且E小于0时，调功比例A减小，生成调功比例A1。
其中，PID算法包括：比例环节、积分环节、微分环节；其中，比例环节用于及时成比例地反映偏差信号，偏差一旦产生，闭环控制模块204立即产生控制作用，以减少偏差；积分环节用于消除静差，提高系统的无差度，积分作用的强弱取决于积分时间常数，积分时间常数越大，积分作用越弱，反之则越强；微分环节用于反映偏差信号的变化趋势，即变化速率，并能在该偏差信号变得太大之前，在系统中引入一个有效的早期修正信号，从而加快系统的动作速度，减小调节时间。
核心控制模块205用于进行采样、计时、数据运算和发出PWM信号控制所述晶闸管的通断，本具体实施例中，通过主控芯片TMS320F28035PNT DSP（数字音频处理器）完成所述核心控制模块205的大部分功能，主控芯片TMS320F28035PNT的VDDA、GPIO28、GPIO34、GPIO37、XRS五个端口均连接3.3V供电，X1、X2端口连接20MHZ无源晶振；GPIO36、GPIO38连接JIAG烧写器。
主控芯片TMS320F28035PNT从零计时，当计时值累积到移相时间t后发出的PWM信号为三组，分别是GA组、GB组和GC组，每组有两路反向的PWM信号，每组PWM信号之间有三分之一的相位差。
进一步的，本实施例的功率调整器使用的开关器件为三个双向导通晶闸管，每个双向导通晶闸管有两个栅极，其中GA+、GB+、GC+为正向导通的栅极，GA-、GB-、GC-为反向导通的栅极；每个双向导通晶闸管的两个栅极接收的PWM信号为反向，且具有死区；由于三相电压正常工作时，每相具有1/3周期的相位差，于是每组双向导通晶闸管的正向驱动信号具有相同时间差，反向驱动信号同理。
进一步的，主控芯片TMS320F28035PNT的运行通过外部硬件电路搭建最小系统，所述外部硬件电路包括：下载电路，用于烧录DSP程序；电源电路，用于提供电能；晶振电路，用于提供规律的时钟信号。以上硬件电路的设计符合最小系统的要求。
本发明的功率调整器的移相控制系统通过功率回路模块、输入信号检测模块、输出信号反馈模块、闭环控制模块和核心控制模块之间的信号传输和数据运算，在得到调功比例A后，根据输出功率实时对调功比例进行调整，从而控制输出功率，避免了电压过零触发时容易出现的不稳定状况，提升功率调整器的控制精准度，扩大功率调整器的应用范围，提升应用效果。并通过电路保护模块保证了功率调整器在运作过程中的安全性。
显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明的权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (9)

1.一种功率调整器的移相控制方法，其特征在于，包括：
实时采样设定电压范围0-X的模拟输入信号的电压H，获取一个信号周期的调功比例A，A=H/X；
根据所述调功比例A，获取设定输入频率下，导通角和移相时间t的值；
实时采样供给负载的输出电压；当所述输出电压零点时，自零开始计时，当计时值与所述移相时间t的值相等时，输出PWM信号，控制供给所述负载的电压和可通过电流；
在输出PWM信号后，定时采样供给所述负载的输出电流的瞬时值I；获取所述瞬时值I的有效值I1，判断所述有效值I1和期望值I2的误差E，根据所述误差E校准调功比例A，获取调功比例A1；当调功比例A大于50%且E大于0时，调功比例A减小，生成调功比例A1；当调功比例A大于50%且E小于0时，调功比例A增大，生成调功比例A1；当调功比例A小于50%且E小于0时，调功比例A减小，生成调功比例A1；
根据所述调功比例A1，获取下一个信号周期在所述设定输入频率下，导通角和移相时间t的值。
2.根据权利要求1所述的功率调整器的移相控制方法，其特征在于，导通角的计算公式为：/>，/>；移相时间t的计算公式为：，其中w为角速度。
3.根据权利要求2所述的功率调整器的移相控制方法，其特征在于，获取所述调功比例A的方式还包括：实时多次采样模拟输入信号，通过数组的形式存储所述调功比例A的至少三个不同取值；对数组内的数值进行排序；去除数组内数值的最大值和最小值；通过加权平均数组内的其余数值获取调功比例A。
4.根据权利要求1所述的功率调整器的移相控制方法，其特征在于，实时采样多相的输出电压，在实时采样供给负载的输出电压后，还包括：获取多相之间的均衡度 ，根据所述均衡度/>和阈值/>判断是否发生多相不均衡故障；所述均衡度/>的计算公式为：，其中，/>为线电压的有效值，n为线电压数量，Udk为从Ud1到Udn；/>为Ud1到Udn的平均值；进行不均衡保护。
5.根据权利要求1所述的功率调整器的移相控制方法，其特征在于，在定时采样供给所述负载的输出电流的瞬时值I后还包括：判断所述瞬时值I是否超过预定电流值，若超过，则判定存在过流故障；进行过流保护。
6.一种功率调整器的移相控制系统，用于实现权利要求1-5中任一项所述的功率调整器的移相控制方法，其特征在于，包括：
功率回路模块，包括：晶闸管和负载，所述晶闸管与所述负载串联，用于控制输入所述负载的电流和电压；
输入信号检测模块，用于通过第一模数转换器实时采样设定电压范围0-X的模拟输入信号H，获取一个信号周期的调功比例A；
输出信号反馈模块，用于通过第二模数转换器实时采样所述负载的输出电压，通过第三模数转换器定时采样所述负载的输出电流的瞬时值，并输出反馈结果；
闭环控制模块，用于根据所述反馈结果，对调功比例A进行校准；
核心控制模块，用于进行采样、计时、数据运算和发出PWM信号控制所述晶闸管的通断。
7.根据权利要求6所述的功率调整器的移相控制系统，其特征在于，还包括：电路保护模块，用于在所述反馈结果中存在故障信息时，根据所述故障信息向所述核心控制模块发出保护指令。
8.根据权利要求6所述的功率调整器的移相控制系统，其特征在于，还包括：RC吸收电路，接入所述功率回路模块两端，所述RC吸收电路具有多个电阻和电容，所述多个电阻并联后一端与所述电容的一端连接，另一端连接所述功率回路模块正极电源；所述电容的另一端连接所述功率回路模块负极接地。
9.根据权利要求6所述的功率调整器的移相控制系统，其特征在于，还包括：第一信号采集硬件电路，位于所述第二模数转换器与所述功率回路模块之间，用于采集所述负载的输出电压，所述输出电压能传输至所述第二模数转换器；所述第一信号采集硬件电路包括：互感器TV1、电阻R7、电阻R8、电阻R9、开关二极管D1；所述开关二极管D1为3引脚封装，其中所述开关二极管D1的1引脚接地，所述开关二极管D1的2引脚接电压；所述互感器TV1为4引脚封装，其中所述互感器TV1的1引脚串联所述电阻R7，所述互感器TV1的2引脚串联所述电阻R8，所述互感器TV1的3引脚接地；所述互感器TV1的4引脚连接所述电阻R9的一端；所述电阻R9的另一端连接所述开关二极管D1的3引脚。
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