CN105915070A - 一种超音频感应加热电源装置及其数字化控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种超音频感应加热电源装置及其数字化控制方法。包括三相不控整流电路、滤波电路、过压保护电路、IGBT构成的全桥逆变电路、负载电路、ARM处理器、电压采集电路、电流采集电路以及过零检测电路。在原有的模拟控制的超音频感应加热电源的基础上提出一种数字化控制方法，此方法可以实现让控制器通过改变定时器产生的脉宽调制PWM的相位差来自动控制电源输出功率，还能以一种新的二分法方案让负载快速工作在谐振状态，最大幅度的减小无功功率带来的损耗。

Description

一种超音频感应加热电源装置及其数字化控制方法

技术领域

本发明涉及一种可控加热电源的数字化控制技术，属于AC-AC变换技术领域。

背景技术

传统的加热方法普遍采用电阻丝加热和燃炉加热等方式，这些方式不仅效率低而且环境污染大，并且控制精度很低。又由于现代工业发展的需求以及IGBT等固态电力电子器件的出现，超音频感应加热电源得以广泛应用，它利用电磁感应原理产生涡流损耗而对金属类工件进行加热，达到熔炼、透热、淬火等要求。这种加热方法不仅改善了传统方法加热不均、效率低、速度慢等问题，还解决了不易实现自动控制的问题。

已有的超音频感应加热大部分采用模拟控制，而模拟控制存在着硬件老化带来偏差以及不易升级和扩展等问题，同时也不易进行故障诊断和远程控制。

目前在感应加热电源功率调节的方法上有晶闸管全控整流调功法、直流斩波调功法和逆变调功法。而晶闸管全控整流法在晶闸管的控制角较大时，电路的功率因数会很低，并且晶闸管存在固有延时，会使得系统在闭环调节时响应较慢。直流斩波比晶闸管全控整流方案降低了对供电电网的干扰，提高了输入功率因数，但是这种方案需要在主电路增加额外的功率器件以及功率控制电路，而且斩波开关器件工作在硬开关状态，开关损坏较大。逆变调功是通过在逆变环节对开关功率器件的通断进行控制，调节输出电压的频率来调节负载功率因数，调节输出电压的有效值大小来调节输出功率，它的优点是控制电路比前面两种方案简单，调节输出功率的速度比晶闸管全控整流方案要快。

在逆变调功的方案里又分为脉冲频率调制(PFM)方法、脉冲密度调整(PDM)方法和脉冲宽度调制(PWM)方法。PFM方法通过改变逆变器输出电压频率来改变负载功率因数从而调节输出功率的大小，这种方法的主要缺点是工作频率在功率调节过程中不断变化，导致集肤深度也会改变，这在很多要求严格的场合中不适用。PDM方法通过控制脉冲密度，实际上是控制负载馈送能量的时间控制输出功率，它的优点是输出频率基本不变，开关损坏相对较小，缺点是工作稳定性比较差。PWM方式是通过改变两斜对开关管驱动信号之间的相位差来改变输出电压的有效值以此来调节功率，它可以实现对输出功率的大范围调节而频率变化很小，还有利于数字化实现，易于实现电路的准谐振软开关条件。

在对电路进行无功功耗的优化时，都要考虑功率管的开关频率是否匹配负载的谐振频率，只有当二者相等时，无功功率造成的损耗才最小。而在频率匹配的方法上目前普遍采用的是锁相环技术，它是一个相位反馈控制系统，作用是实现对输入信号频率和相位的自动跟踪。这种系统适用范围广而且抗干扰能力较强，但它是一种模拟化的控制方法，并且存在频率跟踪范围窄和响应速度较慢的缺点。

发明内容

本发明的目的是提出一种超音频感应加热电源，并在此基础上实现数字化控制。

为了达到上述目的，本发明的一个技术方案是提供了一种超音频感应加热电源装置，包括整流电路，整流电路依次连接滤波电路、过压保护回路以及由IGBT管构成的逆变桥，逆变桥的逆变侧与负载回路相连，通过负载回路对工件进行超音频感应加热，其特征在于，在逆变桥的逆变侧连接有电压采集电路及电流采集电路，电压采集电路及电流采集电路的输出均连接控制单元，控制单元通过电压采集电路及电流采集电路不停地检测逆变侧的输出电压与输出电流的相位差，基于相位差通过二分法调整控制单元输出PWM波的频率，让PWM波的频率与负载回路的谐振频率相差在一个设定的范围内，控制单元输出频率调整后的PWM波至驱动电路，利用驱动电路驱动逆变桥的IGBT管开关，使得IGBT管的开关频率准确跟踪到负载回路的谐振频率。

优选地，所述控制单元包括两路过零检测电路及两路AD采样电路，其中：

两路过零检测电路分别连接所述电压采集电路及所述电流采集电路的输出，通过两路过零检测电路分别得到与电压同相位同频率的方波及与电流同相位同频率的方波，通过定时器二采集任意一路方波的周期，根据采集到的周期获得需产生的PWM波的频率后输入定时器一，由定时器一利用两路PWM波发生器产生所述逆变桥的基准臂的PWM波及所述逆变桥的移相臂的PWM波；

两路AD采样电路分别连接所述电压采集电路及所述电流采集电路的输出，通过两路AD采样电路来采集实时的电压有效值和电流有效值，从而计算出实时功率，将实时功率与设定的期望功率进行比较，经过增量式PID调节后对移相臂的移相臂的PWM波进行移相角度的调节，实现功率控制。

本发明的另一个技术方案是提供了一种上述的超音频感应加热电源装置的数字化控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1、通过两路所述过零检测电路分别得到与所述逆变桥逆变侧的输出电压同相位同频率的方波一及与所述逆变桥逆变侧的输出电压同相位同频率的方波二，对两路方波分别进行检测，得到方波一的上升沿时间t_c以及方波二的上升沿时间t_v，采集方波一或方波二的周期T；

步骤2、将PWM的频率初始化为若则进入步骤3，若则进入步骤4；

步骤3、将PWM频率设置为f₂＝f₁+f_max/2，接着对t_v-t_c进行检测，若则将PWM频率设置为f₃＝f₂+f_max/2，若则将PWM频率设置为f₃ ^*＝f₂+f₁/2，依此循环，直到或

步骤4、将PWM频率设置为f₂＝f₁+f_min/2，接着对t_v-t_c进行检测，若则将PWM频率设置为f₃＝f₂+f₁/2，若则将PWM频率设置为f₃ ^*＝f_min+f₁/2，依此循环，直到或

步骤5、由定时器一利用两路PWM波发生器产生所述逆变桥的基准臂的PWM波及所述逆变桥的移相臂的PWM波经由驱动电路驱动所述逆变桥的IGBT管开关后返回步骤1，其中，通过两路AD采样电路来采集实时的电压有效值和电流有效值，从而计算出实时功率，将实时功率与设定的期望功率进行比较，经过增量式PID调节后实现移相臂的PWM波的移相角度调节。

本发明的有益效果是：整体系统输出的交流电通至负载模块，负载在交流电的作用下会产生交变磁场，将工件放在交变磁场中由于电磁感应原理产生涡流而发热。让感应加热电源逆变桥IGBT管的开关频率准确跟踪到负载的谐振频率，使其达到准谐振状态，有效减小无功功率带来的损耗。能测得电源输出的有效电流和电压值并得出瞬时的有效功率，通过触摸屏设定功率期望值，让瞬时功率与设定期望功率进行比较，经过增量式PID调节后对控制单元定时器输出的PWM进行移相角的调节，实现电源输出功率的自动控制。

附图说明

图1为超音频感应加热电源的主电路图；

图2为数字化控制的超音频感应加热电源的原理图；

图3为RLC电路的阻抗感抗以及容抗的向量图；

图4为交流系统电流相位超前于电压的示意图；

图5为交流系统电流相位滞后于电压的示意图；

图6为二分法控制功率管开关频率跟踪谐振频率示意图；

图7为控制芯片工作在输出比较模式下的移相原理图；

图8为系统工作流程图。

具体实施方式

为使本发明更明显易懂，兹以优选实施例，并配合附图作详细说明如下。

本发明提供的一个超音频感应加热电源的数字控制系统，包括三相不控整流电路、滤波电路、过压保护电路、IGBT管构成的全桥逆变电路、负载电路、ARM处理器、电压采集电路、电流采集电路、过零检测电路。三相不控整流电路是接在工频三相电之后，三相不控整流电路之后接滤波电路，然后接过压保护电路，接着是全桥逆变电路，再接着是负载电路。在负载电路和逆变电路之间接电压采集电路以及电流采集电路，然后给到控制单元，同时让逆变输出电压和电流通过各自的过零检测电路后输入到控制单元。控制单元通过控制器内部定时器输出的脉宽调制PWM来控制电源输出功率以及负载的谐振状态。

在本实施例中，ARM处理器采用STM32F103ZET6。IGBT管是英飞凌工业级的IGBT模块FF200R12KT4。

以上大概介绍了不同环节的连接关系。将380V的交流电经过整流电路以及滤波电路可以得到电压相对稳定的平滑的直流电。在直流电的后面是过压保护电路。当负载开路(如感应器突然烧断)或逆变控制、驱动电路工作不正常时，在逆变器的输入端或输出端将会出现瞬时过电压，这是由于谐振逆变器(电流型)的直流输入端存在一大电感，出现上述情况时，电感上存储的能量无通路释放，这个瞬时过电压将会使功率器件IGBT过电压损坏。过压保护电路通过检测逆变器输入、输出端的电压，当电压超过整定值时，关闭逆变器，点亮过压指示灯并报警。同时，电压钳位电路即过压保护电路晶闸管开通，为电感能量提供释放通路，从而减小了过压对IGBT的冲击。主电路图如图1所示，整个系统的原理图如图2所示。

在经过过压保护后，直流电流入逆变电桥，经过逆变电桥后又变成交流电。在这里要考虑电源功率因数的问题，要将无功功率降到最小，故要使IGBT管的开关频率跟随负载模块的谐振频率，使其达到准谐振状态。

在输入为交流电的RLC负载电路下，电压和电流是同频率的，电感L会使电路呈现出感性，表现是电流的相位滞后于电压。电容C会让电路呈现出容性，表现是电流相位超前于电压。整个负载电路的电抗计算公式为：

$Z=\sqrt{R^2+{(\mathrm{\ω}L-\frac{1}{\mathrm{\ω}C})}^2}---\left(1\right)$

这里ω表示交流电源的角频率，L为需要加热的工件的电感值，C为补偿电容。要让无功功率最小，就要电抗最小，那么就应该让ωL和刚好抵消，让电路只表现出阻性，如图3所示，这这种状态下电路才是谐振状态，在谐振状态下，电流和电压同相位，并且电流峰值最大。

首先让负载的电压和电流分别通过过零检测电路，分别得到与各自电压和各自电流同相位同频率的方波，然后用控制单元的定时器对两路方波分别检测。这里以与电流同频同相的方波为基础，假设捕获到与电流同频同相方波的一个上升沿时间为t_c，接着捕获与电压同频同相位的方波的上升沿，假设此刻时间为t_v。由于电压与电流是同频率的，故可以只用定时器采集其中一路同频率同相位的方波的周期即可，假设周期为T。若则说明电流超前于电压，电路处于容性状态，如图4所示。若则说明电流滞后于电压，电路处于感性状态，如图5所示。

在实际应用中，客户对一种工件进行感应加热，那么这些工件差异性必然不会太大，在这种情况下工件的电阻值和电感值的变化就不会太大。在感应加热电源的负载等效电路里，C是为了补偿无功功率的补偿电容。超音频的频率范围是20KHZ～80KHZ，根据客户对工件加热深度的需求选择一个大概需要的频率，然后根据工件大概的电感值，匹配一个补偿电容，让其在该需要加热的频率工作下，ωL和相差不大。在该负载电路中，负载的谐振频率计算公式为：

$f=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{LC}}---\left(2\right)$

需要加热的工件的电感值L有一个大概的范围，补偿电容C的值不变，那么负载的谐振频率就有一个大概范围，假设最小值为f_min，最大值f_max。初始时，设置控制单元给到逆变桥IGBT管的驱动信号的频率为紧接着对输入到控制单元的电流同频同相位方波和电压同频同相位方波进行检测。

若则此时电路处于容性状态，也就说明要让则需要增大控制单元给到逆变桥IGBT管的驱动信号的频率，那么此时设定给定的频率值为f₂＝f₁+f_max/2，接着对t_v-t_c进行检测，若则将PWM频率设置为f₃＝f₂+f_max/2，若则将PWM频率设置为f₃ ^*＝f₂+f₁/2，依此循环，直到或也就是说控制负载电压和电流的相位角在5°的范围内。

若在设定控制单元给到逆变桥IGBT管的驱动信号的频率检测到时，则说明电路处于感性状态，也说明要让则需要减小控制单元给到逆变桥IGBT管的驱动信号的频率，那么此时设定给定的频率值为f₂＝f₁+f_min/2，接着对t_v-t_c进行检测，若则将PWM频率设置为f₃＝f₂+f₁/2，若则将PWM频率设置为f₃ ^*＝f_min+f₁/2，依此循环，直到或如图6所示。

这里设定刚开始左右桥臂功率管门极驱动信号的相位差为0°，这样逆变输出的电压就不会有零电压区，对电源输出电压及电流的相位比较就不会造成影响。一旦谐振频率跟踪完成就保持不变，直到检测到电流有效值变为一个极小值，也就是更换工件的情况，才开始一次新的谐振频率跟踪。由于工件在整个加热过程中感抗变化值不大，对负载的谐振频率不会造成太大影响，而且逆变器功率管的开关频率不断变化会造成工作的不稳定，故这里只考虑每一次更换工件时快速对该负载进行谐振频率的跟踪。

这种频率跟踪方法相对于传统的锁相环有以下3个优点：

1.更有利于数字化控制。

2.比锁相环响应速度和调节速度更快。

3.不需要锁相环模式下的启动切换模式，在锁相环模式下先要给一个外激的驱动信号去启动逆变器，在启动后再切换到锁相环自激模式，在本发明的模式下就可以不用切换，更加便捷。

接下来是IGBT管驱动信号的问题，这里利用STM32芯片里的一个高级定时器产生四路PWM波，其中给到IGBT1和IGBT2，IGBT3和IGBT4的PWM相位分别各相差180°。在STM32的高级定时器里，TIMx_CH1和TIMx_CHN是一组互补的，TIMx_CH2和TIMx_CH2N是一组互补的。为了避免同桥臂的IGBT管由于本身固有特性使得一个在未完全关断的情况下另一个已经开通，就在与一路桥臂互补的另一路驱动信号里插入死区时间，这里所选型的IGBT管的关断时间约为3μs，那么就用STM32处理器里的死区生成器让给到IGBT2和IGBT4的PWM上升沿比IGBT1和IGBT3各延迟3μs。在移相的方法上，该高级定时器有一个输出比较模式，在这里设置自动重装载寄存器ARR和预分频系数就可确定输出波形的频率。当给ARR设置一个初值并设置为向上计数模式，当计数值达到初值时便清零开始从新计数。向捕获/比较寄存器CCR也写入初值，在输出比较模式下，当ARR寄存器的计数值与CCR寄存器设定的值相等时输出引脚便会发生一次翻转，原理如图7所示。同一桥臂上下开关管的驱动脉冲互补，使原来同相的两个桥臂的开关管的驱动信号之间错开一个相位角，这样就能在负载输出的正负交替的方波之间插入一段零电压区，如此就改变了输出电压的有效值，也就改变了输出功率。

本发明的电压及电流有效值采集是通过霍尔传感器来实现的，在霍尔电流传感器和霍尔电压传感器后面分别接上有效值调理电路，然后再通过控制芯片的A/D采样来采集实时的电压和电流有效值，并计算出实时功率。这里还采用了一块电容的触摸屏，通过触摸屏设定功率期望值，让瞬时功率与设定期望功率进行比较，经过增量式PID调节后对移相臂的PWM输出进行移相角度的调节，实现功率控制，并且屏幕可以实时的显示采集到的电压电流值和控制单元输出PWM的频率。

在系统正常工作的情况下，系统对看门狗正常的赋值，一旦系统不正常运行时看门狗就会让系统重启，恢复初值，继续进入工作状态。系统的工作流程图如图8所示。

Claims (3)

1.一种超音频感应加热电源装置，包括整流电路，整流电路依次连接滤波电路、过压保护回路以及由IGBT管构成的逆变桥，逆变桥的逆变侧与负载回路相连，通过负载回路对工件进行超音频感应加热，其特征在于，在逆变桥的逆变侧连接有电压采集电路及电流采集电路，电压采集电路及电流采集电路的输出均连接控制单元，控制单元通过电压采集电路及电流采集电路不停地检测逆变侧的输出电压与输出电流的相位差，基于相位差通过二分法调整控制单元输出PWM波的频率，让PWM波的频率与负载回路的谐振频率相差在一个设定的范围内，控制单元输出频率调整后的PWM波至驱动电路，利用驱动电路驱动逆变桥的IGBT管开关，使得IGBT管的开关频率准确跟踪到负载回路的谐振频率。

2.如权利要求1所述的一种超音频感应加热电源装置，其特征在于，所述控制单元包括两路过零检测电路及两路AD采样电路，其中：

两路过零检测电路分别连接所述电压采集电路及所述电流采集电路的输出，通过两路过零检测电路分别得到与电压同相位同频率的方波及与电流同相位同频率的方波，通过定时器二采集任意一路方波的周期，根据采集到的周期获得需产生的PWM波的频率后输入定时器一，由定时器一利用两路PWM波发生器产生所述逆变桥的基准臂的PWM波及所述逆变桥的移相臂的PWM波；

两路AD采样电路分别连接所述电压采集电路及所述电流采集电路的输出，通过两路AD采样电路来采集实时的电压有效值和电流有效值，从而计算出实时功率，将实时功率与设定的期望功率进行比较，经过增量式PID调节后对移相臂的移相臂的PWM波进行移相角度的调节，实现功率控制。

3.一种如权利要求2所述的超音频感应加热电源装置的数字化控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1、通过两路所述过零检测电路分别得到与所述逆变桥逆变侧的输出电压同相位同频率的方波一及与所述逆变桥逆变侧的输出电压同相位同频率的方波二，对两路方波分别进行检测，得到方波一的上升沿时间t_c以及方波二的上升沿时间t_v，采集方波一或方波二的周期T；

步骤2、将PWM的频率初始化为若则进入步骤3，若则进入步骤4；

步骤3、将PWM频率设置为f₂＝f₁+f_max/2，接着对t_v-t_c进行检测，若则将PWM频率设置为f₃＝f₂+f_max/2，若则将PWM频率设置为f₃ ^*＝f₂+f₁/2，依此循环，直到或

步骤4、将PWM频率设置为f₂＝f₁+f_min/2，接着对t_v-t_c进行检测，若则将PWM频率设置为f₃＝f₂+f₁/2，若则将PWM频率设置为f₃ ^*＝f_min+f₁/2，依此循环，直到或

步骤5、由定时器一利用两路PWM波发生器产生所述逆变桥的基准臂的PWM波及所述逆变桥的移相臂的PWM波经由驱动电路驱动所述逆变桥的IGBT管开关后返回步骤1，其中，通过两路AD采样电路来采集实时的电压有效值和电流有效值，从而计算出实时功率，将实时功率与设定的期望功率进行比较，经过增量式PID调节后实现移相臂的PWM波的移相角度调节。