CN102427627A

CN102427627A - 一种全桥移相感应加热装置

Info

Publication number: CN102427627A
Application number: CN2011102806930A
Authority: CN
Inventors: 刘杰
Original assignee: Anhui Zhengxin Kitchen Technology Co Ltd
Current assignee: Anhui Zhengxin Kitchen Technology Co Ltd
Priority date: 2011-09-21
Filing date: 2011-09-21
Publication date: 2012-04-25
Anticipated expiration: 2031-09-21
Also published as: CN102427627B

Abstract

本发明涉及一种全桥移相感应加热装置，其包括：用于感应加热的主电路，其包括四个三极管、四个二极管、电源、电感、电阻、电流互感器、电容；驱动控制电路，用于输出四路PWM脉冲信号去驱动所述主电路，四路PWM脉冲信号分别电性连接至四个三极管的基极；限流保护及功率调节控制电路，其电性连接于驱动控制电路，用于自动调节四个三极管之间的移相角大小而实现输出功率的调节；过流保护电路，其电性连接于驱动控制电路，用于全桥移相感应加热装置的加热电源过流或短路故障电源保护；以及频率跟踪电路，其电性连接于驱动控制电路，用于使驱动控制电路输出的四路PWM脉冲信号的频率和频率跟踪电路内部的谐振回路的负载电流频率同步。

Description

一种全桥移相感应加热装置

技术领域

本发明涉及一种加热装置，尤其涉及一种全桥移相感应加热装置。

背景技术

目前，家用电器特别是加热装置，其功率调动范围有限，而且频率也很难做到随时动态跟踪，不符合现代加热装置的发展趋势。因此，如何提供一种功率可调以及频率可跟踪的加热装置是本领域技术人员的重点研究对象。

发明内容

有鉴于此，有必要提供一种功率可调以及频率可跟踪的全桥移相感应加热装置。

本发明是这样实现的，一种全桥移相感应加热装置，其包括：

主电路，用于感应加热，其包括：四个三极管（VT1、VT2、VT3、VT4）；四个二极管（VD），其分别反并联于所述四个三极管（VT1、VT2、VT3、VT4）的集电极与发射极之间；电源（VD），其正极电性连接于所述两个三极管（VT1、VT2）的集电极，其负极电性连接于所述两个三极管（VT3、VT4）的发射极；电感（L）；电阻（R）；电流互感器（CT1）；电容（C），其一端电性连接于所述三极管（VT1）的发射极与所述三极管（VT4）的集电极之间，其另一端依次经由所述电感（L）、所述电阻（R）、所述电流互感器（CT1）而电性连接于所述三极管（VT2）的发射极与所述三极管（VT3）的集电极之间；

驱动控制电路，用于输出四路PWM脉冲信号（G1、G2、G3、G4）去驱动所述主电路，所述四路PWM脉冲信号（G1、G2、G3、G4）分别电性连接至所述四个三极管（VT1、VT2、VT3、VT4）的基极；

限流保护及功率调节控制电路，其电性连接于所述驱动控制电路，用于自动调节所述四个三极管（VT1、VT2、VT3、VT4）之间的移相角大小而实现输出功率的调节；

过流保护电路，其电性连接于所述驱动控制电路，用于所述全桥移相感应加热装置的加热电源过流或短路故障电源保护；以及

频率跟踪电路，其电性连接于所述驱动控制电路，用于使所述驱动控制电路输出的所述四路PWM脉冲信号（G1、G2、G3、G4）的频率和所述频率跟踪电路内部的谐振回路的负载电流频率同步。

本发明提供的全桥移相感应加热装置，通过限流保护及功率调节控制电路以及频率跟踪电路与主电路的配合设计，使得所述全桥移相感应加热装置功率可调以及频率可跟踪。

附图说明

图1为本发明较佳实施方式提供的全桥移相感应加热装置的模块结构示意图。

图2为图1中全桥移相感应加热装置的主电路的电路示意图。

图3为图1中全桥移相感应加热装置的驱动控制电路的电路示意图。

图4为图1中全桥移相感应加热装置的限流保护及功率调节控制电路的电路示意图。

图5为图1中全桥移相感应加热装置的过流保护电路的电路示意图。

图6为图1中全桥移相感应加热装置的频率跟踪电路的电路示意图。

图7为电流超前电压移相PWM状态的工作波形。

图8为电流滞后电压移相PWM状态的工作波形。

图9为谐振状态PWM调功状态。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

请参阅图1，其为本发明实施方式提供的全桥移相感应加热装置100的模块结构示意图。全桥移相感应加热装置100包括主电路10、驱动控制电路20、限流保护及功率调节控制电路30、过流保护电路40以及频率跟踪电路50。

请结合图2，主电路10用于感应加热，其包括四个三极管VT1、VT2、VT3、VT4；四个二极管VD，其分别反并联于四个三极管VT1、VT2、VT3、VT4的集电极与发射极之间；电源VD，其正极电性连接于两个三极管VT1、VT2的集电极，其负极电性连接于两个三极管VT3、VT4的发射极；电感L；电阻R；电流互感器CT1；电容C，其一端电性连接于三极管VT1的发射极与三极管VT4的集电极之间，其另一端依次经由电感L、电阻R、电流互感器CT1而电性连接于三极管VT2的发射极与三极管VT3的集电极之间。

请结合图3，驱动控制电路20用于输出四路PWM脉冲信号G1、G2、G3、G4去驱动主电路10，四路PWM脉冲信号G1、G2、G3、G4分别电性连接至四个三极管VT1、VT2、VT3、VT4的基极。驱动控制电路20包括全桥移相控制单元21、两个驱动器23以及两个外围电路25。全桥移相控制单元21均与限流保护及功率调节控制电路30、过流保护电路40以及频率跟踪电路50电性连接，两个驱动器23分别与全桥移相控制单元21电性连接，两个外围电路25分别电性连接于两个驱动器23并输出所述四路PWM脉冲信号。

在本实施方式中，全桥移相控制单元21采用全桥移相控制芯片UC3895，驱动器23采用IR公司生产的专用驱动器芯片IR2110，其工作频率可达500kHz，驱动输出电流2A，一只集成驱动器可驱半桥模块上、下功率开关器件MOSFET。全桥移相控制芯片UC3895包括：同相输入端EAP；；输出端OUTA、OUTB、OUTC、OUTD；电流检测端CS；以及同步端SYNC。驱动器IR2110包括：输入端HIN、LIN；输出端HO、LO。

输出端OUTA、OUTB分别电性连接至其中一个驱动器IR2110的输入端HIN、LIN，输出端OUTC、OUTD分别电性连接至另一个驱动器IR2110的输入端HIN、LIN。

外围电路25包括四个限流电阻RG1、RG2、RG3、RG4，四个限流电阻RG1、RG2、RG3、RG4分别电性连接于两个驱动器IR2110的输出端HO、LO而引出四路PWM脉冲信号G1、G2、G3、G4。外围电路25还包括其它用于辅助驱动器IR2110运行的元器件，在此不再详细叙述。

请一并参阅图1与图4，限流保护及功率调节控制电路30用于自动调节主电路10的移相角大小而实现输出功率调节，其包括：电流互感器CT2；二极管VD1、VD2；电阻R1、R2、R3、R4；调节电阻R5；电容C1、C2、C3；电压跟随器T1以及调节器T2。

二极管VD1、VD2的阳极分别与电流互感器CT2的两个同名端电性连接，二极管VD1、VD2的阴极相互电性连接并经由电阻R2、电容C1电性接地，电阻R1的一端电性连接于二极管VD1、VD2的阴极，电阻R1的另一端电性接地。电压跟随器T1的同相端电性连接于电阻R2与电容C1之间，电压跟随器T1的反相端电性连接于电压跟随器T1的输出端，电压跟随器T1的输出端经由电阻R3电性连接于调节器T2的反相端。调节器T2的同相端电性连接于调节电阻R5的调节端，调节器T2的输出端电性连接至全桥移相控制芯片UC3895的同相输入端EPA。调节电阻R5的一个连接端接收预设电流，调节电阻R5的另一个连接端电性接地，电容C3并联于调节电阻R5。

逆变器负载电流检测电路（即限流保护及功率调节控制电路30），正、负半周电流信号经全波整流检测，缓冲、PI调节器（调节器T2、电阻R4、电容C2构成）输出，加之全桥移相控制芯片UC3895的EAP端，PI调节器的正向端加电流设置后定（或指令），调节电流基准给定值，PI调节器的输出电平发生变化，通过全桥移相控制芯片UC3895内部的PWM比较器，自动调节三极管VT1与VT4、三极管VT2与VT3之间的移相角大小，实现输出功率的调节。全桥移相控制芯片UC3895内部误差放大器接成跟随缓冲器使用。电流给定也可以通过光码盘、单片机等方式分档调节功率。每一档对应一个最大电流限定值。全桥移相控制芯片UC3895-2端电压500mV输出关断。

请一并参阅图1与图5，过流保护电路40用于全桥移相感应加热装置100的加热电源过流或短路故障电源保护。过流保护电路40包括：电流互感器CT2；二极管VD1、VD2、VD3、VD4；电阻R1、R2；以及电容C1。

二极管VD1、VD2的阳极分别与电流互感器CT2的两个同名端电性连接，二极管VD1、VD2的阴极相互电性连接并经由电阻R2、电容C1电性接地，电阻R1的一端电性连接于二极管VD1、VD2的阴极，电阻R1的另一端电性接地。二极管VD3的阳极电性连接于电阻R2与电容C1之间，二极管VD3的阴极电性连接于全桥移相控制芯片UC3895的电流检测端CS。二极管VD4作为预留设计方便接收其它保护信号，二极管VD4的阴极电性连接于二极管VD3的阴极，二极管VD4的阳极接收所述其它保护信号。

电流互感器CT2接在三相交流电源的进线中（也可接在全桥逆变器的供电电源母线上），电路发生过流是，过流检测信号送至全桥移相控制芯片UC3895的电流检测端CS，当VC5为2.5V时，驱动脉冲输出被关断。同时该端可以加入诸如过压、欠压、过热、缺相等检测信号，实现各种功能保护。

请一并参阅图1与图6，频率跟踪电路50用于使驱动控制电路20输出的四路PWM脉冲信号G1、G2、G3、G4的频率和其内部的谐振回路的负载电流频率同步。频率跟踪电路50包括：电阻R1、R2、R3、R4、R5、R6、R7、R8、R9、R10、R11、R12；电容C1、C2；以及放大器F1、F2、F3。

电容C1的一端接收全桥移相感应加热装置100的输出电流i0，并经由电阻R1电性接地，电容C1的另一端经由电阻R2电性接地。电阻R3的一端电性连接于电容C1与电阻R2之间，电阻R3的另一端电性连接于放大器F1的反相端。放大器F1的同相端经由电阻R4电性接地，放大器F1的输出端一方面经由电阻R5电性接地，另一方经由电容C2、电阻R6电性接地。电阻R8的一端电性连接于电容C2与电阻R6之间，电阻R8的另一端电性连接于放大器F2的同相端。放大器F2的反相端经由电阻R7电性接地，放大器F2的输出端经由电阻R11电性连接于全桥移相控制芯片UC3895的同步端SYNC。电阻R9的一端电性连接于容C2与电阻R6之间，电阻R9的另一端电性连接于放大器F3的反相端。放大器F3的同相端经由电阻R10电性接地，放大器F3的输出端经由电阻R12电性连接于全桥移相控制芯片UC3895的同步端SYNC。

本发明利用全桥移相控制芯片UC3895的同步端SYNC实现频率跟踪的电路，由谐振回路的电流波感器检测出谐振回路的电流，经相位超前补偿电路送到过零比较器，比较器输出与过零点对应的方波脉冲，经微方电路形成具有一定宽度的正负脉冲，分别触发两个互补比较电路，比较电路的输出脉冲加至全桥移相控制芯片UC3895的SYMC端，使全桥移相控制芯片UC3895输出的驱动脉冲频率和谐振回路的负载电流频率同步，其相位由负载电流的过零点决定，这样简单的电路就实现频率跟踪和相位锁定。

下面对全桥移相控制单元21的工作原理及工作模式的选择作详细介绍。

全桥移相控制单元21，通过调节全桥开关的相位进行相位移动，调节输出电压的脉宽或占空比，实现输出功率的调节。调功和频率跟踪均在逆变侧进行，是一种消耗材料小，功率因数高，结构简单的逆变感应加热电源。该电源可用于金属加热高频淬火及其他用途的高频加热。

用于移相PWM控制的专用芯片较多，UC3875、UC3895等专用移相PWM集成控制芯片。UC3895工作频率可达1MHz，工作频率低于500kHz时工作电流为5mA，可在电压模式和电流模式下工作，具有自适应死区延迟功能，在逆变电源中应用广泛。

移相PWM调功方法有三种工作状态，分别是谐振PWM调功，电流滞后PWM调功、电流超前PWM调功。如图7所示，其是电流超前电压移相PWM状态的工作波形，电流相位与基础桥臂（即三极管VT1、VT4）同相，三极管VT2、VT3为移相桥臂，分别滞后基准桥臂（三极管VT1、VT4）一个相移角β，

之间可移动，调节β角大小，即可调节输出电压占空比，实现调功目的，利用锁相环跟踪负载电流变化，使基准桥臂（三极管VT1、VT4）触发脉冲与负载电流同相。随着占空比的增大，电路工作会向谐振点靠近。

图8是电流滞后电压移相PWM状态的工作波形，电流相位同样与基准桥臂（三极管VT1、VT4）同相，三极管VT2、VT3为移相桥臂，同样改变占空比可实现调功目的，同样，随着占空比的增大，电路工作点亦向谐振点靠近。

图9是谐振状态PWM调功状态，负载电流与输出电压同相，三极管VT2滞后于三极管VT4三极管，VT3滞后于三极管VT1，如果三极管VT1、三极管VT4是基准臂，当三极管VT2、三极管VT3分别移至横坐标t2、t1输出电流过零点时，电流与输出电压完全相位相同，输出功率最大，功率因数等于1。

上述三种移相PWM开关管工作状态：谐振PWM状态，三极管VT1、VT4零电流开通，大电流关断，三极管VT2、VT3因二极管VD2、VD3导通模流向在零电压下关断，但增加了开通损耗；电流超前PWM状态，三极管VT1、VT4在零电流开通，零电流关断，实现ZCS，三极管VT2、VT3在零电流下关断，在大电流下开通；电流滞后PWM状态，三极管VT1、VT4均在零电流下开通与关断，实现ZCS，三极管VT2、VT3在大电流下关断，零电流开通。

根据以上分析，电流滞后移相PWM工作模式比较适合于关断损耗少的MOSFET，如果需要使用功率容量大的开关器件IGBT来实现高等级功率输出的目的，应适应开关速度快，短拖尾特性的IGBT。电流超前移相PWM工作模式比较适合于关断损耗大的IGBT开关器件。

本发明全桥移相感应加热电源（20KW/200KHZ）采用感性移相，电流过零检测锁相频率跟踪模式，功率开关器件选用MOSFFT功率模块。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种全桥移相感应加热装置，其特征在于，其包括：

2.如权利要求1所述的全桥移相感应加热装置，其特征在于，所述驱动控制电路包括：

全桥移相控制单元，其均与所述限流保护及功率调节控制电路、所述过流保护电路以及所述频率跟踪电路电性连接；

两个驱动器，其分别与所述全桥移相控制单元电性连接；以及

两个外围电路，其分别电性连接于所述两个驱动器并输出所述四路PWM脉冲信号。

3.如权利要求2所述的全桥移相感应加热装置，其特征在于，所述全桥移相控制单元为全桥移相控制芯片UC3895，所述驱动器为驱动器芯片IR2110。

4.如权利要求2所述的全桥移相感应加热装置，其特征在于，所述全桥移相控制单元包括同相输入端（EPA），所述限流保护及功率调节控制电路包括电流互感器（CT2）；二极管（VD1、VD2）；电阻（R1、R2、R3、R4）；调节电阻（R5）；电容（C1、C2、C3）；电压跟随器（T1）以及调节器（T2），二极管（VD1、VD2）的阳极分别与电流互感器（CT2）的两个同名端电性连接，二极管（VD1、VD2）的阴极相互电性连接并经由电阻（R2）、电容（C1）电性接地，电阻（R1）的一端电性连接于二极管（VD1、VD2）的阴极，电阻（R1）的另一端电性接地，电压跟随器（T1）的同相端电性连接于电阻（R2）与电容（C1）之间，电压跟随器（T1）的反相端电性连接于电压跟随器（T1）的输出端，电压跟随器（T1）的输出端经由电阻（R3）电性连接于调节器（T2）的反相端，调节器（T2）的同相端电性连接于调节电阻（R5）的调节端，调节器（T2）的输出端电性连接至所述全桥移相控制单元的同相输入端（EPA），调节电阻（R5）的一个连接端接收预设电流，调节电阻（R5）的另一个连接端电性接地，电容（C3）并联于调节电阻（R5）。

5.如权利要求2所述的全桥移相感应加热装置，其特征在于，所述全桥移相控制单元包括电流检测端（CS），所述过流保护电路包括电流互感器（CT2）；二极管（VD1、VD2、VD3、VD4）；电阻（R1、R2）；以及电容（C1），二极管（VD1、VD2）的阳极分别与电流互感器（CT2）的两个同名端电性连接，二极管（VD1、VD2）的阴极相互电性连接并经由电阻（R2）、电容（C1）电性接地，电阻（R1）的一端电性连接于二极管（VD1、VD2）的阴极，电阻（R1）的另一端电性接地，二极管（VD3）的阳极电性连接于电阻（R2）与电容（C1）之间，二极管（VD3）的阴极电性连接于所述全桥移相控制单元的电流检测端（CS），二极管（VD4）作为预留设计方便接收其它保护信号，二极管（VD4）的阴极电性连接于二极管（VD3）的阴极，二极管（VD4）的阳极接收所述其它保护信号。

6.如权利要求2所述的全桥移相感应加热装置，其特征在于，所述全桥移相控制单元包括同步端（SYNC），所述频率跟踪电路包括：电阻（R1、R2、R3、R4、R5、R6、R7、R8、R9、R10、R11、R12）；电容（C1、C2）；以及放大器（F1、F2、F3），电容（C1）的一端接收所述全桥移相感应加热装置的输出电流（i0），并经由电阻（R1）电性接地，电容（C1）的另一端经由电阻（R2）电性接地，电阻（R3）的一端电性连接于电容（C1）与电阻（R2）之间，电阻（R3）的另一端电性连接于放大器（F1）的反相端，放大器（F1）的同相端经由电阻（R4）电性接地，放大器（F1）的输出端一方面经由电阻（R5）电性接地，另一方经由电容（C2）、电阻（R6）电性接地，电阻（R8）的一端电性连接于容（C2）与电阻（R6）之间，电阻（R8）的另一端电性连接于放大器（F2）的同相端，放大器（F2）的反相端经由电阻（R7）电性接地，放大器（F2）的输出端经由电阻（R11）电性连接于所述全桥移相控制单元的同步端（SYNC），电阻（R9）的一端电性连接于电容（C2）与电阻（R6）之间，电阻（R9）的另一端电性连接于放大器（F3）的反相端，放大器（F3）的同相端经由电阻（R10）电性接地，放大器（F3）的输出端经由电阻（R12）电性连接于所述全桥移相控制单元的同步端（SYNC）。