CN103457475A - 一种对高压电容器充电的模糊控制方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种对高压电容器充电的模糊控制方法和装置，所述方法包括：测取充电电源的实时充电电流值,将测取的实时充电电流值与预设充电电流值相比较，得到误差和误差的变化率并经过模糊推理，得到占空比变化率，将占空比变化率加上上一采样时刻的占空比得到当前时刻的占空比；将当前时刻的占空比转换成移相角通过移相的方法对全桥逆变器进行调制，从而调节充电电流。通过本发明方法，控制充电电源工作在开关频率大于谐振频率的过谐振状态及谐振电流工作在连续模式，逆变输出的准方波电压的相位超前于谐振电流的相位，可减小谐振电流的峰值，有利于提高充电电源的功率等级，有利于实现开关管的零电压开通，以及实现对充电电流的控制。

Description

一种对高压电容器充电的模糊控制方法及装置

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，更具体地，涉及一种对高压电容器充电的模糊控制方法及装置。

背景技术

脉冲功率技术具有广泛的应用范围，已由最初的科研和军事领域扩展到教育、医疗、工业、民用等多个领域，而且随着各领域研究的深入，对脉冲功率设备的需求更大。脉冲功率领域最为常用的初级储能环节就是高压电容器储能，因此高压电容器充电电源是脉冲功率设备中的极其重要的组成部分。

有三种高压电容器充电技术目前比较成熟，即带限流电阻器的高压直流源充电，工频L-C谐振充电，高频变换器充电。前面两种充电技术由于效率低下、功率密度不高、充电精度差、无法工作在更新模式等诸多缺点而逐渐被采用高频变换器充电的技术所取代。

在高频变换器充电中，串联谐振变换器充电由于其拓扑结构相对简单，具有恒流、恒特征阻抗、恒谐振频率（即使负载电容在比较大的范围内变化）等优点而成为充电领域中最为常用的充电技术。当选择串联谐振变换器的工作模式为断续模式，即开关频率小于0.5倍的谐振频率时，变换器具有恒流源的输出特性。输出电流与开关频率成正比，开关管能够实现零电流关断，而且断续情况下的变换器相关参数也是非常容易设计的。虽然基本的串联谐振充电具有诸多的优点，但该充电方式仍然存在许多缺陷：

（1）与工作在连续模式下相比，工作在断续模式在相同的特征阻抗的情况下由于平均电流相对较小，因此充电时间就会比较长。

（2）由于串联谐振充电电源采用调节开关频率的方式来调节输出平均电流的大小，这种控制方式会产生很多问题，比如开关频率较低时会产生噪音问题；磁性元件难以优化设计等。

（3）由于工作在断续模式，提高电源功率就意味着增大谐振电流峰值，这会使得开关管以及母线电容的选择比较困难，功率难以进一步做大。

发明内容

本发明针对现有技术的不足，申请人经过研究改进，提供一种基于模糊控制的移相串联谐振高压电容器充电控制方法及控制装置。

为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种对高压电容器充电的模糊控制方法，并通过移相调制的方法实现，用于通过充电电源为高压储能电容器进行充电，所述充电电源中包括有全桥逆变器，所述方法包括：

（1）测取充电电源的实时充电电流值；

（2）将测取的实时充电电流值与预设充电电流值相比较，得到误差和误差的变化率并经过量化后，作为模糊控制器的输入量，模糊控制器根据输入量及预先制定的模糊控制规则库进行模糊推理，得到占空比变化率Δd_k作为输出量；

（3）将所述步骤（2）中获得的占空比变化率Δd_k加上上一采样时刻的占空比d_k-1得到当前时刻的占空比d_k；

（4）将所述步骤（3）中得到的当前时刻的占空比d_k转换成移相角δ_k，通过移相的方法对全桥逆变器进行调制，调节其输出准方波的宽度满足占空比d_k的要求，从而调节充电电流。

通过本发明方法，控制充电电源工作在开关频率大于谐振频率的过谐振状态及谐振电流工作在连续模式，逆变输出的准方波电压的相位超前于谐振电流的相位，有利于开关管零电压开通的实现，可减小谐振电流的峰值，有利于提高充电电源的功率等级，通过模糊控制的方法在难以得到充电电源精确数学模型的情况下，也能实现对充电电流的控制。

优选地，所述步骤（2）具体包括：

（21）将测取的实时充电电流值与预设充电电流值比较得到充电电流误差E_k，将当前时刻的充电电流误差与上一采样时刻的电流误差比较得到误差变化率CE_k，将他们分别量化后，得到e_k和ce_k，将其作为模糊控制器的输入语言变量；

（22）根据模糊控制规则库对充电电流的误差e_k和充电电流误差变化率ce_k进行模糊推理，获得充电电源的占空比变化率Δd_k。

通过采用这种模糊控制的方法，能有效的解决基于串联谐振电路的电容器充电电源工作在过谐振、电流连续模式下，充电电流难以控制的问题。

优选地，所述步骤（2）中模糊规则库的确定原则为：

当实时充电电流值远离预设充电电流值时，加大占空比的变化率以快速减小误差；

当实时充电电流值正向预设充电电流值靠拢时，减小占空比的变化率以减小误差，并降低误差减小的速率；

当实时充电电流值距离预设充电电流值已经很近而且正在快速的向其靠拢时，停止占空比的变化以抑制振荡；

当实时充电电流值已经到达预设充电电流值并且仍在变化时，小幅度变化占空比以防止实时充电电流值偏离预设充电电流值；

当实时充电电流值已经到达预设充电电流值而且维持不变时，停止占空比的变化。

通过这种方法，能有效的指导所述模糊控制器模糊推理规则的设计。

优选的，所述模糊控制规则库具体为：

所述模糊控制规则库具体为：

设定输入语言变量充电电流的误差e_k及误差变化率ce_k的论域均为[-1,1]，并且定义它们的模糊子集均为：{负大（NB），负小（NS），零（ZE），正小（PS），正大（PB）}；输出量Δd_k的论域也选为[-1,1]；在论域内选取17个最具代表性的模糊单值，分别为：0.00，±0.10，±0.20，±0.30，±0.35，±0.45，±0.50，±0.65，±1.00；根据误差和误差变化率查询下表可得响应的占空比调节系数,再根据所述占空比调节系数计算出占空比变化率，

通过在输出量论域内选取若干个最具代表性的模糊单值的方法，能有效的简化模糊推理规则库的设计。

优选的，所述步骤（22）中根据误差和误差变化率计算占空比变化率，具体包括：

对输入量e_k和ce_k的模糊化处理，其中所述充电电流的误差e_k和误差变换率ce_k的模糊子集选取相同的三角形隶属度函数曲线；

对IF-THEN规则中“IF”部分的处理，即衡量规则中条件部分的符合度，其中“IF”部分的隶属度按取大运算规则计算；

对IF-THEN规则中的“THEN”部分的处理，即基于各条规则的符合度分别导出各条规则推理的结果，其中“THEN”部分的处理，采用Mamdani含义，也即取小蕴涵法；

将规则库中多个规则的推理结果进行综合，其中推理结果的综合采用取大整合（即并组合）的个别式推理；

将最终的推理结果转化为输出量占空比变化率Δd_k的精确数值，即“解模糊”，其中“解模糊”采用Sugeno法。

在所述充电电源中采用上述模糊化、模糊推理、解模糊方法，有效的实现了对充电电流的控制。

优选的，所述步骤（4）具体包括：

（41）将模糊控制器计算得到的占空比d_k转换成对应的开关管驱动信号移相角δ_k；

（42）设定同一桥臂上下两个开关管的占空比约为0.5，需考虑死区时间，且相互180°互补导通；

（43）同步向前或向后移动滞后桥臂两个开关管的驱动信号的相角，使其滞后超前桥臂的角度等于移相角δ_k，调节斜对角开关管的共同导通时间的长短，从而调节全桥逆变器输出准方波宽度满足占空比d_k要求。

通过上述移相调制的方式，将全桥逆变器斜对角的关断时间相互错开，有利于开关管零电压开通的实现。

按照本发明的另一方面，提供了一种对高压电容器充电的模糊控制装置，包括：

第一模块，用于测取充电电源实时的充电电流值；

第二模块，用于将第一模块测取的充电电流值与预设充电电流值相比较，得到误差和误差的变化率并经过量化后，作为模糊控制器的输入量，模糊控制器根据输入量及预先制定的模糊控制规则库进行模糊推理，得到占空比变化率Δd_k作为输出量；

第三模块，用于将所述第二模块所获得的占空比变化率Δd_k加上上一采样时刻的占空比dk-1得到当前时刻的占空比d_k；

第四模块，用于将所述第三模块所获得的占空比d_k转换成移相角δ_k，通过移相的方法对全桥逆变器进行调制，调节其输出准方波的宽度满足占空比d_k的要求，从而调节充电电流跟踪指令。

通过本发明方法，控制充电电源工作在开关频率大于谐振频率的过谐振状态及谐振电流工作在连续模式，逆变输出的准方波电压的相位超前于谐振电流的相位，有利于开关管零电压开通的实现，可减小谐振电流的峰值，有利于提高充电电源的功率等级，通过模糊控制的方法在难以得到充电电源精确数学模型的情况下，也能实现对充电电流的控制。

附图说明

图1是本发明的基于模糊控制的移相串联谐振高压电容器充电控制方法流程图；

图2是本发明的基于模糊控制的移相串联谐振高压电容器充电电源的结构示意图；

图3是本发明的一个优选实施例中基于模糊控制的移相串联谐振高压电容器的充电控制方法具体流程图；

图4是本发明的一个优选实施例中全桥逆变器移相原理示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

图1所示为本发明提出的一种基于模糊控制的移相串联谐振高压电容器充电控制方法流程图；具体的如图所示，所述方法包括：

（1）测取充电电源的实时充电电流值；

（2）将测取的实时充电电流值与预设充电电流值相比较，得到误差和误差的变化率并经过量化后，作为模糊控制器的输入量，模糊控制器根据输入量及预先制定的模糊控制规则库进行模糊推理，得到占空比变化率Δd_k作为输出量；

所述预设充电电流值可根据充电电源的输出能力以及待充电的高压储能电容器的充电需求确定。

具体的，所述步骤（2）的模糊控制方法具体包括：

（21）将测取的实时充电电流值与预设充电电流值比较得到充电电流误差E_k，将当前时刻的充电电流误差与上一采样时刻的电流误差比较得到误差变化率CE_k，将他们分别量化后，得到e_k和ce_k，将其作为模糊控制器的输入语言变量；

（22）根据模糊控制规则库对充电电流的误差e_k和充电电流误差变化率ce_k进行模糊推理，获得充电电源的占空比变化率Δd_k。

具体的，在所述模糊控制中，将输入语言变量充电电流的误差e_k及误差变化率ce_k的论域均为[-1,1]，并且定义它们的模糊子集均为：{负大（NB），负小（NS），零（ZE），正小（PS），正大（PB）}；输出量Δd_k的论域也选为[-1,1]，为了方便实现，输出模糊子集采用模糊单点。在论域内选取17个最具代表性的模糊单值，分别为：0.00，±0.10，±0.20，±0.30，±0.35，±0.45，±0.50，±0.65，±1.00。上述17个模糊单值也可在电源调试中有针对性的调整。根据误差和误差变化率查询下表可得响应的占空比调节系数,再根据所述占空比调节系数计算出占空比变化率。具体的，可以根据控制经验确定占空比的变化的规律，并根据占空比的变化规律制定模糊控制规则。所述的占空比的变化规律为：

当实时充电电流值远离预设充电电流值时，加大占空比d的变化率以快速减小误差；

当实时充电电流值正向预设充电电流值靠拢时，减小占空比d的变化率以减小误差，并降低误差减小的速率；

当实时充电电流值距离预设充电电流值已经很近而且正在快速的向其靠拢时，停止占空比d的变化以抑制振荡；

当实时充电电流值已经到达预设充电电流值并且仍在变化时，小幅度变化占空比d以防止实时充电电流值偏离预设充电电流值；

当实时充电电流值已经到达预设充电电流值而且维持不变时，停止占空比d的变化。

在以上各种情况中，当实时充电电流值高于设定值时，占空比d的变化率符号应为负，反之则相反。

根据上述变换规律所确定的模糊推理原则，可制定的充电电源模糊控制规则库如表1。

表1模糊控制规则

具体的，所述的模糊控制的控制方法为：

对输入量e_k和ce_k的模糊化处理，其中所述充电电流的误差e_k和误差变换率ce_k的模糊子集选取相同的三角形隶属度函数曲线；

对IF-THEN规则中“IF”部分的处理，即衡量规则中条件部分的符合度，其中“IF”部分的隶属度按取大运算规则计算；

对IF-THEN规则中的“THEN”部分的处理，即基于各条规则的符合度分别导出各条规则推理的结果，其中“THEN”部分的处理，采用Mamdani含义，也即取小蕴涵法

将规则库中多个规则的推理结果进行综合，其中推理结果的综合采用取大整合（并组合）的个别式推理；

将最终的推理结果转化为输出量占空比变化率Δd_k的精确数值，即“解模糊”，其中“解模糊”采用Sugeno法。

（3）将步骤（2）所获得的占空比变化率Δd_k加上上一采样时刻的占空比d_k-1得到当前时刻的占空比d_k；

需要说明的是，所述占空比的初始值d₀=0，即d₁=d₀+Δd₁=0+Δd₁=Δd₁。

（4）将步骤（3）得到的占空比d_k转换成移相角δ_k，通过移相的方法对全桥逆变器进行调制，从而调节其输出准方波的宽度满足占空比d_k的要求，从而调节充电电流跟踪指令。

具体的，所述的移相调制方法为：

将模糊控制器计算得到的占空比d_k转换成对应的开关管驱动信号移相角δ_k；

设定同一桥臂上下两个开关管的占空比约为0.5，需考虑死区时间，且相互180°互补导通；

同步向前或向后移动滞后桥臂两个开关管的驱动信号的相角，使其滞后超前桥臂的角度等于移相角δ_k，调节斜对角开关管的共同导通时间的长短，从而调节全桥逆变器输出准方波宽度满足占空比d_k要求。

需要说明的是，在本发明中，所述下标k和k-1仅仅用以表示时序，并不对所述方案起限定作用。

本发明的有益效果是：本发明通过采用新的工作模式和控制策略使得传统的串联谐振变换器可以用于较大功率的充电电源中。谐振电流连续的工作模式不仅能够提高电源功率还具有易实现开关管零电压开通的优点。同时电源的控制策略采用了智能控制的重要分支—模糊控制，能够根据使得充电电流保持恒定或者灵活调整，克服了由于移相串联谐振变换器工作在谐振电流连续模式动态模型难以建立而无法进行传统的控制器设计的困难。

图2是本发明的基于模糊控制的移相串联谐振高压电容器充电电源的结构示意图；如图2所示，所述充电电源主要包括：三相全桥整流电路1，LC滤波电路2，全桥逆变器3，谐振槽4，高频高压变压器5，高压整流电路6，电压电流检测电路7，放电保护电路8，保护电路9，驱动电路10，控制电路11，控制面板12，分压计13，分流计14，负载电容15。具体的：

所述三相全桥整流电路1是三相整流桥模块，其输入端与三相市电相连，输出端与所述LC滤波电路2相连。所述三相全桥整流电路1将输入的三相交流电变换为具有纹波的直流电。

所述LC滤波电路2由滤波电感和滤波电容组成，输入端与所述三相全桥整流电路1的输出端相连，输出端与所述全桥逆变器3相连。所述LC滤波电路2将所述三相全桥整流电路1整流输出直流电压中的交流分量滤除。

所述全桥逆变器3是由四个开关管组成，开关管可以为IGBT、MOSFET等全控型功率半导体器件。所述全桥逆变器3的直流输入端与所述LC滤波电路2的输出端相连，其交流输出端与所述谐振槽4和所述高频高压变压器5串联而成。开关管驱动输入端与驱动电路相连。所述全桥逆变器3将整流滤波后的直流电压转换成一个双极性的准方波电压。

所述谐振槽4包括谐振电感和谐振电容，所述谐振电感以及高频高压变压器5的漏感之和与谐振电容共同决定了谐振频率。所谓的电源工作在过谐振状态就是指开关频率高于谐振频率下的工作状态。此时所述全桥逆变3输出的准方波电压的相位超前于谐振电流的相位，从而能够有利于实现逆变桥开关管的零电压开通。

所述高频高压变压器5和高压整流电路6将所述全桥逆变3输出的准方波电压激励的谐振电流变换成双半波脉动的电流，进而对高压电容器进行恒流充电。这里的恒流就是指双半波脉动电流的在一个开关周期内的平均值恒定。同时，也可根据要求，灵活的调整设定电流值，实现变电流充电。

所述放电保护电路8是由两个保护电阻和一个保护二极管构成的T型回路，其输入端连接高压整流电路6，输出端连接分压计13和分流计14，用于保护高压整流电路和电容免受电容器放电时大的反向电流带来的损害。

所述分压计13和分流计14处于放电保护回路8和负载电容15之间，用于实时采集充电电源的充电电流与负载电容15上的电压值，并将相应检测值送入电压电流检测电路7，经处理后再将充电电流与电容电压值反馈给控制电路11，用于控制充电电流以及出现故障时的软件保护。

所述保护电路9主要作用是在检测到充电过压或者母线过流时封锁驱动，实现硬件保护，同时使控制电路11和驱动电路10停止发驱动信号。

所述驱动电路10主要由驱动芯片、稳压二极管、驱动电阻等组成，根据控制电路11产生的驱动信号生成驱动脉冲，实时控制全桥逆变器3的四个开关管开通和关断。

图3是本发明的一个优选实施例中基于模糊控制的移相串联谐振高压电容器的充电控制方法具体流程图；具体为：

步骤1：测取实际充电电流；

步骤2：将实际充电电流与电流指令相比较，计算得到误差E_k，并将其与上一采样周期的误差相比较，得到误差变换率CE_k；

步骤3：对误差E_k和误差变换率CE_k进行量化，得到e_k和ce_k，其论域为[-1,1]；

步骤4：选取相同的三角形隶属度函数曲线对e和ce进行模糊化处理，确定其所处的模糊子集；

步骤5：对IF-THEN规则中“IF”部分的处理，即衡量规则中条件部分的符合度，由于规则中两个条件是或的关系，因此“IF”部分的隶属度按取大运算规则计算；

步骤6：采用Mamdani含义，也即取小蕴涵法，对IF-THEN规则中的“THEN”部分的处理，即基于各条规则的符合度分别导出各条规则推理的结果；

步骤7：采用取大整合（并组合）的个别式推理将步骤6激发的多个规则的推理结果进行综合；

步骤8：采用Sugeno法解模糊，将最终的推理结果转化为输出量占空比变化率Δd_k的精确数值；

步骤9：将得到的占空比变化率Δd_k加上上一个时刻的占空比d_k-1,得到需控制逆变器输出的占空比d_k；

步骤10：通过计算，将逆变器应输出的占空比d_k转换成移相角δ_k；

步骤11：通过移相方法调节全桥逆变器滞后桥臂的相角，使其滞后超前桥臂的相角等于δ_k，从而控制全桥逆变器输出的占空比为所期望的d_k达到调节充电电流趋于电流指令的目的。

图4是本发明的一个优选实施例中全桥逆变器移相原理示意图，其具体实现方法为：分别设定S1与S3、S2与S4的占空比接近0.5（需考虑死区时间）且相互180°互补，同步移动S2与S4的相角，使其滞后S3和S1的相角等于所要求的移相角δ，这样就改变了S1与S4、S2与S3的共同导通时间，即实现对准方波电压V_AB的导通时间T_on的控制。

本发明的基于模糊控制的移相串联谐振高压电容器充电电源是通过在基本的串联谐振的电路拓扑结构上采用了新的调制方法（移相控制）、特定的工作状态（过谐振）、新的控制策略（模糊控制），并将其用于高压电容器充电的一种新型充电电源。该充电电源的工作过程如下所述：

合上控制电源和主电路电源开关，本发明的电源控制回路和主回路通电，电源工作指示灯通电点亮。在电源的控制界面上预置充电电压值，合上控制面板上的电源开机开关，电源的控制回路开始正常工作，控制板发出驱动脉冲，通过驱动电路10来控制逆变全桥中开关管的通断。通过实时检测充电电流和充电电压的大小并将其送入DSP芯片，利用模糊控制算法调节驱动相应开关管移相角的大小，从而保证实际充电电流在负载电容电压不断升高的过程中能很好的跟踪充电电流的指令。当高压电容器两端的电压升高到预置的充电电压时，控制板发出控制信号将逆变桥上所用开关管关断，充电电流降为零，充电结束。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种对高压电容器充电的模糊控制方法，其特征在于，用于通过充电电源为高压储能电容器进行充电，所述充电电源中包括有全桥逆变器，所述方法包括：

（1）测取充电电源的实时充电电流值；

（2）将测取的实时充电电流值与预设充电电流值相比较，得到误差和误差的变化率并经过量化后，作为模糊控制器的输入量，模糊控制器根据输入量及预先制定的模糊控制规则库进行模糊推理，得到占空比变化率Δd_k作为输出量；

（3）将所述步骤（2）中获得的占空比变化率Δd_k加上上一采样时刻的占空比d_k-1得到当前时刻的占空比d_k；

（4）将所述步骤（3）中得到的当前时刻的占空比d_k转换成移相角δ_k，通过移相的方法对全桥逆变器进行调制，调节其输出准方波的宽度满足占空比d_k的要求，从而调节充电电流。

2.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述步骤（2）具体包括：

（21）将测取的实时充电电流值与预设充电电流值比较得到充电电流误差E_k，将当前时刻的充电电流误差与上一采样时刻的电流误差比较得到误差变化率CE_k，将他们分别量化后，得到e_k和ce_k，将其作为模糊控制器的输入语言变量；

（22）根据模糊控制规则库对充电电流的误差e_k和充电电流误差变化率ce_k进行模糊推理，获得充电电源的占空比变化率Δd_k。

3.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述步骤（2）中模糊规则库的确定原则为：

当实时充电电流值远离预设充电电流值时，加大占空比的变化率以快速减小误差；

当实时充电电流值正向预设充电电流值靠拢时，减小占空比的变化率以减小误差，并降低误差减小的速率；

当实时充电电流值距离预设充电电流值已经很近而且正在快速的向其靠拢时，停止占空比的变化以抑制振荡；

当实时充电电流值已经到达预设充电电流值并且仍在变化时，小幅度变化占空比以防止实时充电电流值偏离预设充电电流值；

当实时充电电流值已经到达预设充电电流值而且维持不变时，停止占空比的变化。

4.如权利要求2所述的控制方法，其特征在于，所述模糊控制规则库具体为：

设定输入语言变量充电电流的误差e_k及误差变化率ce_k的论域均为[-1,1]，并且定义它们的模糊子集均为：{负大（NB），负小（NS），零（ZE），正小（PS），正大（PB）}；输出量Δd_k的论域也选为[-1,1]；在论域内选取17个最具代表性的模糊单值，分别为：0.00，±0.10，±0.20，±0.30，±0.35，±0.45，±0.50，±0.65，±1.00；根据误差和误差变化率查询下表可得响应的占空比调节系数,再根据所述占空比调节系数计算出占空比变化率，

5.如权利要求2所述的控制方法，其特征在于，所述步骤（22）中根据误差和误差变化率计算占空比变化率，具体包括：

对输入量e_k和ce_k的模糊化处理，其中所述充电电流的误差e_k和误差变换率ce_k的模糊子集选取相同的三角形隶属度函数曲线；

对IF-THEN规则中“IF”部分的处理，即衡量规则中条件部分的符合度，其中“IF”部分的隶属度按取大运算规则计算；

对IF-THEN规则中的“THEN”部分的处理，即基于各条规则的符合度分别导出各条规则推理的结果，其中“THEN”部分的处理，采用Mamdani含义，也即取小蕴涵法；

将规则库中多个规则的推理结果进行综合，其中推理结果的综合采用取大整合的个别式推理；

将最终的推理结果转化为输出量占空比变化率Δd_k的精确数值，即“解模糊”，其中“解模糊”采用Sugeno法。

6.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述步骤（4）具体包括：

将模糊控制器计算得到的占空比d_k转换成全桥逆变器中对应的开关管驱动信号移相角δ_k；

设定全桥逆变器中同一桥臂上下两个开关管的占空比约为0.5，需考虑死区时间，且相互180°互补导通；

同步向前或向后移动全桥逆变器滞后桥臂两个开关管的驱动信号的相角，使其全桥逆变器的滞后桥臂滞后超前桥臂的角度等于移相角δ_k，调节全桥逆变器斜对角开关管的共同导通时间的长短，从而调节全桥逆变器输出准方波电压的宽度满足占空比d_k要求。

7.一种对高压电容器充电的模糊控制装置，其特征在于，包括：

第一模块，用于测取充电电源实时的充电电流值；

第二模块，用于将第一模块测取的充电电流值与预设充电电流值相比较，得到误差和误差的变化率并经过量化后，作为模糊控制器的输入量，模糊控制器根据输入量及预先制定的模糊控制规则库进行模糊推理，得到占空比变化率Δd_k作为输出量；

第三模块，用于将所述第二模块所获得的占空比变化率Δd_k加上上一采样时刻的占空比d_k-1得到当前时刻的占空比d_k；

第四模块，用于将所述第三模块所获得的占空比d_k转换成移相角δ_k，通过移相的方法对全桥逆变器进行调制，调节其输出准方波的宽度满足占空比d_k的要求，从而调节充电电流跟踪指令。

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