CN105915058A

CN105915058A - 一种基于隔离型全桥升压变换器电路结构的电能传输装置及其控制方法

Info

Publication number: CN105915058A
Application number: CN201610430037.7A
Authority: CN
Inventors: 魏立明; 张立辉; 吕雪莹; 孙雪景; 郭秀娟; 姚小春
Original assignee: Jilin Jianzhu University
Current assignee: Jilin Jianzhu University
Priority date: 2016-06-16
Filing date: 2016-06-16
Publication date: 2016-08-31

Abstract

本发明公开了一种基于隔离型全桥升压变换器电路结构的电能传输装置，包括：燃料电池，其能够输出低压直流电；升压变换器，其电联所述燃料电池，输出高压直流电；逆变器，其输入所述高压直流电，输出稳定交流电；滤波器，其用于滤除高次谐波；其中，在所述升压变换器的输入电感设置反激式绕组，其输出端与所述升压变换器输出端相连，形成回路，用于释放所述输入电感中的能量。本发明还公开了一种基于隔离型全桥升压变换器电路结构的控制方法。本发明具有输出电压稳定、可控性强及充电时间短等特点。

Description

一种基于隔离型全桥升压变换器电路结构的电能传输装置及其控制方法

技术领域

本发明涉及固体燃料电池发电系统，具体涉及一种基于隔离型全桥升压变换器电路结构的电能传输装置及其控制方法。

背景技术

常规单级逆变结构无法满足固体氧化物燃料电池发电系统的逆变要求，固体氧化物燃料电池发电系统需要两级逆变，前级DC/DC变换器将低压直流电升成稳定的直流母线电压，后级逆变器将前级的电压逆变为可供负载使用的稳定交流电。目前DC/DC升压变换器的拓扑结构主要有Boost、单端正激变换器、单端反激电路、全桥电路。全桥电路适合高电压中功率的场合，其通常应用在燃料电池发电系统前级DC/DC升压变换器中。固体氧化物燃料电池还没有批量的应用在家庭独立供电中，是因为固体氧化物燃料电池逆变器供电稳定性和安全性还有待提高，限制了固体氧化物燃料电池的应用。

现有的DC/DC升压变换电路中，由于燃料电池电堆输出电压的不稳定性，采用普通的变换器会出现充电过程电压震动严重的问题，影响燃料电池的正常工作，这样也会严重降低DC/DC升压变换器的输出电压的稳定性。此外，在两级逆变之间会产生谐波，由于变换器直接与燃料电池相连，会导致电源负载需求量增加。

发明内容

基于以上现有技术中存在的问题，本发明设计开发了一种基于隔离型全桥升压变换器电路结构的电能传输装置，目的是通过对升压变换器的电路改进，保证电感无法释放的能量通过其得到释放，进而解决了升压变化电路中输出电压不稳定、充电过程中电压震动严重的问题。

本发明还设计开发了一种基于隔离型全桥升压变换器电路结构的控制方法，目的是解决固体氧化物燃料电池逆变器输出电压自身存在可控制性差的问题，通过采用相应的控制方法以提高用电可靠性，保证用户用电质量。

本发明提供的技术方案为：

一种基于隔离型全桥升压变换器电路结构的电能传输装置，包括：

燃料电池，其能够输出低压直流电；

升压变换器，其电联所述燃料电池，输出高压直流电；

逆变器，其输入所述高压直流电，输出稳定交流电；

滤波器，其用于滤除高次谐波；

其中，在所述升压变换器的输入电感设置反激式绕组，其输出端与所述升压变换器输出端相连，形成回路，用于释放所述输入电感中的能量。

优选的是，所述反激式绕组设置四组开关管，在一个开关周期内，电感能量能够达到平衡。

优选的是，所述升压变换器副边采用全桥整流，整流器二极管最大的电流应力为I_Qp为功率开关管的电流应力，n_T为升压变压器匝数比。

优选的是，所述升压变换器具有两种工作模式，当占空比为0～0.5时，所述升压变换器处于Buck工作模式，当占空比为0.5～1时，所述升压变换器处于Boost工作模式；

其中，当处于所述Buck工作模式时，所述反激式绕组工作，在所述四组开关管中的第一开关管、第四开关管或者第二开关管、第三开关管导通阶段，电能经所述升压变换器传递给负载，在所述四组开关管同时关断阶段，所述输入电感上未释放的能量通过所述反激式绕组输出至输出端；

当处于所述Boost工作模式时，所述反激式绕组不工作，在所述四组开关管状态相同时，桥壁短路，所述输入电感充电，在所述四组开关管中的第一开关管、第四开关管或者第二开关管、第三开关管导通阶段，电能经所述升压变换器传递给负载。

优选的是，所述逆变器控制方法采用恒定开关滞环双闭环控制，保持逆变器开关频率恒定，通过所述逆变器的输出电压和参考电压之间的偏差电压，使滞环比较器接收电流误差信号，给所述逆变器提供脉冲信号。

优选的是，所述升压变换器和所述逆变器之间还设置一级滤波电路，用于滤除低频大电流纹波电流；以及

所述电能传输装置在所述滤波器后设置了附加滤波器，其用于保证输出波形的稳定性。

优选的是，所述电能传输装置将电能输送给负载。

一种基于隔离型全桥升压变换器电路结构的控制方法，对逆变器的输出电压进行控制，包括如下步骤：

设置通过PID控制器调节的初始参数K_p、K_i、K_d后，确定采样周期；

分别将电压误差e、电压误差变化率ec以及调整PID控制器参数的ΔK_p、ΔK_i、ΔK_d转换为模糊论域中的量化等级；将所述误差e、误差变化率ec输入模糊控制器，模糊控制器输出是调整PID控制器参数的ΔK_p、ΔK_i、ΔK_d；

通过PID控制器调整三个参数ΔK_p、ΔK_i、ΔK_d，得到稳定输出电压。

优选的是，所述模糊控制器中的误差e分为7个等级，误差变化率ec分为7个等级，所述双输入误差e及误差变化率ec的模糊集为{NB，NM，NS，ZO，PS，PM，PB}；

PID控制器参数的ΔK_p、ΔK_i、ΔK_d均分为7个等级，模糊集均为{NB，NM，NS，ZO，PS，PM，PB}。

优选的是，所述采样周期在T_min和T_max之间选取，其中，T_max为采样周期的上限，T_min为输入输出和计算机执行控制耗费的时间。

本发明与现有技术相比较所具有的有益效果：

1、本发明所述的固体氧化物燃料电池发电系统逆变结构中，前级变换器采用改进隔离型全桥升压变换器的电路结构，在完成隔离型全桥变换器升压过程中加快启动速度，避免电压振荡严重、充电时间长的问题；

2、本发明所述的在变换器和逆变器之间加了一级滤波电路，滤除低频大电流纹波电流，用大电容滤除低频交流分量，提高直流母线电压稳定性；

3、本发明所述的DC/AC逆变器的控制方法采用恒定开关滞环双闭环控制，解决了传统滞环控制中逆变器开关频率的分散缺陷，比传统滞环控制系统更加稳定，减小逆变器输出电压的畸变概率，降低功率开关管的损耗；

4、本发明通过模糊PID控制方法，使固体氧化物燃料电池发电系统输出电压高效率运行，提供用户安全可靠的电能。

附图说明

图1为电能传输装置的系统构造图。

图2为升压变换器及反激式绕组的电路原理图。

图3为升压变换器处于Buck工作模式下的时序图。

图4为升压变换器处于Boost工作模式下的时序图。

图5为一级滤波电路的电路原理图。

图6为逆变器的电路原理图。

图7为附加滤波器的电路原理图。

图8为控制方法的流程图。

图9为模糊控制中的隶属函数曲线图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步的详细说明，以令本领域技术人员参照说明书文字能够据以实施。

如图1所示，本发明提供一种基于隔离型全桥升压变换器电路结构的电能传输装置，包括依次连接的燃料电池110、升压变换器120、逆变器130、滤波器140以及负载150；其中，燃料电池110能够输出低压直流电，升压变换器120电联燃料电池110，输出高压直流电，逆变器130输入高压直流电，输出稳定交流电，滤波器140用于滤除高次谐波，在升压变换器120的输入电感设置反激式绕组200，其输出端与升压变换器120输出端相连，形成回路，用于释放所述输入电感中的能量，电能传输装置将电能输送给负载150；在本实施例中，燃料电池的电堆输出低压直流电，采用隔离型全桥升压变换电路，提高直流母线电压供给后级逆变器，后级逆变器接收到稳定的高压直流电后经滤波器滤除高次谐波的干扰，电路结构简单，体型较小，便于电网无法覆盖以及应急时的电源供应。

在另一种实施例中，如图2所示，隔离型升压变换器120电路的基础上在输入电感上增加了一个反激式绕组200，反激式绕组200输出端与隔离型全桥升压变换器的输出端相连，这样就形成回路，将电感无法释放的能量通过其得到释放，传递给负载；在一个开关周期内，电感能量达到平衡，当四只开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄同时工作时，考虑电感存储的电压，稳态时根据电感电流线性变化及电感电流连续性原理可得，式中，U_i为电源电压，i_Lmax为流经电感最大电流，i_Lmin为流经电感最小电流，L为电感值，T_on为功率开关管导通时间；Q₁、Q₄或者Q₂、Q₃关断时，电感释放能量，电感L中的电流线性减小，式中，U_i为电源电压，U₀为输出电压，n_T为升压变压器匝数比，i_Lmax为流经电感最大电流，i_Lmin为流经电感最小电流，T_off为功率开关管截止时间,通过公式和得到电感电流连续时的电压传输比，式中，U_i为电源电压，U₀为输出电压，i_Lmax为流经电感最大电流，i_Lmin为流经电感最小电流，L为电感值，T_on为功率开关管导通时间，T_off为功率开关管截止时间，n_T为升压变压器匝数比。电感临界连续电流式中，D为单管占空比系数，T为工作周期，L为电感值，U_i为电源电压；D＝0.75时，得到最大临界电流连续的一般表达式，I_G＝8I_Gmax(2D-1)(1-D),式中，I_Gmax为最大临界连续电流，D为单管占空比系数，n_T为升压变压器匝数比，U_i为电源电压，U₀为输出电压。电感平均电流式中，I_Gmax为最大临界连续电流，D为单管占空比系数，n_T为升压变压器匝数比，U_i为电源电压，U₀为输出电压，经整理得到电感电流断续的电压传输比式中U_i为电源电压，U₀为输出电压，D为单管占空比系数，n_T为升压变压器匝数比。本发明的最小电流为电感的临界连续电流。功率开关管工作期间输入电流的变化式中，U_i为电源电压，L为电感值，D为单管占空比系数，T为工作周期，功率开关管Q₁、Q₄或者Q₂、Q₃工作时，功率开关管关断期间输入电流的变化式中，D为单管占空比系数，n_T为升压变压器匝数比，U_i为电源电压，U₀为输出电压，T为工作周期，L为电感值，经整理可得输入电流的纹波式中，T为工作周期，D为单管占空比系数，L为电感值，U_i为电源电压。在不考虑变压器漏感时，功率开关管所承受的电压应力为变压器原边电压，n_T为升压变压器匝数比，U₀为输出电压。当有一对功率开关管关断时，输入电流全部经另一对功率开关管，此时，功率开关管电流应力最大，变换器的效率为U₀为输出电压，I₀为输出平均电流，P_loss为整个变压器的损耗。输入平均电流η为变换器效率，U_i为电源电压，P₀为变压器损耗。功率开关管Q₁、Q₄或者Q₂、Q₃其中一组工作时得到最大电流应力式中，I_Lmax为电感最大流经电流，I_omin为电感临界连续电流，I_L为输入平均电流，Δi为功率开关管开通期间输入电流的变化。变压器副边采用全桥整流，整流器二极管最大的电流应力，式中，I_Qp为功率开关管的电流应力，n_T为升压变压器匝数比。

在另一种实施例中，如图3、图4所示，升压变换器120软启动两种模式下的时序图，当占空比0＜D＜0.5，DC/DC变换器处于Buck工作模式。此时反激式绕组工作，在2on阶段，Q₁、Q₄或者Q₂、Q₃导通，能量经过变压器T传递给负载，在4off阶段，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄同时关断，电感上未能得到释放的能量通过反激式绕组输出至输出端。占空比为0.5＜D＜1，处于Boost工作模式，此时，反激式绕组不工作，在4on阶段，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄状态相同时，桥臂短路，电感充电，在2off阶段，Q₁、Q₄或者Q₂、Q₃导通，电源、电感经变压器T为负载供电。在处于Buck工作模式2on间隔时，得到输出电压公式式中，i_Lmax为流经输入电感最大电流，i_Lmin为流经电感最小电流，T_on为功率开关管导通时间，L为电感值。4off间隔，反激绕组电流线性下降，得到输出电压公式为式中，i_{Lf min}为流经反激式绕组最小电流，i_{Lf max}为流经反激式绕组最大电流，T_off为功率开关管截止时间，L_f反激式绕组电感值。若Q₁-Q₄关断瞬间，输入电感上的电流等于反激式绕组电流折算值时，Δi_on＝n_FΔi_off，若n_F＝n_T，得到V₀＝2Dn_FV_i，式中，n_F为反激式绕组匝数比，V_i为输入电压，D为单管占空比系数，V₀为输出电压。功率开关管承受的电压V_CE＝(1+2D)V_i，式中，V_i为输入电压，D为单管占空比系数。当变换器处于Boost工作模式2off间隔，Q₁、Q₄或者Q₂、Q₃工作。此时，输出电压式中，D为单管占空比系数，n_T为升压变压器匝数比，U_i为电源电压，四只功率开关管承受的电压应力式中，D为单管占空比系数，U_i为电源电压。同时，输出的直流电压偏差信号经PI环节再由PWM进行调制，得到占空比控制功率开关工作。

在完成将燃料电池电堆输出的低压直流电升成稳定的直流母线电压后，对输出电压进行控制，控制方法采用PI滞后补偿控制电压反馈控制函数G₀(s),隔离型全桥变换器控制系统的开环传递函数，

G_{0} (s) = \frac{G_{c} (s) G_{V d} (s)}{V_{m}} = \frac{(k_{P} + \frac{k_{i}}{s})}{V_{m}} \cdot \frac{(1 - D) V_{d c N} + [1 - \frac{s L}{{(1 - D)}^{2} R}]}{[{LCs}^{2} + \frac{L}{R} s + {(1 - D)}^{2}]}

式中，D为单管占空比系数，L为电感值，C为输出电容，R为负载等效电阻，V_m为PWM调制器的锯齿波幅值，k_p、k_i为PI补偿环节参数，V_dcN为直流母线电压，s为拉普拉斯算子。

在另一种实施例中，逆变器130控制方法采用恒定开关滞环双闭环控制，保持逆变器开关频率恒定时，h＝k₁-k₂u₀ ²，其中，式中，k₁、k₂为常数，u₀为交流输出电压，U_d为逆变器直流侧输入电压，F为固定开关频率，L为电感值。通过对逆变器输出电压进行采样，滞环电流控制的环宽h以恒定开关频率，实时比较逆变器的输出电压和参考电压信号，偏差信号经过电压比例积分控制器，进而可知电流内环参考信号。比较参考信号和滤波电感电流，滞环比较器接收到电流误差信号，给逆变器提供脉冲信号。

逆变器输出传递函数式中，u_AB为逆变器桥臂间的输出电压，u₀为交流输出电压，r为综合各种阻尼因素的等效电阻，L为电感值，C为输出电容，Z为负载电阻，s为拉普拉斯算子。逆变器输出电压式中，r为综合各种阻尼因素的等效电阻，L为电感值，C为输出电容，q为电流内环比例环节，k_pv为电流外环比例环节系数，k_iv为电流外环积分环节系数，s为拉普拉斯算子，u_ref为电压给定信号，i₀为流经负载电流，参数电容C、电感L确定后，可化简为，u₀＝G(s)×u_ref-Z(s)×i₀；逆变器电源的电压增益，r为综合各种阻尼因素的等效电阻，L为电感值，C为输出电容，q为电流内环比例环节，k_pv为电流外环比例环节系数，k_iv为电流外环积分环节系数，s为拉普拉斯算子。等效输出阻抗，式中，r为综合各种阻尼因素的等效电阻，L为电感值，C为输出电容，q为电流内环比例环节，k_pv为电流外环比例环节系数，k_iv为电流外环积分环节系数，s为拉普拉斯算子。逆变器的输出电压u₀＝0时，滞环宽度h为最大值，式中，U_d为逆变器直流侧输入电压，F为固定开关频率，L为电感值，逆变器的输出电压u₀＝U₀时，滞环宽度h为最小值，所以，h的变化量式中，U_d为逆变器直流侧输入电压，u₀为交流输出电压，F为固定开关频率，L为电感值，较传统的滞环控制，改进型的变环宽的滞环控制技术可以克服开关频率的缺点。

在另一种实施例中，如图5所示，在升压变换器120和逆变器130之间还设置一级滤波电路，用于滤除低频大电流纹波电流，用大电容滤除低频交流分量。

在另一种实施例中，如图6所示，固体氧化物燃料电池后级逆变器的电路原理图，前级隔离型全桥DC/DC变换器将SOFC的低压大电流、不稳定的直流电压进行升压，后级采用单相全桥逆变器将前级输出的稳定直流电逆变为交流电为负载供电，其直流侧的电压利用率高于半桥式逆变器，采用低开关频率。其全控型开关器件S₁、S₄和S₂、S₃分别采用统一的开关信号，S₁(S₄)和S₂(S₃)驱动信号相位相差180°，当S₁、S₄工作时，S₂、S₃停止，当S₁、S₄停止时，S₂、S₃开始工作。四个开关管按照一定的规律进行开、断。T为2π、输出电压V_AB的频率ω＝2πf。当0≤ωt≤π时，S₁、S₄导通，S₂、S₃停止。V_AB＝+V_D，式中，V_D为整流二极管导通压降。在π≤ωt＜2π时，反之，V_AB＝-V_D；V_AB(ωt)＝-V_AB(ωt+π)＝-V_AB(-ωt)，式中，T为开关周期，f为开关频率，ω₀为角频率，V_AB为输出电压，V_AB(ωt)的基波幅值基波有效值n次谐波幅值式中V_D为整流二极管导通压降，V_1m为V_AB的基波幅值。

在另一种实施例中，单相全桥逆变器电路的输出电压波形同时含有高次谐波和低次谐波，为了保证输出波形的稳定性，本发明额外增加了附加滤波器300；如图7所示，滤波器的电路原理图，图中L_f1、L_f2和L_f3为普通的电感，CMR-L_f为共模抑制电感，C_f3和C_f4的作用为对输出电压差模干扰的控制，能够有效减少谐波的干扰，提高用电的可靠性，减少设备损坏。

本发明还提供了一种基于隔离型全桥升压变换器电路结构的控制方法，在完成将直流母线电压逆变为供负载使用的220V交流电后，为保证输出电压的质量，将对固体氧化物燃料电池逆变器的输出电压进行模糊自适应PID控制，其控制步骤包括如下步骤：

步骤一：被控对象初始参数设置，本发明采用Niegler-Nichols方法确定初始参数；通过控制交流输出电压的动态仿真得到其单位阶跃响应曲线，曲线用延迟时间L和时间常数T描述，通过曲线的转折点画一条切线，确定切线与时间轴和直线c(t)＝k的交点，进而得到延迟时间L和时间常数T，根据Niegler-Nichols法给出的公式得到K_p、T_i、T_d的值，K_p为比例系数，T_i为积分时间常数，T_d为微分时间常数，K为放大系数(如表1所示)。

表1

控制器法则	K_P	T_i	T_d
				P	T/(K*L)	∞	0
PI	0.9T/(K*L)	L/0.3	0
				PID	1.2T/(K*L)	2.2L	0.5L

步骤二：确定采样周期T，首先，T_max为采样周期的上限需满足香农采样定理，本发明采样频率选用最高频率的4-10倍,T_min为输入输出和计算机执行控制程序耗费的时间，系统的采样周期只能在T_min和T_max之间选择。其次，选择合理的采样周期，采样周期过小积分和微分的作用不明显，当执行机构动作惯性大时，采样周期也应该大一些，否则，执行机构不能反映数字控制器输出的变化。

步骤三：输入输出变量的模糊化，双输入误差e＝r(k)-y(k)和误差变化率ec＝e(k)-e(k-1)，式中，r(k)为给定电压值，y(k)为输出电压值，e(k)为第k时刻所得的偏差信号，e(k-1)为第k-1时刻所得的偏差信号。模糊控制器的双输入为电压误差值e、电压误差变化率ec，输出量是调整PID控制器参数的ΔK_p、ΔK_i、ΔK_d，通过PID控制器调整三个输出量ΔK_p、ΔK_i、ΔK_d。ΔK_p、ΔK_i、ΔK_d是在线运行过程时，根据e、ec，在查询模糊控制查询表的参数得到调整量。

模糊PID参数自整定控制器的设计原理是用模糊控制器实现PID参数的在线自动调整。模糊PID控制器对输出响应的波形进行在线监控，求出控制性能的指标，基于专家建立调整规则模型，利用模糊逻辑推理，在线实时调整PID参数，使PID控制器适应被控对象的变化，获得较好的控制性能。参数调整量的大小和极性由被控对象响应在采样时刻的误差e和误差变化ec决定，模糊PID算法过程是利用相对应的规则集将控制条件模糊化，在将控制条件和规则集的条件部分进行匹配，执行匹配规则的结果部分，得到相应的参数调整量。由实际控制系统的精确值到模糊规则集的模糊量的转化过程，和其规则的操作值到实际的调整系数的转化过程。如图8所示，参数模糊自整定PID控制系数。

将e、ec和固体氧化物燃料电池发电系统输出电压模糊化，确定各自的模糊子集的隶属度；参数的矫正过程用K_p、K_i、K_d的模糊矫正模型表达；最后计算出模糊控制参数的调整表；设置系统e和ec的模糊子集为e、ec＝{NB，NM,NS,ZO,PS,PM,PB}，e的论域为{-n,-n+1,...,0,...,n-1,n}，ec的论域为{-m,-m+1,...,0,...,m-1}，控制量得到的模糊子集的论域{-l,-l+1,...0,...,l-1,l}，误差的量化因子K_e：K_e＝n/x_e，式中x_e为误差的基本论域[-x_e，x_e]中的最大值，n为误差变量所取的模糊子集e的论域{-n,-n+1,...,0,...,n-1,n}中的最大值。误差变化的量化因子K_ec：K_ec＝m/x_ec，式中x_ec为误差变化的基本论域[-x_ec，x_ec]中的最大值，m为误差变化量所取的模糊子集ec的论域{-m,-m+1,...,0,...,m-1,m}中的最大值，为了进行反模糊化处理，应将模糊控制算法给出的输出量，从模糊论域转化到相应的基本论域，必须将输出量乘以相应的比例因子，输出量的比例因子为：K_u＝y_u/l，式中y_u为输出变量的基本论域[-y_u，y_u]中的最大值，l为控制量得到的模糊子集的论域{-l,-l+1,...0,...,l-1,l}中的最大值。输入输出变量应具有模糊性，用模糊集合来表述，将确定的隶属函数曲线离散化，由有限个点上的隶属度构成一个相应模糊变量的模糊子集，语言论域上的模糊子集用隶属函数u(x)表示，本发明的隶属函数采用三角形形式。如图9所示为隶属函数曲线图

当误差为NB时，误差变化率为负误差的情况时，误差有继续增大的可能性，为尽快消除误差，控制量取PB，当误差变化率为正时，误差有减小的趋势，可取较小的控制量；当误差为NM时，考虑原则与NB相同；当误差为NS时，系统接近稳态；若误差变化为PS时，系统正朝消除误差的方向变化，选取较小的控制量即可。当误差变化为PM或PB时，应该注意避免出现超调。当误差的绝对值较大时，取较大的K_p为使系统实现快速的跟踪性能，K_d选取较小值，为避免因为刚开始时偏差的瞬间增大而出现微分的过饱和现象，此时，积分的作用，K_i＝0。当误差、误差变化率的绝对值为中等大小时，取较小的K_p，使系统响应具有较小的超调，K_i、K_d取值适当即可。当误差的绝对值较小时，K_p、K_i取较大值，K_d取值适当，避免平衡点附近出现震荡，当误差变化率绝对值较小时，K_d取值应较大些；误差变化率绝对值较大时，K_p取值应尽量小。误差绝对值的大小代表偏差的变化率，误差变化率绝对值较大时，K_p取较小的值；误差变化率绝对值较小时，K_p取较小的值。当误差绝对值和误差变化率绝对值异号，输出趋向给定值，当误差绝对值和误差变化率绝对值同号时，输出远离绝对值。K_p的作用是加快系统的响应速度提高系统调节精度；K_i的作用是消除系统的稳态误差；K_d的作用是改善系统的动态特性。本发明中，逻辑关系共有49条，模糊关系用R表示，

R_{1} = {[{(N B)}_{E} \times {(N B)}_{E C}]}^{T} \times {(P B)}_{K_{P}}

......

R_{49} = {[{(P B)}_{E} \times {(P B)}_{E C}]}^{T} \times {(N B)}_{K_{P}}

通过49个模糊关系R_l(l＝1,2,3,...,49)的“并”运算，得到调整参数控制规则的总的模糊关系可以离线进行模糊关系运算，偏差和偏差变化率分别取e、ec，由模糊推理合成规则算出模糊控制器给出的控制量的变化为：K_P＝(E×EC)οR，模糊关系R的求取方法如下：Q_K＝E_i×EC_j，其中i＝1,2,...,m，j＝1,2,...,n，k＝1,2,...,mxn；QK为模糊集，将QK改成形式，求出模糊关系R₁、R₁、…、R₄₉之后，根据公式可以求出模糊关系R，再根据公式K_P＝(E×EC)οR求出K_p的模糊子集，采用同样的方法可求出K_i、K_d的模糊控制子系统。ΔK_p、ΔK_i、ΔK_d模糊规则表如表2～4所示

表2ΔK_p的模糊规则表

表3ΔK_i的模糊规则表

表4ΔK_d的模糊规则表

本设计采用加权平均法进行解模糊判决，进而得到K_p、K_i、K_d参数的模糊调整控制表。系统通过模糊控制调整表的在线查询，进而实现控制。它以控制作用论域上的点u∈U，对控制作模糊集的隶属度U(u)为权系数进行加权平均而求得模糊结果。

对于离散论域的情况,连续论域的情况：在线运行过程中，通过危机测控系统不断的检测系统的输出响应值，实时计算偏差e和偏差变化率ec，通过查询模糊调整查询表，完成对控制器参数的调整，保证固体氧化物燃料电池发电系统输出电压的稳定性。控制器参数是通过测控系统检测输出响应值，在及时计算出e、ec，最后查询Fuzzy调整查询表完成调整。

通过上述设置，本发明采用Matlab/Simulink软件对固体氧化物燃料电池发电系统逆变结构进行仿真，通过采用模糊PID控制器对固体氧化物燃料电池发电系统的输出电压进行控制，提高输出电压的稳定性，保证为用户供电的可靠性。

尽管本发明的实施方案已公开如上，但其并不仅仅限于说明书和实施方式中所列运用，它完全可以被适用于各种适合本发明的领域，对于熟悉本领域的人员而言，可容易地实现另外的修改，因此在不背离权利要求及等同范围所限定的一般概念下，本发明并不限于特定的细节和这里示出与描述的图例。

Claims

1.一种基于隔离型全桥升压变换器电路结构的电能传输装置，其特征在于，包括：

燃料电池，其能够输出低压直流电；

升压变换器，其电联所述燃料电池，输出高压直流电；

逆变器，其输入所述高压直流电，输出稳定交流电；

滤波器，其用于滤除高次谐波；

2.如权利要求1所述的基于隔离型全桥升压变换器电路结构的电能传输装置，其特征在于，所述反激式绕组设置四组开关管，在一个开关周期内，电感能量能够达到平衡。

3.如权利要求1所述的基于隔离型全桥升压变换器电路结构的电能传输装置，其特征在于，所述升压变换器副边采用全桥整流，整流器二极管最大的电流应力为I_Qp为功率开关管的电流应力，n_T为升压变压器匝数比。

4.如权利要求2所述的基于隔离型全桥升压变换器电路结构的电能传输装置，其特征在于，所述升压变换器具有两种工作模式，当占空比为0～0.5时，所述升压变换器处于Buck工作模式，当占空比为0.5～1时，所述升压变换器处于Boost工作模式；

5.如权利要求4所述的基于隔离型全桥升压变换器电路结构的电能传输装置，其特征在于，所述逆变器控制方法采用恒定开关滞环双闭环控制，保持逆变器开关频率恒定，通过所述逆变器的输出电压和参考电压之间的偏差电压，使滞环比较器接收电流误差信号，给所述逆变器提供脉冲信号。

6.如权利要求4或5所述的基于隔离型全桥升压变换器电路结构的电能传输装置，其特征在于，所述升压变换器和所述逆变器之间还设置一级滤波电路，用于滤除低频大电流纹波电流；以及

7.如权利要求1-5中任一项所述的基于隔离型全桥升压变换器电路结构的电能传输装置，其特征在于，所述电能传输装置将电能输送给负载。

8.一种基于隔离型全桥升压变换器电路结构的控制方法，其特征在于，对逆变器的输出电压进行控制，包括如下步骤：

9.如权利要求8所述的基于隔离型全桥升压变换器电路结构的控制方法，其特征在于，所述模糊控制器中的误差e分为7个等级，误差变化率ec分为7个等级，所述双输入误差e及误差变化率ec的模糊集为{NB，NM，NS，ZO，PS，PM，PB}；

10.如权利要求9所述的基于隔离型全桥升压变换器电路结构的控制方法，其特征在于，所述采样周期在T_min和T_max之间选取，其中，T_max为采样周期的上限，T_min为输入输出和计算机执行控制耗费的时间。