CN103944395B - 质子交换膜燃料电池用前级直流变换器及其构建方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种质子交换膜燃料电池用前级直流变换器及其构建方法，前级直流变换器包括：全桥移相单元包括四个开关管，每个桥臂设有两个互补导通的开关管，每一开关管反向并联一个二极管，同时并联一电容，谐振电感与隔直电容串联后耦接在任一桥臂与所述高频变压器之间；高频变压器耦接在全桥移相单元与全桥整流单元之间，用于进行升压调节；全桥整流单元用于将输入的交流信号变换为直流信号；输出侧滤波单元包括一滤波电感以及一滤波电容，滤波电感与滤波电容串联后耦接至全桥整流单元，用于对输出直流电压进行滤波后提供给后级逆变器。本发明根据升压需求通过电压电流双闭环控制实时调节移相角，维持输出电压稳定。

Description

质子交换膜燃料电池用前级直流变换器及其构建方法

技术领域

本发明涉及质子交换膜燃料电池设计技术领域，特别是涉及一种针对质子交换膜燃料电池发电特性的、基于电压型全桥移相零电压软开关的前级升压直流变换器及其构建方法。

背景技术

燃料电池是一种清洁高效的分布式电源，在催化剂作用下它能将含氢燃料的化学能直接转化为电能而无需燃烧过程。质子交换膜燃料电池(Proton exchange membranefuel Cell,简称PEMFC)作为最可能商业化的燃料电池，具有工作温度低、电流密度大、响应速度快等优点，具有广泛的应用前景。PEMFC是一个复杂的电化学系统，它根据负载功率要求实时调节反应气体的流量和压力，当负载波动时，需要外部的装置配合参与调整，使得时间响应常数较慢。而且电化学反应容易受到湿度、温度和压力等外界参数干扰，导致输出电压更易波动，需要电力变换装置在较宽输入范围内稳定电压。另外由于单片燃料电池输出电压较低，负载运行时电压一般在0.6～0.8V左右，电流密度在0.2～1A/cm²左右，所以对中小型PEMFC而言，输出电压一般较低，因此在PEMFC输出电压和用户/电网之间必须有一级是具有升压功能的电力变换装置。现有的燃料电池直流升压模块大部分采用非隔离式Boost拓扑，但非隔离式存在安全方面的问题。

因此，针对PEMFC输出直流电电压相对较低、并且随着负载的变化而大范围变化的问题，需要在燃料电池的输出电压和直流母线之间提供一种具有升压、稳压功能的高效率电能变换器，隔离并提升电压。

发明内容

本发明的一目的在于，提供一种质子交换膜燃料电池用前级直流变换器，采用基于电压型全桥移相零电压软开关、双闭环方式，实现燃料电池的输出电压和直流母线之间的隔离、升压、稳压功能。

为达到上述目的，本发明提供了一种质子交换膜燃料电池用前级直流变换器，包括：全桥移相单元、高频变压器、全桥整流单元以及输出侧滤波单元；所述全桥移相单元包括四个开关管，每个桥臂设有两个互补导通的开关管，每一开关管反向并联一个二极管，同时并联一电容，谐振电感与隔直电容串联后耦接在任一桥臂与所述高频变压器之间，两个桥臂相应开关管的驱动信号之间相差一个移相角相位，通过调节移相角的大小调节输出电压；所述高频变压器耦接在所述全桥移相单元与全桥整流单元之间，用于进行升压调节；所述全桥整流单元，用于将输入的交流信号变换为直流信号；所述输出侧滤波单元包括一滤波电感以及一滤波电容，所述滤波电感与滤波电容串联后耦接至所述全桥整流单元，用于对输出直流电压进行滤波后提供给后级逆变器。

本发明的另一目的在于，提供一种质子交换膜燃料电池用前级直流变换器的构建方法，采用基于电压型全桥移相零电压软开关、双闭环方式，构建前级直流变换器，实现燃料电池的输出电压和直流母线之间的隔离、升压、稳压功能。

为达到上述目的，本发明提供了一种质子交换膜燃料电池用前级直流变换器的构建方法，包括以下步骤：(1)分析质子交换膜燃料电池的发电动态特性，建立电化学机理模型，以确定升压需求；(2)基于电压型全桥移相单元构建前级直流变换器的拓扑结构；(3)确定前级直流变换器中相应元器件的参数，实现零电压开关；(4)根据所述升压需求，通过电压电流双闭环以及移相脉冲宽度调制控制方式实时调节前级直流变换器的移相角，调节输出电压，并维持输出电压稳定。

本发明质子交换膜燃料电池用前级直流变换器及其构建方法的优点是：通过质子交换膜燃料电池电动态特性，设计基于电压型移相全桥电路的PEMFC升压前级拓扑结构，给出该拓扑必要元器件参数计算方法，实现零电压开关，并完成了电压电流双闭环移相PWM控制。根据PEMFC前级直流变换器升压需求，通过电压电流双闭环控制方法实时调节移相角，维持输出电压稳定，完全符合PEMFC电能转换要求，具有较强的抗负载波动能力和较高的转换效率。

附图说明

图1是本发明质子交换膜燃料电池用前级直流变换器的电路图；

图2是本发明质子交换膜燃料电池用前级直流变换器的构建方法的流程图；

图3是本发明质子交换膜燃料电池用前级直流变换器的工作原理图；

图4为本发明质子交换膜燃料电池用前级直流变换器的仿真设计图；

图5为图4所示模拟仿真中负载阶跃变化时质子交换膜燃料电池输出电压特性；

图6为图4所示模拟仿真中控制量移相角实时调节情况；

图7为图4所示模拟仿真中直流变换器输出电压在负载扰动下的电压输出；

图8为图4所示模拟仿真中PWM控制量波形；

图9为图4所示模拟仿真中滞后桥臂Q2开关管的零电压实现情况；

图10为图4所示模拟仿真中高频变压器原边电压和副边整流电压。

具体实施方式

以下结合附图对本发明质子交换膜燃料电池用前级直流变换器的构建方法及前级直流变换器进行详细说明。

参考图1，本发明所述质子交换膜燃料电池用前级直流变换器，包括：全桥移相单元11、高频变压器12、全桥整流单元13以及输出侧滤波单元14。

所述全桥移相单元11包括四个开关管Q1-Q4，每个桥臂设有两个互补导通的开关管，每一开关管反向并联一个二极管(如图1所示D1-D4)，同时并联一电容(如图1所示C1-C4，为相应开关管的寄生电容或外接电容)，谐振电感Lr与隔直电容Cb串联后耦接在任一桥臂与所述高频变压器12之间；本实施方式中，Lr与Cb串联后一端耦接至Q2与Q4之间，另一端耦接至高频变压器12的绕组Np。两个桥臂相应开关管的驱动信号之间相差一个移相角相位，通过调节移相角的大小调节输出电压。

所述高频变压器12耦接在所述全桥移相单元11与全桥整流单元13之间，用于进行升压调节。如图1所示Tr包括绕组Np以及Ns。

所述全桥整流单元13由四个二极管(D_R1-D_R4)组成，用于将输入的交流信号变换为直流信号。

所述输出侧滤波单元14包括一滤波电感Lf以及一滤波电容Cf，Lf与Cf串联后耦接至所述全桥整流单元13，用于对输出直流电压进行滤波后提供给后级逆变器，经逆变后提供给负载RL。

所述输出侧滤波单元14进一步与所述全桥移相单元11耦接，所述全桥移相单元11、高频变压器12、全桥整流单元13以及输出侧滤波单元14构成电压电流双闭环，通过电压电流双闭环以及移相脉冲宽度调制控制方式实时调节全桥移相单元11的移相角，从而调节输出电压。

所述质子交换膜燃料电池用前级直流变换器具有开关管工作期间电压应力、电流应力较小，高频功率变压器的利用率高等优点，适合完成软开关管控制，减少变换器中的开关管损耗提高转化效率。

参见图2，本发明所述的质子交换膜燃料电池用前级直流变换器的构建方法的流程图，接下来对该方法所述步骤做详细说明。

S21：分析质子交换膜燃料电池的发电动态特性，建立电化学机理模型，以确定升压需求。

为准确分析PEMFC动态运行特性，有必要通过流量平衡、能量平衡角度和电化学经验公式对PEMFC的流量、压力、电压和功率的动态特性进行分析，在时间维上，充分考虑其电化学反应过程，建立用于控制的电化学机理模型，预测出电池的发电动态过程，以确定升压需求。PEMFC是复杂的非线性系统，为简化分析作了一些假设：质子交换膜内水完全饱和，并忽略电池内水对电池性能的影响，电池的压力和温度都是统一分布的。

采用高压氢气瓶供给燃料，通过流量控制阀调节氢气流量，再经过饱和加湿和加热后送入电池阳极流场。阳极流场内主要充满的是氢气，因此对氢气的流量、压力和温度等特性进行分析就能模拟阳极流场动态特性。

根据物质流量守恒，阳极流场进出气体与反应的氢气摩尔流量维持动态平衡：

$\frac{{\mathrm{dn}}_{an,H_2}}{dt}=N_{an,H_2}^{in}-N_{an,H_2}^{reacted}-N_{an,H_2}^{out}---\left(1\right)$

上式中为阳极内氢气摩尔量，为阳极氢气输入/反应/输出摩尔流量。其中反应消耗的氢气摩尔流量为：

$N_{an,H_2}^{reacted}=\frac{{\mathrm{NI}}_{st}}{2F}---\left(2\right)$

上式中N为单电池个数，I_st为电池电流，F为法拉第常数(96485C/mol)。

阳极氢气的输出流量与阳极氢气压力和氢气排出压力之差成比例关系，进而根据理想气体状态方程可计算阳极氢气压力

$N_{an,H_2}^{out}=k_{an}(P_{an,H_2}-P_{H_2}^{out})=k_{an}(\frac{n_{an,H_2}{\mathrm{RT}}_{st}}{V_{an}}-P_{H_2}^{out})---\left(3\right)$

式中k_an为阳极比例系数，V_an为阳极等效体积，R为理想气体常数(8.314J/mol/K)，T_st为电堆温度。

阴极流场空气通过空气压缩机调节输入流量，再经过饱和加湿和加热后送入电池阴极。阴极内主要填充的是氧气和氮气，因此对其流量、压力和温度特性进行分析就能模拟阴极动态特性。

根据物质流量守恒，阴极流场进出与反应的氧气流量和氮气摩尔流量维持动态平衡：

$\frac{{\mathrm{dn}}_{ca,O_2}}{dt}=0.21N_{ca,air}^{in}-N_{ca,O_2}^{reacted}-N_{ca,O_2}^{out}---\left(4\right)$

上式中为阴极内氧气摩尔量，为空气输入摩尔流量，为阴极氧气反应/输出摩尔流量。

$\frac{{\mathrm{dn}}_{ca,N_2}}{dt}=0.79N_{ca,air}^{in}-N_{ca,N_2}^{out}---\left(5\right)$

上式中为阴极内氮气摩尔量，为阴极氮气输出摩尔流量。

其中反应消耗的氧气摩尔流量为：

$N_{ca,O_2}^{reacted}=\frac{{\mathrm{NI}}_{st}}{4F}---\left(6\right)$

阴极侧气体反应后排空，阴极输出的流量与阴极压力P_ca和环境压力P_amb之差成比例关系，k_ca为阴极比例系数，同时阴极压力P_ca由氧气压力和氮气压力组成，可通过理想气体状态方程计算，下式中V_ca为阴极压力：

$N_{ca}^{out}=k_{ca}(P_{ca}-P_{amb})=k_{ca}\[\frac{(n_{ca,O_2}+n_{ca,N_2}){\mathrm{RT}}_{st}}{V_{ca}}-P_{amb}\]---\left(7\right)$

而氧气和氮气的输出流量由其压力比例决定：

$N_{ca,i}^{out}=\frac{P_{ca,i}}{P_{ca}}{N}_{ca}^{out},i=O_2,N_2---\left(8\right)$

PEMFC的电化学机理模型由一组经验公式组成，用于预测燃料电池的输出电特性。单电池的输出电压V_cell主要由开路电压E、极化过电压η_act和欧姆过电压η_ohm组成：

V_cell＝E+η_act+η_ohm (9)

单电池的开路电压可Nernst等式表示如下：

$E=1.229-0.85e-3\×(T_{st}-298.15)+({\mathrm{RT}}_{st}/2F)\×ln\[P_{an,H_2}{\left(P_{ca,O_2}\right)}^{0.5}\]---\left(10\right)$

电流密度i定义为电池电流I_st除以电池有效面积A：

i＝I_st/A (11)

阳极氢气浓度和阴极氧气浓度是电池温度和各自压力的函数：

$C_{an,H_2}=9.174e-7\×P_{an,H_2}\×\exp (-77/T_{st})---\left(12\right)$

$C_{ca,O_2}=1.97e-7\×P_{ca,O_2}\×\exp (498/T_{st})---\left(13\right)$

极化过电压η_act可以由Tafel等式表示如下：

${\mathrm{\η}}_{act}=-0.948+\mathrm{\ξ}\×T_{st}+7.6e-5\×T_{st}\[ln\left(C_{ca,O_2}\right)\]-1.93e-4\×T_{st}\[ln\left(I_{st}\right)\]---\left(14\right)$

$\mathrm{\ξ}=2.86e-3+2e-4\×ln\left(A\right)+4.3e-5\×ln\left(C_{an,H_2}\right)---\left(15\right)$

欧姆过电压可由欧姆定律表示：

${\mathrm{\η}}_{ohm}=-{\mathrm{iR}}_{\mathrm{int}}=-\frac{i\×t_m}{(0.005139{\mathrm{\λ}}_m-0.00326)\exp \left(350\right(1/303-1/T_{st}\left)\right)}---\left(16\right)$

式中R_int为单电池膜电阻，t_m为膜厚度，λ_m为膜水合含量。

N个单电池串联构成电堆，V_st为PEMFC输出电压，则输出功率可表示为：

P_st＝V_stI_st＝NV_cellI_st (17)

S22：基于电压型全桥移相单元构建前级直流变换器的拓扑结构。

所述全桥移相单元包括四个开关管，每个桥臂设有两个互补导通的开关管，每一开关管反向并联一个二极管，同时并联一电容；谐振电感与隔直电容串联后耦接在任一桥臂与一高频变压器之间；两个桥臂相应开关管的驱动信号之间相差一个移相角相位，通过调节移相角的大小调节输出电压。

全桥移相单元的两个桥臂的开关管都在零电压开关(Zero Voltage Switch，简称ZVS)条件下运行，具有开关损耗小、结构简单和控制简便的优点，顺应了直流电源小型化、高频化的发展趋势，能较好地应用于质子交换膜燃料电池的前级直流变换器设计。

所构建的前级直流变换器的拓扑结构进一步包括：一高频变压器、一全桥整流单元以及一输出侧滤波单元；所述高频变压器耦接在所述全桥移相单元与全桥整流单元之间，用于进行升压调节；所述全桥整流单元，用于将输入的交流信号变换为直流信号；所述输出侧滤波单元包括一滤波电感以及一滤波电容，所述滤波电感与滤波电容串联后耦接至所述全桥整流单元，用于对输出直流电压进行滤波。

该拓扑结构具有开关管工作期间电压应力、电流应力较小，高频功率变压器的利用率高等优点，适合完成软开关管控制，减少变换器中的开关管损耗提高转化效率。

S23：确定前级直流变换器中相应元器件的参数，实现零电压开关。

本发明提供了包含高频变压器变比、原副边匝数、谐振电感、超前/滞后桥臂谐振电容、隔直电容、输出滤波电感、输出滤波电容、功率开关管、整流二极管等的参数确定方法。结合图1-2，给出实现零电压开关的前级直流变换器中相应元器件的参数的确定方法。

超前臂要实现ZVS，必须有足够的能量抽走即将开通的开关管Q₃的结电容C₃及截止整流管D_R2和D_R3的结电容C_DR2和C_DR3上的电荷，并给刚关断的开关管Q₁的结电容C₁充电，即：

$E_{lead}>\frac{1}{2}{C}_1{V}_{in}^2+\frac{1}{2}{C}_3{V}_{in}^2+\frac{1}{2}{C}_{DR}{V}_{in}^2---\left(18\right)$

该能量由输入滤波电感L_f提供，L_f折算到原边与谐振电感L_r串联，通常L_f很大，较易实现ZVS。在超前桥臂开通过程中，变压器原边电流近似不变，等效于一个恒流源，为实现超前桥臂的零电压导通，必须使Q₁和Q₃驱动信号的死区时间满足以下关系：

$T_{d\left(lead\right)}\≥\frac{V_{in}\·(C_1+C_3)}{I_p}=\frac{2\·C_{lead}\·V_{in}}{I_p}---\left(19\right)$

上式中I_p为变压器原边电流值。基于上述约束下选择合适的C_lead。

滞后桥臂开关过程中，变压器副边短路，用于实现ZVS的能量只有谐振电感中的储能，因此滞后桥臂实现ZVS较困难。当滞后桥臂工作时，变换器谐振电感L_r和开关器件的并联电容C₂、C₄谐振，A点电位由V_in逐渐减小，当低于地电位时，D₂导通，此时开通Q₂实现零电压开通。若要实现滞后桥臂零电压开通，必须满足三个条件：

1)串联谐振电感储能大于滞后桥臂并联电容储能与变压器原边寄生电容储能：

$\frac{1}{2}{L}_r{I}_p^2>C_{lag}\·V_{in}^2+\frac{1}{2}{C}_{TR}\·V_{in}^2---\left(20\right)$

实际中，变压器原边匝数较少，且采用多股漆包线并绕，所以原边寄生电容很小，可忽略变压器寄生电容C_TR，简化为：

$\frac{1}{2}{L}_r{I}_p^2>C_{lag}\·V_{in}^2---\left(21\right)$

2)在滞后桥臂开通时，原边电流近似不变，滞后桥臂的并联电容满足：

$C_{lag}=\frac{C_2+C_4}{2}<\frac{T_{d\left(lag\right)}\&CenterDot;I_p}{2\&CenterDot;V_{in}}---\left(22\right)$

3)滞后桥臂开关的死区时间应小于或等于四分之一的谐振周期，即：

$T_{d\left(lag\right)}\&le;\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}\sqrt{L_r\&CenterDot;(C_2+C_4)}=\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}\sqrt{L_r\&CenterDot;2\&CenterDot;C_{lag}}---\left(23\right)$

综合上述约束条件，选择合适的谐振电感L_r和谐振电容C_lag。

在直流变换器中，隔直电容C_b用于滤去直流成分，保证高频变压器原边电压无直流分量，但实际中，原边电流会在隔直电容上充放电，因此当系统负载情况下，为保证不影响输出电压，隔直电容通常使其最大充电电压小于输入电压的5％。通过等效电路分析，隔直电容C_b和输出滤波电感L_f组成串联谐振电路，为使C_b线性充电，必须仔细选择谐振频率，使之低于变换器开关工作频率f_s，一般假定谐振频率为开关工作频率的四分之一，根据谐振频率计算公式：

$f=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}\sqrt{L_f\&CenterDot;C_b}}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}\sqrt{k^2\&CenterDot;L_f\&CenterDot;C_b}}---\left(24\right)$

推导出隔直电容计算公式：

$C_b=\frac{1}{4{\mathrm{\&pi;}}^2\&CenterDot;f^2\&CenterDot;k^2\&CenterDot;L_f}=\frac{4}{{\mathrm{\&pi;}}^2\&CenterDot;f_s^2\&CenterDot;k^2\&CenterDot;L_f}---\left(25\right)$

高频变压器是PEMFC直流变换器的核心器件，将燃料电池较低的输出电压提升到较高的电压，其参数设计至关重要。为在输入电压范围内能够输出所要求电压，通过选择高频变压器副边的最大占空比D_sec(max)，计算副边电压最小值V_sec(min)为：

$V_{\sec \left(\min \right)}=\frac{V_{omax}+m\&CenterDot;V_D+V_{Lf}}{D_{\sec \left(max\right)}}---\left(26\right)$

其中，V_omax为输出电压最大值，V_D为输出整流二极管的通态压降，V_Lf为输出滤波电感上的直流压降，全波整流时m＝1，全桥整流时m＝2。

则变压器原副边变比K为：

K＝V_fir(min)/V_sec(min) (27)

根据磁芯材料手册，选定具体磁芯型号，为减小铁损，根据开关频率f_s，可查出最高工作磁密B_m和磁芯的有效导磁面积A_e，那么副边匝数W_sec可设定为：

$W_{\sec }=\frac{V_o}{4f_s\&CenterDot;A_e\&CenterDot;B_m}---\left(28\right)$

则原边匝数为：

W_fir＝K·W_sec (29)

选用变压器绕组的导线线径时，需考虑导线的肌肤效应，一般要求导线线径r小于两倍穿透深度Δ，即r≤2Δ，其中穿透深度Δ可表示为:

$\mathrm{\&Delta;}=\sqrt{\frac{2}{\mathrm{\&omega;}\&CenterDot;\mathrm{\&mu;}\&CenterDot;\mathrm{\&gamma;}}}=\sqrt{\frac{2}{2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;f_s\&CenterDot;\mathrm{\&mu;}\&CenterDot;\mathrm{\&gamma;}}}---\left(30\right)$

上式中，ω为角频率，f_s为开关频率，μ为导线的导磁率，γ为导线的电导率。

对于全桥移相单元而言，0状态时，原边电流基本保持不变，而通常占空比丢失较小，原边电流可以近似为一个幅值为I_o/K的交流方波电流，那么原边绕组的导线股数WN_fir为：

${\mathrm{WN}}_{fir}=\frac{I_{o\left(max\right)}}{J\&CenterDot;S_w\&CenterDot;K}---\left(31\right)$

上式中，J为导线的电流密度，S_w为每根导线的导电面积。

在全桥整流电路中，副边有效值电流最大值I_sec(max)即为输出电流最大值I_o(max)，则副边绕组的导线股数WN_sec为：

${\mathrm{WN}}_{\sec }=\frac{I_{o\left(max\right)}}{J\&CenterDot;S}---\left(32\right)$

经过多次核算窗口面积，选择合适的磁芯，确定原副边匝数、导线线径及股数。

在全桥移相单元中，原边的交流方波电压经过高频变压器和输出整流桥后，得到高频直流方波电压，需要LC滤波器平滑该直流方波电压。对全桥移相单元而言，滤波电感电流脉动为：

${\mathrm{\&Delta;I}}_{Lf}=\frac{V_o}{2f_s\&CenterDot;L_f}\&lsqb;1-\frac{V_o}{V_{in}/K-V_{Lf}-V_D}\&rsqb;---\left(33\right)$

为减小滤波电感电流脉动，希望滤波电感越大越好，但受限于其尺寸、重量、成本和响应时间考虑，一般选择输出滤波电感电路最大脉动量为最大输出电流的20％，则滤波电感设定为：

$L_f=\frac{V_{o\left(\min \right)}}{2f_s\&CenterDot;\left(20{\mathrm{\%I}}_{o\left(\max \right)}\right)}\&lsqb;1-\frac{V_{o\left(\min \right)}}{V_{in\left(\max \right)}/K-V_{Lf}-V_D}\&rsqb;---\left(34\right)$

输出滤波电容的容量与电源对输出电压峰-峰值ΔV_opp的要求有关，可设置为：

$C_f=\frac{V_{o\left(\min \right)}}{8L_f\&CenterDot;{\left(2f_s\right)}^2\&CenterDot;{\mathrm{\&Delta;V}}_{opp}}\&lsqb;1-\frac{V_{o\left(\min \right)}}{V_{in\left(\max \right)}/K-V_{Lf}-V_D}\&rsqb;---\left(35\right)$

考虑选择时，还设计串联等效电阻ESR的影响，实际选用电容时，一般选择多个电解电容并联使用，并使输出滤波电容的耐压值比输出电压的最大值略高。

S24：根据所述升压需求，通过电压电流双闭环以及移相脉冲宽度调制控制方式实时调节前级直流变换器的移相角，调节输出电压，并维持输出电压稳定。

结合图2-3，质子交换膜燃料电池输出首先通过一个隔离的前级直流变换器将燃料电池直流电压升压到逆变器逆变所需的直流电压(通过全桥逆变、高频变压、全桥整流以及输出侧滤波)，同时提供隔离；然后逆变器将升压的直流电转换为交流电供给用户。

前级直流变换器输出目标电压V_ref与输出电压检测反馈值比较后产生电压误差信号，经过电压调节计算输出构成电压外环，电压外环的输出作为电流内环参考电流I_ref；I_ref与输出电流检测反馈值比较，并经过电流调节计算输出，其输出作为全桥移相单元的移相角信号；经过脉冲宽度调制(PWM)和隔离驱动后，控制全桥移相单元中MOSFET开关管状态，从而调节输出电压。

电压电流双环控制可达到快速调整输出电压、输入电流的目的，电流内环能快速地处理负载扰动影响，使闭环响应速度加快，并有效限制输出电流纹波，电压外环使输出电压有效控制在后级逆变器所要求的电压值的范围内。

以下结合附图4-10，给出本发明的仿真设计及仿真结果，对本发明作进一步说明。质子交换膜燃料电池是一个复杂非线性系统，维持输入燃料与空气特定摩尔流量下，利用MATLAB/SIMILINK R2012a软件进行PEMFC动态性能仿真研究。仿真参数分别设置如下，单电池个数N为70，电池有效面积A为220cm²，开路电压E为1.229V，膜厚度t_m为0.0178cm，膜水合含量λ_m为14，电堆温度T_st为338K，环境压力P_amb为1atm，氢气排出压力为1.5atm，阳极比例系数k_an为6.8×10^-7mol/s/Pa，阴极比例系数k_ca为2.78×10^-6mol/s/Pa，阳极等效体积V_an为0.005m³，阴极等效体积V_ca为0.01m³，完成额定功率6KW、额定电压56V的质子交换膜燃料电池仿真。

PEMFC与后级逆变器之间的前级直流变换器主要用于将燃料电池的不稳定电压变换为逆变器所需的稳定直流电压，6KW质子交换膜燃料电池前级直流变换器具体设计要求为：输入电压为PEMFC输出电压30～70VDC，稳定输出电压为100VDC，额定功率6kW，允许过载125％，要求在额定输出电流下，长时间工作。根据本发明提供的方法分别计算前级直流变换器参数参考值。通常设置高频变压器副边的最大占空比D_sec(max)为0.85，工作频率为20kHz，输出整流二极管的通态压降V_D为1.5V，输出滤波电感上的直流压降V_Lf默认为0.5V，根据公式(26)计算副边电压最小值V_sec(min)为121.8V，然后根据公式(27)设置高频变压器匝数比为1：4，进而选定具体磁芯型号，根据公式(28-32)确定原副边匝数及导线股数；根据公式(34)计算滤波电感为133.4μH，可取200μH，输出电压峰-峰值ΔV_opp设置为输出电压的0.1％，根据公式(35)计算输出滤波电容为250.1μF，考虑到输出滤波电容的稳压效果，取值1000μF；考虑变换器在大于10％额定负载时能实现零电压开关，此时I_p取为11A，输入最高电压为70V，根据公式(19,21,22)计算C_lead与C_lag小于78.5nF，取超前桥臂并联电容C1＝C3＝60nF，滞后桥臂并联电容C2＝C4＝70nF，根据公式(23)计算串联谐振电感L_r大于2.89μH，可以取为10μH；根据公式(25)计算隔直电容C_b小于16.2μF，可以取为10μF。

在MATLAB/SIMULINK2012a仿真平台上建立质子交换膜燃料电池前级直流变换器仿真模型，如图4所示，并根据前述数据完成双闭环控制仿真实验，采用2×10^-7秒固定步长离散化仿真，在第0.1秒突加1/3负载测试直流变换器输出稳压性能。如图5为并联电容稳定电压后质子交换膜燃料电池输出电压动态特性，第0.1秒的突加负载使输出电压下降，通过双闭环PI控制作用，控制量移相角调节如图6所示，实时产生PWM脉冲控制开关管闭合，维持直流控制器输出电压稳定在目标电压。图7为直流变换器输出电压在负载扰动下的电压输出，直流变换器输出电压稳定在100V左右，第0.1秒由于负载突然变化导致输出电压波动后仍维持100V稳定。如图8为MOSFET开关管的PWM控制波形，1、3开关管为超前臂PWM信号，2、4开关管为滞后桥臂PWM信号，同一桥臂之间死区时间设置为1微秒，PWM1与PWM4(或PWM2与PWM3)之间的相位差为移相角度，通过实时调节角度数维持输出电压稳定。MOSFET开关管并联的电容与谐振电感之间形成谐振，使开关管零电压开通，完成了软开关功能，能降低开关管的开关损耗，如图9为滞后桥臂开关管Q2漏源级DS之间的电压和电流情况，可见当开关管导通瞬间，无电流通过，滞后臂较好地实现了的零电压开通。在移相PWM开关信号作用下，燃料电池的直流电压逆变为交流电压，经过高频变压器升压整流后转化为直流矩形电压，如图10所示，完成了直交直的电平变换过程，最后通过LC滤波形成直流变换器输出连续直流电压。

以上仿真结果显示，本发明所设计的质子交换膜燃料电池直流变换器能实时响应负载变化要求，通过电压电流双闭环控制，实时调节移相角大小，稳定输出电压，并且硬件参数和软件算法均能满足系统设计要求。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种质子交换膜燃料电池用前级直流变换器，其特征在于，包括：全桥移相单元、高频变压器、全桥整流单元以及输出侧滤波单元；

所述全桥移相单元包括四个开关管，每个桥臂设有两个互补导通的开关管，每一开关管反向并联一个二极管，同时并联一电容，谐振电感与隔直电容串联后耦接在其中一个桥臂与所述高频变压器之间，两个桥臂相应开关管的驱动信号之间相差一个移相角相位，通过调节移相角的大小调节输出电压；

所述高频变压器耦接在所述全桥移相单元与全桥整流单元之间，用于进行升压调节；

所述全桥整流单元，用于将输入的交流信号变换为直流信号；

所述输出侧滤波单元包括一滤波电感以及一滤波电容，所述滤波电感与滤波电容串联后耦接至所述全桥整流单元，用于对输出直流电压进行滤波后提供给后级逆变器；

其中所述开关管均在零电压开关条件下运行；

所述零电压开关条件需要超前臂零电压开关条件和滞后臂零电压开通条件满足条件，其中，

超前臂零电压开关条件为：

有足够的能量抽走即将开通的开关管Q₃的结电容C₃及截止整流管D_R2和D_R3的结电容C_DR2和C_DR3上的电荷，并给刚关断的开关管Q₁的结电容C₁充电，即：

$E_{lead}>\frac{1}{2}{C}_1{V}_{in}^2+\frac{1}{2}{C}_3{V}_{in}^2+\frac{1}{2}{C}_{DR}{V}_{in}^2$

其中，Vin为电源电压，

该能量由滤波电感L_f提供，在超前臂开通过程中，为实现超前臂的零电压导通，必须使Q₁和Q₃驱动信号的死区时间Td(lead)满足以下关系：

$T_{d\left(lead\right)}\&GreaterEqual;\frac{V_{in}\&CenterDot;(C_1+C_3)}{I_p}=\frac{2\&CenterDot;C_{lead}\&CenterDot;V_{in}}{I_p}$

上式中I_p为变压器原边电流值

同时滞后臂零电压开通的条件为：

1)串联谐振电感储能Lr大于滞后臂并联电容储能Clag与变压器原边寄生电容C_TR储能：

$\frac{1}{2}{L}_r{I}_p^2>C_{lag}\&CenterDot;V_{in}^2+\frac{1}{2}{C}_{TR}\&CenterDot;V_{in}^2$

2)在滞后臂开通时，原边电流近似不变，滞后臂的并联电容Clag满足：

$C_{lag}=\frac{C_2+C_4}{2}<\frac{T_{d\left(lag\right)}\&CenterDot;I_p}{2\&CenterDot;V_{in}}$

3)滞后臂开关的死区时间Td(lag)应小于或等于四分之一的谐振周期，即：

$T_{d\left(lag\right)}\&le;\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}\sqrt{L_r\&CenterDot;(C_2+C_4)}=\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}\sqrt{L_r\&CenterDot;2\&CenterDot;C_{lag}}.$

2.根据权利要求1所述的质子交换膜燃料电池用前级直流变换器，其特征在于，所述输出侧滤波单元进一步与所述全桥移相单元耦接，所述全桥移相单元、高频变压器、全桥整流单元以及输出侧滤波单元构成电压电流双闭环，通过电压电流双闭环以及移相脉冲宽度调制控制方式实时调节全桥移相单元的移相角，从而调节输出电压。

3.一种质子交换膜燃料电池用前级直流变换器的构建方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)分析质子交换膜燃料电池的发电动态特性，建立电化学机理模型，以确定升压需求；

(2)基于电压型全桥移相单元构建前级直流变换器的拓扑结构；

(3)确定前级直流变换器中相应元器件的参数，实现零电压开关；

(4)根据所述升压需求，通过电压电流双闭环以及移相脉冲宽度调制控制方式实时调节前级直流变换器的移相角，调节输出电压，并维持输出电压稳定；

其中所述全桥移相单元包括四个开关管，每个桥臂设有两个互补导通的开关管，每一开关管反向并联一个二极管，同时并联一电容；谐振电感与隔直电容串联后耦接在其中一个桥臂与一高频变压器之间；两个桥臂相应开关管的驱动信号之间相差一个移相角相位，通过调节移相角的大小调节输出电压；所述开关管均在零电压开关条件下运行；

所述前级直流变换器的拓扑结构中进一步包括：一高频变压器、一全桥整流单元以及一输出侧滤波单元；

所述高频变压器耦接在所述全桥移相单元与全桥整流单元之间，用于进行升压调节；

所述全桥整流单元由四个二极管组成，用于将输入的交流信号变换为直流信号；

所述输出侧滤波单元包括一滤波电感以及一滤波电容，所述滤波电感与滤波电容串联后耦接至所述全桥整流单元，用于对输出直流电压进行滤波后提供给后级逆变器；

所述零电压开关条件需要超前臂零电压开关条件和滞后臂零电压开通条件满足条件，其中，

超前臂零电压开关条件为：

有足够的能量抽走即将开通的开关管Q₃的结电容C₃及截止整流管D_R2和D_R3的结电容C_DR2和C_DR3上的电荷，并给刚关断的开关管Q₁的结电容C₁充电，即：

$E_{lead}>\frac{1}{2}{C}_1{V}_{in}^2+\frac{1}{2}{C}_3{V}_{in}^2+\frac{1}{2}{C}_{DR}{V}_{in}^2$

其中，Vin为电源电压，

该能量由滤波电感L_f提供，在超前臂开通过程中，为实现超前臂的零电压导通，必须使Q₁和Q₃驱动信号的死区时间Td(lead)满足以下关系：

$T_{d\left(lead\right)}\&GreaterEqual;\frac{V_{in}\&CenterDot;(C_1+C_3)}{I_p}=\frac{2\&CenterDot;C_{lead}\&CenterDot;V_{in}}{I_p}$

上式中I_p为变压器原边电流值

同时滞后臂零电压开通的条件为：

1)串联谐振电感储能大于滞后臂并联电容储能Clag与变压器原边寄生电容C_TR储能：

$\frac{1}{2}{L}_r{I}_p^2>C_{lag}\&CenterDot;V_{in}^2+\frac{1}{2}{C}_{TR}\&CenterDot;V_{in}^2$

2)在滞后臂开通时，原边电流近似不变，滞后臂的并联电容Clag满足：

$C_{lag}=\frac{C_2+C_4}{2}<\frac{T_{d\left(lag\right)}\&CenterDot;I_p}{2\&CenterDot;V_{in}}$

3)滞后臂开关的死区时间Td(lag)应小于或等于四分之一的谐振周期，即：

$T_{d\left(lag\right)}\&le;\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}\sqrt{L_r\&CenterDot;(C_2+C_4)}=\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}\sqrt{L_r\&CenterDot;2\&CenterDot;C_{lag}}.$

4.根据权利要求3所述的质子交换膜燃料电池用前级直流变换器的构建方法，其特征在于，步骤(1)进一步包括：通过流量平衡、能量平衡角度和电化学经验公式对质子交换膜燃料电池的流量、压力、电压和功率的动态特性进行分析，建立电化学机理模型。

5.根据权利要求4所述的质子交换膜燃料电池用前级直流变换器的构建方法，其特征在于，步骤(4)进一步包括：

(41)前级直流变换器输出目标电压与输出电压检测反馈值比较后产生电压误差信号；

(42)电压误差信号经过电压调节计算输出构成电压外环，电压外环的输出作为电流内环参考电流；

(43)参考电流与输出电流检测反馈值比较，并经过电流调节计算输出，其输出作为全桥移相单元的移相角信号；

(44)移相角信号经过移相脉冲宽度调制和隔离驱动后，控制全桥移相单元中开关管状态，从而调节输出电压。