CN109194113A

CN109194113A - 具备有源功率解耦功能的功率因数校正器及其控制方法

Info

Publication number: CN109194113A
Application number: CN201810871732.6A
Authority: CN
Inventors: 张岩; 丁恺诚; 刘进军; 张金水
Original assignee: Xian Jiaotong University
Current assignee: Xian Jiaotong University
Priority date: 2018-08-02
Filing date: 2018-08-02
Publication date: 2019-01-11
Anticipated expiration: 2038-08-02
Also published as: CN109194113B

Abstract

本发明公开了具备有源功率解耦功能的功率因数校正器及其控制方法，在现有升压型功率因数校正变换器的拓扑基础上加入缓冲电路，通过对交流侧电流波形和直流侧输出电压的直接控制，将二倍工频的功率波动自动转移到缓冲电容上，实现了校正功率因数和稳定输出电压的控制目标。有效降低了变换器对于电容器件的需求，实现将电解电容置换为薄膜电容，因此提高了变换器的功率密度，使用寿命及可靠性。同时，提出的变换器基于升压型拓扑，二极管全桥整流器直流侧电流连续，相比于基于降压型拓扑和升降压型拓扑的变换器具备交流侧高频谐波分量更低，简化滤波器设计的优势。

Description

具备有源功率解耦功能的功率因数校正器及其控制方法

技术领域

本发明属于电力技术领域，具体涉及具备有源功率解耦功能的功率因数校正器及其控制方法。

背景技术

单相交流-直流变换器作为单相交流电网和直流负载之间的接口设备，承载单相交直流电能转换的职责并为用电设备提供稳定的能量，在现代社会生活中具有广泛的应用。为了确保单相交流电网的电能质量，单相交流-直流变换器往往需要具备实现功率因数校正的能力，在保证网侧交流电流基波与交流电压同相位的同时消除交流电流的低次谐波成份。然而，单相交流-直流能量转换系统存在一个固有问题：从交流网侧注入变换器内部的瞬时功率除稳定的直流功率分量外，还包含了二倍工频的功率波动分量。二倍工频的功率波动会导致变换器直流侧的输出电压产生明显的二倍工频电压纹波，因而变换器输出侧不能直接连接负载设备。例如，对于发光二极管驱动的应用，功率波动会致使发光二极管发生肉眼可见的闪烁现象。而对于电池充电器的应用，功率波动会导致电池在充电过程中过热。

为了解决单相交流-直流系统的功率波动问题，传统的解决方案是采用无源功率解耦策略，即在交流-直流变换器的后级级联一个直流-直流变换器形成两级结构，前级校正功率因数，后级稳定输出电压，两级独立控制。此外，为了抑制前后级连接处的二倍工频电压纹波，需要在该位置并联一个具有很大容值的电容器，而往往这种情况下只能够选择电解电容。大容值的电解电容器通常体积较大，一定程度上限制了变换器系统的功率密度。此外，电解电容的寿命相较于其他类型的电容器较短，因而又限制了变换器的使用期限，同时对系统的可靠性产生不可忽视的负面影响。

为克服无源功率解耦方案的不足，有源功率解耦方案近些年得到广泛关注。其实施办法是在原有变换器的基础上加入缓冲电路，利用缓冲电路内部的储能器件吸收功率波动，保证交流侧校正功率因数的同时直流侧稳定输出电压，有效避免了电解电容的使用。(现有文献Yao Sun,Yonglu Liu,Mei Su,Wenjing Xiong and Jian Yang,“Review ofActive Power Decoupling Topologies in Single-Phase Systems”.IEEE transactionson power electronics,vol.31,no.7,pp:4778-4794,July 2016)现阶段可提供有源功率解耦功能的功率因数校正变换器多为降压型变换器，其特点是二极管全桥整流器的直流侧电流不连续，一方面使得交流测的滤波器设计变得复杂困难，另一方面导致交流侧电流开关次谐波含量较高，对交流侧电能质量产生一定程度的负面影响。

发明内容

本发明的目的在于提供具备有源功率解耦功能的功率因数校正器及其控制方法，采用有源功率解耦方案避免了电解电容的使用，同时基于升压型拓扑二极管全桥整流器直流侧电流连续的特性有效降低了交流侧电流谐波含量，简化了交流侧滤波器的设计。

为达到上述目的，本发明所述具备有源功率解耦功能的功率因数校正器，包括全桥整流器，全桥整流器交流输入侧与电源v_ac连接，全桥整流器的直流输出侧正极连接电感器L的输入端，负极作为直流侧的公共地电位；电感器L的输出端与二极管D_a的阳极以及MOSFET功率管Q_a的漏极连接；二极管D_a的阴极与缓冲电容器C_f的正极以及MOSFET功率管Q_b的漏极连接，MOSFET功率管Q_b的源极与输出电容器C_o的正极连接，输出电容器C_o的负极连接公共地电位；输出电容器C_o与负载电阻R并联，缓冲电容器C_f的负极连接MOSFET功率管Q_a的源极以及二极管D_b的阳极；二极管D_b的阴极连接直流侧的公共地电位。

进一步的，电感感值L满足：其中：V_ac,RMS为交流电压有效值，K_I为电感电流纹波系数，f_s为开关频率，P_o为额定输出功率。

进一步的，输出电容器的容值C_o满足：其中，P_o为变换器的额定输出功率，fs为MOSFET的开关频率，V_o为变换器的额定输出电压。

进一步的，缓冲电容器的容值C_f满足：其中：P_o为额定输出功率，K_F为缓冲电压纹波系数，ω_line为工频角频率，为缓冲电容电压平均值。

一种具备有源功率解耦功能的功率因数校正器的控制方法，采样获取缓冲电容电压v_f，缓冲电容电压v_f的直流分量与缓冲电容平均电压指令V_FAVG ^*做差，得到误差信号，误差信号放大后作为电感电流峰值指令；采样二极管全桥整流器直流侧电压信号，获取包含交流侧相位信息的相位信息信号|sin(ωt)|，将该信号通过低位限幅器；将电流峰值指令与经过限幅处理的相位信息信号|sin(ωt)|相乘生成实时的电感电流指令信号i_L ^*，电感电流指令信号i_L ^*与采样得到的电感电流i_L做差，差值经电流环控制器G_CI放大作为耦合控制信号u_A’；

同时，输出电压指令V_o ^*与采样得到的输出电压v_o做差，差值经电压环控制器G_CV放大作为耦合控制信号u_B’；利用u_A’，u_B’及采样获得的i_L，v_rec，v_o和v_f以及解耦计算表达式获得占空比信号d_a，d_b；然后将d_a，d_b调制生成开关信号sw_a，sw_b，实现对于MOSFET功率管Q_a和Q_b的控制。

进一步的，解耦计算表达式为：

式中，u_A’为电流环控制器G_CI的输出信号，u_B’为电压环控制器G_CV的输出信号，i_L为电感电流，v_o为输出电压瞬时值，v_f为缓冲电容电压，v_rec为整流桥直流侧电压，d_a为MOSFET功率管Q_a的占空比，d_b为MOSFET功率管Q_b的占空比。

进一步的，电流环控制器G_CI为P控制器，其中，τ_i为电流环时间常数，L为电感的感值。

进一步的，电压环控制器G_CV为PI控制器，其中式中，K_PV为电压环控制器的比例项系数，K_IV为电压环控制器的积分项系数，C_o为输出电容的容值，R为负载电阻的阻值，τ_v为电压环的时间常数。

与现有技术相比，本发明至少具有以下有益的技术效果，本发明有源功率解耦非隔离型单级升压型功率因数校正变换器，在传统升压型功率因数矫正变换器的拓扑基础上加入功率MOSFET、二极管和电容，利用新加入的MOSFET功率管及二极管创造出额外的控制自由度，并利用缓冲电路中的缓冲电容吸收变换器交流侧注入的二倍工频功率波动，在实现交流侧功率因数校正功能的同时保证直流侧电压无二倍工频电压纹波，避免了电解电容的使用。实现将电解电容置换为薄膜电容，有助于提高功率密度，提高变换器使用寿命，提高系统可靠性。

此外，本发明基于升压型变换器拓扑，二极管全桥整流器直流侧电流连续，相比于基于降压型拓扑和升降压型拓扑的变换器具备交流侧高频谐波分量更低，有效降低了交流侧的电流开关次谐波含量，简化了交流侧滤波器的设计。

控制方法为根据变换器建模结果在控制环节中引入对功率级电路耦合部分的解耦运算，实现对交流侧电流波形及直流侧输出电压的直接控制，同时，依据功率守恒关系，瞬时注入变换器内部的波动功率会自发转移到缓冲电容上，避免了复杂的缓冲电容电压的指令生成与追踪，控制方法简单且可靠。

附图说明

图1为本发明的电路拓扑图；

图2a为本发明变换器在模态一情况下电路拓扑图；

图2b为本发明变换器在模态二情况下电路拓扑图；

图2c为本发明变换器在模态三情况下电路拓扑图；

图2d为本发明变换器在模态四情况下电路拓扑图；

图3a为本发明变换器所采用的控制方法的框图；

图3b为等效的独立电感电流闭环反馈控制图；

图3c为等效的输出电压闭环反馈控制图；

图4a为变换器交流侧电压电流波形；

图4b为变换器二极管全桥整流器直流侧电压电流波形；

图4c为变换器缓冲电容电压波形；

图4d为变换器输出电压波形。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

本发明的关键思想是在原有功率因数校正变换器的拓扑基础上加入功率MOSFET、二极管和电容元件，通过对变换器的建模与控制将功率波动转移到缓冲电容上，实现交流侧校正功率因数以及直流侧稳定输出电压。

如图1所示，一种可以实现有源功率解耦的非隔离型单级升压型功率因数校正变换器的电路拓扑，包含输入端电源v_ac、一组二极管全桥整流器，两个MOSFET功率管Q_a和Q_b，两个二极管D_a和D_b，缓冲电容C_f，输出电容C_o，一个电感器L以及负载电阻R。其中MOSFET功率管Q_a，二极管D_a和缓冲电容C_f组成缓冲电路。缓冲电容C_f用于吸收波动功率；输出电容C_o用于稳定输出电压；L为PFC电感，其电流连续且波形被控制为整流正弦波形；两功率器件Q_a，Q_b分开控制以实现控制目标。

输入端电源v_ac连接二极管全桥整流器交流输入侧，二极管全桥整流器直流输出侧正极连接电感器L的输入端，负极作为直流侧的公共地电位；电感器L的输出端与二极管D_a的阳极以及MOSFET功率管Q_a的漏极连接在一起；缓冲电容C_f的正极连接二极管D_a的阴极，负极连接MOSFET功率管Q_a的源极；二极管D_b的阳极连接MOSFET功率管Q_a的源极，阴极连接直流侧的公共地电位；MOSFET功率管Q_b的漏极连接二极管D_a的阴极，源极作为输出电压的正极；负载电阻R与输出电容C_o并联，且正极连接MOSFET功率管Q_b的源极，负极连接直流侧的公共地电位。

其中，缓冲电容C_f和输出电容Co均为薄膜电容。

变换器正常工作时，要求缓冲电容C_f的电压恒大于输出电容C_o的电压。根据MOSFET功率管Q_a和MOSFET功率管Q_b的状态不同，变换器共存在四种模态，如图2a至图2d所示。

记MOSFET功率管Q_a导通，MOSFET功率管Q_b关断的等效电路为变换器模态一；此时二极管D_a被反向偏置无法导通，二极管D_b由于电感器L续流而导通；电感器L充电，输出电容C_o通过负载电阻放电，如图2a所示。

记MOSFET功率管Q_a关断，MOSFET功率管Q_b关断的等效电路为变换器模态二；此时二极管D_a和二极管D_b由于续流而导通；电感器L放电，缓冲电容C_f充电，输出电容C_o放电，如图2b所示。

记MOSFET功率管Q_a导通，MOSFET功率管Q_b导通的等效电路为变换器模态三；此时二极管D_a和二极管D_b均被反向偏置无法导通；电感器L充电，缓冲电容C_f放电，输出电容C_o充电，如图2c所示。

记MOSFET功率管Q_a关断，MOSFET功率管Q_b导通的等效电路为模态四；此时二极管D_a由于续流导通，二极管D_b被反向偏置无法导通；电感器L放电，输出电容C_o充电，如图2d所示。根据以上分析可以建立变换器的平均模型：

本发明提供变换器的器件参数设计。L为电感的感值，C_o为输出电容的容值，C_f为缓冲电容的容值，i_L为电感电流，v_o为输出电压，v_f为缓冲电容电压，d_a为MOSFET功率管Q_a的占空比，d_b为MOSFET功率管Q_b的占空比，R为负载电阻的阻值，v_rec为整流桥直流侧电压。

关于半导体器件的参数设计，Q_a，D_a反向电压大于缓冲电容峰值电压；Q_b，D_b反向电压大于缓冲电容峰值电压减去输出电压的值。

关于电感L的参数设计，注意到一个开关周期上电感电流的纹波Δi_L大小满足：

上式中，d_a为MOSFET功率管Q_a的占空比，T_s为MOSFET功率管的开关周期，v_rec为整流桥直流侧电压，L为电感的感值，f_s为MOSFET功率管的开关频率，其中，MOSFET功率管Qa和MOSFET功率管Qb的开关周期和开关频率相同。

记电感电流纹波系数K_I为：

上式中，i_L为电感电流，Δi_L为电感电流纹波。

式(2)和式(3)联立得到电感取值L满足：

其中：V_ac,RMS为交流电压有效值，K_I为电感电流纹波系数，f_s为MOSFET功率管的开关频率，P_o为变换器的额定输出功率。

关于输出电容C_o取值，注意到一个开关周期上电容电压的纹波ΔV₀大小满足：

上式中，d_b为MOSFET功率管Q_b的占空比，T_s为MOSFET功率管的开关周期，v_o为输出电容电压，R为负载电阻的阻值，C_o为输出电容的容值，f_s为MOSFET功率管的开关频率。

记输出电容电压纹波系数K_V为：

式(5)和式(6)联立得到输出电容C_o取值满足：

其中：P_o为变换器的额定输出功率，fs为MOSFET的开关频率，V_o为变换器的额定输出电压。

关于缓冲电容C_f取值，注意到一个二倍工频周期上电容电压的纹波Δv_f大小满足：

上式中，ω_line为交流电压的工频角频率，为缓冲电容电压平均值。

记缓冲电容电压纹波系数K_F为：

式(8)和式(9)联立得到缓冲电容C_f取值满足：

其中：P_o为变换器的额定输出功率，K_F为缓冲电压纹波系数，ω_line为工频角频率，为缓冲电容电压平均值。

本发明还提供了该变换器的控制方法，如图3a所示。具体推导步骤如下：

本发明的控制方法包含对交流侧输入电流和直流侧输出电压的直接控制。根据能量守恒定律，如果变换器交流侧的电流波形和直流侧输出电压得到有效控制，则剩余的能量会被自发转移到缓冲电容上。基于这一思想首先对变换器的模型进行简化：

其次，观察到变换器被控对象i_L，v_o与控制变量d_a，d_b之间的耦合，重新整理变换器模型：

其中u_A，u_B满足

(12)为功率因数校正器的等效解耦模型，其中u_A用于实现对i_L的控制，u_B实现对于v_o的控制。

因此，为了实现解耦的控制效果，在控制环节引入针对功率级电路耦合部分的解耦计算：

u_A’为电流环控制器GCI的输出信号，u_B’为电压环控制器GCV的输出信号，i_L为电感电流，v_o为输出电压瞬时值，v_f为缓冲电容电压，v_rec为整流桥直流侧电压，d_a为MOSFET功率管Q_a的占空比，d_b为MOSFET功率管Q_b的占空比。

由此建立起变换器的控制框图，如图3a所示。

缓冲电容电压v_f经过滤波器仅保留直流分量与缓冲电容平均电压指令V_FAVG ^*做差，误差信号经平均缓冲电压控制器G_CF放大作为电感电流峰值指令。采样二极管全桥整流器直流侧电压信号获取包含交流侧相位信息的信号|sin(ωt)|，将该信号通过低位限幅器以确保任意时刻都有足够的电感电流向输出电容充电，实现稳定输出电压的要求。将电感电流峰值指令与相位信息信号|sin(ωt)|相乘生成实时的电感电流指令信号i_L ^*，与采样得到的电感电流i_L做差，误差信号经控制器G_CI放大作为耦合控制信号u_A’。同时，输出电压指令V_o ^*与采样得到的输出电压v_o做差，误差信号经控制器G_CV放大作为耦合控制信号u_B’。将u_A’，u_B’及采样获得的i_L，v_rec，v_o，v_f带入(14)的解耦计算获得占空比信号d_a和d_b。将占空比信号d_a和占空比信号d_b调制生成开关信号sw_a，sw_b实现对于MOSFET功率管Q_a和MOSFET功率管Q_b的控制。其中，输出电压指令V_o ^*由数字控制器DSP给定。

通过引入解耦计算，等效地获得了独立的电感电流闭环反馈控制及输出电压闭环反馈控制，如图3b和图3c所示。选择电流环控制器G_CI为P控制器，设计参数：

其中τ_i为电流环时间常数。电感电流指令到电感电流实际值的传递函数为：

选择电压环控制器G_CV为PI控制器：

设计参数：

其中τ_v为电流环时间常数。输出电压指令到输出电压实际值的传递函数为：

其中，L为电感的感值，τ_i为电流环的时间常数，K_PV为电压环控制器的比例项系数，K_IV为电压环控制器的积分项系数，C_o为输出电容的容值，R为负载电阻的阻值，τ_v为电压环的时间常数。

通过对交流侧电流波形和直流侧输出电压的直接控制，将二倍工频的功率波动自动转移到缓冲电容上，实现了校正功率因数和稳定输出电压的控制目标。有效降低了变换器对于电容器件的需求，实现将电解电容置换为薄膜电容，因此提高了变换器的功率密度，使用寿命及可靠性。

为验证上述变换器的理论分析，本发明给出了一个设计实例。

变换器参数如下：V_ac,RMS＝220V,f_line＝50Hz,P_o＝200W,V_o＝400V,V_F,AVG＝440V,f_s＝25kHz,L＝2.5mH,C_f＝50uF,C_o＝100uF,R＝800Ω。其中，f_line为工频频率。

图4a给出采用本发明提出的变换器交流侧的电压和电流波形。可以看到，交流侧电压电流波形同相位，实现了功率因数校正的功能。

图4b给出变换器二极管全桥整流器直流侧的电压电流波形。可以看到，整流桥直流侧电流连续，且与整流电压保持同相位变化。

图4c给出变换器缓冲电容电压波形。可以看到，缓冲电容电压平均值与其指令值440V一致，且缓冲电容电压成功吸收了二倍工频的功率波动，呈现出对应频率的电压纹波。

图4d给出变换器输出电压波形。可以看到，输出电压为稳定的直流量，基本不含有二倍工频的波动，且输出电压与其指令值400V一致。

最后，需要说明的是，上述实施例仅用以说明本发明的技术方案，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明思想和范围的前提下，可在上述说明的基础上进行其他不同形式的变化和改进，这些变化和改进应仍处于本发明创造的保护范围之中。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。

Claims

1.具备有源功率解耦功能的功率因数校正器，其特征在于，包括全桥整流器，全桥整流器交流输入侧与电源v_ac连接，直流输出侧正极连接电感器L的输入端，负极作为直流侧的公共地电位；电感器L的输出端与二极管D_a的阳极以及MOSFET功率管Q_a的漏极连接；二极管D_a的阴极与缓冲电容器C_f的正极以及MOSFET功率管Q_b的漏极连接，MOSFET功率管Q_b的源极与输出电容C_o的正极连接，输出电容C_o的负极连接公共地电位；输出电容器C_o与负载电阻R并联，缓冲电容C_f的负极连接MOSFET功率管Q_a的源极以及二极管D_b的阳极；二极管D_b的阴极连接直流侧的公共地电位。

2.根据权利要求1所述的具备有源功率解耦功能的功率因数校正器，其特征在于，电感器的感值L满足：其中：V_ac,RMS为交流电压有效值，K_I为电感电流纹波系数，f_s为MOSFET功率管的开关频率，P_o为额定输出功率。

3.根据权利要求1所述的具备有源功率解耦功能的功率因数校正器，其特征在于，输出电容器的容值C_o满足：其中，P_o为变换器的额定输出功率，f_s为MOSFETMOSFET功率管的开关频率，V_o为变换器的额定输出电压。

4.根据权利要求1所述的具备有源功率解耦功能的功率因数校正器，其特征在于，缓冲电容器的容值C_f取值满足：其中：P_o为额定输出功率，K_F为缓冲电压纹波系数，ω_line为工频角频率，为缓冲电容电压平均值。

5.一种权利要求1所述的具备有源功率解耦功能的功率因数校正器的控制方法，其特征在于，采样获取缓冲电容电压v_f，缓冲电容电压v_f的直流分量与缓冲电容平均电压指令V_FAVG ^*做差，得到误差信号；误差信号放大后作为电感电流峰值指令；采样二极管全桥整流器直流侧电压信号，获取包含交流侧相位信息的相位信息信号|sin(ωt)|，将该信号通过低位限幅器；将电流峰值指令与经过限幅处理的相位信息信号|sin(ωt)|相乘生成实时的电感电流指令信号i_L ^*，电感电流指令信号i_L ^*与采样得到的电感电流i_L做差，差值经电流环控制器G_CI放大作为耦合控制信号u_A’；

同时，输出电压指令V_o ^*与采样得到的输出电压v_o做差，差值经电压环控制器G_CV放大作为耦合控制信号u_B’；

利用u_A’，u_B’及采样获得的i_L，v_rec，v_o和v_f以及解耦计算表达式获得占空比信号d_a，d_b；然后将d_a，d_b调制生成开关信号sw_a，sw_b，实现对MOSFET功率管Q_a和Q_b的控制。

6.根据权利要求5所述的具备有源功率解耦功能的功率因数校正器的控制方法，其特征在于，解耦计算表达式为：

上式中，u_A’为电流环控制器G_CI的输出信号，u_B’为电压环控制器G_CV的输出信号，i_L为电感电流，v_o为输出电压瞬时值，v_f为缓冲电容电压，v_rec为整流桥直流侧电压，d_a为MOSFET功率管Q_a的占空比，d_b为MOSFET功率管Q_b的占空比。

7.根据权利要求5所述的具备有源功率解耦功能的功率因数校正器的控制方法，其特征在于，电流环控制器G_CI为P控制器，其中，τ_i为电流环时间常数，L为电感器的感值。

8.根据权利要求5所述的具备有源功率解耦功能的功率因数校正器的控制方法，其特征在于，电压环控制器G_CV为PI控制器，其中式中，K_PV为电压环控制器的比例项系数，K_IV为电压环控制器的积分项系数，C_o为输出电容器的容值，R为负载电阻的阻值，τ_v为电压环的时间常数。