CN205666756U - 一种基于隔离型全桥升压变换器电路结构的电能传输装置 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种基于隔离型全桥升压变换器电路结构的电能传输装置，包括：燃料电池，其能够输出低压直流电；升压变换器，其电联所述燃料电池，输出高压直流电；逆变器，其输入所述高压直流电，输出稳定交流电；滤波器，其用于滤除高次谐波；其中，在所述升压变换器的输入电感设置反激式绕组，其输出端与所述升压变换器输出端相连，形成回路，用于释放所述输入电感中的能量。本实用新型具有输出电压稳定及充电时间短等特点。

Description

一种基于隔离型全桥升压变换器电路结构的电能传输装置

技术领域

本实用新型涉及固体燃料电池发电系统，具体涉及一种基于隔离型全桥升压变换器电路结构的电能传输装置。

背景技术

常规单级逆变结构无法满足固体氧化物燃料电池发电系统的逆变要求，固体氧化物燃料电池发电系统需要两级逆变，前级DC/DC变换器将低压直流电升成稳定的直流母线电压，后级逆变器将前级的电压逆变为可供负载使用的稳定交流电。目前DC/DC升压变换器的拓扑结构主要有Boost、单端正激变换器、单端反激电路、全桥电路。全桥电路适合高电压中功率的场合，其通常应用在燃料电池发电系统前级DC/DC升压变换器中。固体氧化物燃料电池还没有批量的应用在家庭独立供电中，是因为固体氧化物燃料电池逆变器供电稳定性和安全性还有待提高，限制了固体氧化物燃料电池的应用。

现有的DC/DC升压变换电路中，由于燃料电池电堆输出电压的不稳定性，采用普通的变换器会出现充电过程电压震动严重的问题，影响燃料电池的正常工作，这样也会严重降低DC/DC升压变换器的输出电压的稳定性。此外，在两级逆变之间会产生谐波，由于变换器直接与燃料电池相连，会导致电源负载需求量增加。

实用新型内容

基于以上现有技术中存在的问题，本实用新型设计开发了一种基于隔离型全桥升压变换器电路结构的电能传输装置，目的是通过对升压变换器的电路改进，保证电感无法释放的能量通过其得到释放，进而解决了升压变化电路中输出电压不稳定、充电过程中电压震动严重的问题。

本实用新型提供的技术方案为：

一种基于隔离型全桥升压变换器电路结构的电能传输装置，包括：

燃料电池，其能够输出低压直流电；

升压变换器，其电联所述燃料电池，输出高压直流电；

逆变器，其输入所述高压直流电，输出稳定交流电；

滤波器，其用于滤除高次谐波；

其中，在所述升压变换器的输入电感设置反激式绕组，其输出端与所述升压变换器输出端相连，形成回路，用于释放所述输入电感中的能量。

优选的是，所述燃料电池为固体氧化燃料电池。

优选的是，所述升压变换器副边采用全桥整流。

优选的是，所述升压变换器和所述逆变器之间还设置一级滤波电路，用于滤除低频大电流纹波电流。

优选的是，所述电能传输装置在所述滤波器后设置了附加滤波器，其用于保证输出波形的稳定性。

优选的是，所述电能传输装置将电能输送给负载。

本实用新型与现有技术相比较所具有的有益效果：

1、本实用新型所述的固体氧化物燃料电池发电系统逆变结构中，前级变换器采用改进隔离型全桥升压变换器的电路结构，在完成隔离型全桥变换器升压过程中加快启动速度，避免电压振荡严重、充电时间长的问题；

2、本实用新型所述的在变换器和逆变器之间加了一级滤波电路，滤除低频大电流纹波电流，用大电容滤除低频交流分量，提高直流母线电压稳定性。

附图说明

图1为电能传输装置的系统构造图。

图2为升压变换器及反激式绕组的电路原理图。

图3为升压变换器处于Buck工作模式下的时序图。

图4为升压变换器处于Boost工作模式下的时序图。

图5为一级滤波电路的电路原理图。

图6为逆变器的电路原理图。

图7为附加滤波器的电路原理图。

具体实施方式

下面结合附图对本实用新型做进一步的详细说明，以令本领域技术人员参照说明书文字能够据以实施。

如图1所示，本实用新型提供一种基于隔离型全桥升压变换器电路结构的电能传输装置，包括依次连接的燃料电池110、升压变换器120、逆变器130、滤波器140以及负载150；其中，燃料电池110能够输出低压直流电，升压变换器120电联燃料电池110，输出高压直流电，逆变器130输入高压直流电，输出稳定交流电，滤波器140用于滤除高次谐波，在升压变换器120的输入电感设置反激式绕组200，其输出端与升压变换器120输出端相连，形成回路，用于释放所述输入电感中的能量，电能传输装置将电能输送给负载150；在本实施例中，燃料电池的电堆输出低压直流电，采用隔离型全桥升压变换电路，提高直流母线电压供给后级逆变器，后级逆变器接收到稳定的高压直流电后经滤波器滤除高次谐波的干扰，电路结构简单，体型较小，便于电网无法覆盖以及应急时的电源供应。

在另一种实施例中，如图2所示，隔离型升压变换器120电路的基础上在输入电感上增加了一个反激式绕组200，反激式绕组200输出端与隔离型全桥升压变换器的输出端相连，这样就形成回路，将电感无法释放的能量通过其得到释放，传递给负载；在一个开关周期内，电感能量达到平衡，当四只开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄同时工作时，考虑电感存储的电压，稳态时根据电感电流线性变化及电感电流连续性原理可得，式中，U_i为电源电压，i_Lmax为流经电感最大电流，i_Lmin为流经电感最小电流，L为电感值，T_on为功率开关管导通时间；Q₁、Q₄或者Q₂、Q₃关断时，电感释放能量，电感L中的电流线性减小，式中，U_i为电源电压，U₀为输出电压，n_T为升压变压器匝数比，i_Lmax为流经电感最大电流，i_Lmin为流经电感最小电流，T_off为功率开关管截止时间,通过公式和得到电感电流连续时的电压传输比，式中，U_i为电源电压，U₀为输出电压，i_Lmax为流经电感最大电流，i_Lmin为流经电感最小电流，L为电感值，T_on为功率开关管导通时间，T_off为功率开关管截止时间，n_T为升压变压器匝数比。电感临界连续电流式中，D为单管占空比系数，T为工作周期，L为电感值，U_i为电源电压；D＝0.75时，得到最大临界电流连续的一般表达式，式中，I_Gmax为最大临界连续电流，D为单管占空比系数，n_T为升压变压器匝数比，U_i为电源电压，U₀为输出电压。电感平均电流式中，I_Gmax为最大临界连续电流，D为单管占空比系数，n_T为升压变压器匝数比，U_i为电源电压，U₀为输出电压，经整理得到电感电流断续的电压传输比式中U_i为电源电压，U₀为输出电压，D为单管占空比系数，n_T为升压变压器匝数比。本实用新型的最小电流为电感的临界连续电流。功率开关管工作期间输入电流的变化式中，U_i为电源电压，L为电感值，D为单管占空比系数，T为工作周期，功率开关管Q₁、Q₄或者Q₂、Q₃工作时，功率开关管关断期间输入电流的变化式中，D为单管占空比系数，n_T为升压变压器匝数比，U_i为电源电压，U₀为输出电压，T为工作周期，L为电感值，经整理可得输入电流的纹波式中，T为工作周期，D为单管占空比系数，L为电感值，U_i为电源电压。在不考虑变压器漏感时，功率开关管所承受的电压应力为变压器原边电压，n_T为升压变压器匝数比，U₀为输出电压。当有一对功率开关管关断时，输入电流全部经另一对功率开关管，此时，功率开关管电流应力最大，变换器的效率为U₀为输出电压，I₀为输出平均电流，P_loss为整个变压器的损耗。输入平均电流η为变换器效率，U_i为电源电压，P₀为变压器损耗。功率开关管Q₁、Q₄或者Q₂、Q₃其中一组工作时得到最大电流应力式中，I_Lmax为电感最大流经电流，I_omin为电感临界连续电流，I_L为输入平均电流，Δi为功率开关管开通期间输入电流的变化。变压器副边采用全桥整流，整流器二极管最大的电流应力，式中，I_Qp为功率开关管的电流应力，n_T为升压变压器匝数比。

在另一种实施例中，如图3、图4所示，升压变换器120软启动两种模式下的时序图，当占空比0＜D＜0.5，DC/DC变换器处于Buck工作模式。此时反激式绕组工作，在2on阶段，Q₁、Q₄或者Q₂、Q₃导通，能量经过变压器T传递给负载，在4off阶段，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄同时关断，电感上未能得到释放的能量通过反激式绕组输出至输出端。占空比为0.5＜D＜1，处于Boost工作模式，此时，反激式绕组不工作，在4on阶段，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄状态相同时，桥臂短路，电感充电，在2off阶段，Q₁、Q₄或者Q₂、Q₃导通，电源、电感经变压器T为负载供电。在处于Buck工作模式2on间隔时，得到输出电压公式式中，i_Lmax为流经输入电感最大电流，i_Lmin为流经电感最小电流，T_on为功率开关管导通时间，L为电感值。4off间隔，反激绕组电流线性下降，得到输出电压公式为式中，i_Lfmin为流经反激式绕组最小电流，i_Lfmax为流经反激式绕组最大电流，T_off为功率开关管截止时间，L_f反激式绕组电感值。若Q₁-Q₄关断瞬间，输入电感上的电流等于反激式绕组电流折算值时，Δi_on＝n_FΔi_off，若n_F＝n_T，得到V₀＝2Dn_FV_i，式中，n_F为反激式绕组匝数比，V_i为输入电压，D为单管占空比系数，V₀为输出电压。功率开关管承受的电压V_CE＝(1+2D)V_i，式中，V_i为输入电压，D为单管占空比系数。当变换器处于Boost工作模式2off间隔，Q₁、Q₄或者Q₂、Q₃工作。此时，输出电压式中，D为单管占空比系数，n_T为升压变压器匝数比，U_i为电源电压，四只功率开关管承受的电压应力式中，D为单管占空比系数，U_i为电源电压。同时，输出的直流电压偏差信号经PI环节再由PWM进行调制，得到占空比控制功率开关工作。

在完成将燃料电池电堆输出的低压直流电升成稳定的直流母线电压后，对输出电压进行控制，工作过程采用PI滞后补偿控制电压反馈控制函数G₀(s),隔离型全桥变换器控制系统的开环传递函数，

$G_0\left(s\right)=\frac{G_c\left(s\right)G_{Vd}\left(s\right)}{V_m}=\frac{(k_P+\frac{k_i}{s})}{V_m}\·\frac{(1-D)V_{dcN}+\[1-\frac{sL}{{(1-D)}^{2}R}\]}{\[{\mathrm{LCs}}^2+\frac{L}{R}s+{(1-D)}^2\]}$

式中，D为单管占空比系数，L为电感值，C为输出电容，R为负载等效电阻，V_m为PWM调制器的锯齿波幅值，k_p、k_i为PI补偿环节参数，V_dcN为直流母线电压，s为拉普拉斯算子。

在另一种实施例中，逆变器130工作过程采用恒定开关滞环双闭环控制，保持逆变器开关频率恒定时，h＝k₁-k₂u₀ ²，其中，式中，k₁、k₂为常数，u₀为交流输出电压，U_d为逆变器直流侧输入电压，F为固定开关频率，L为电感值。通过对逆变器输出电压进行采样，滞环电流控制的环宽h以恒定开关频率，实时比较逆变器的输出电压和参考电压信号，偏差信号经过电压比例积分控制器，进而可知电流内环参考信号。比较参考信号和滤波电感电流，滞环比较器接收到电流误差信号，给逆变器提供脉冲信号。

逆变器输出传递函数式中，u_AB为逆变器桥臂间的输出电压，u₀为交流输出电压，r为综合各种阻尼因素的等效电阻，L为电感值，C为输出电容，Z为负载电阻，s为拉普拉斯算子。逆变器输出电压式中，r为综合各种阻尼因素的等效电阻，L为电感值，C为输出电容，q为电流内环比例环节，k_pv为电流外环比例环节系数，k_iv为电流外环积分环节系数，s为拉普拉斯算子，u_ref为电压给定信号，i₀为流经负载电流，参数电容C、电感L确定后，可化简为，u₀＝G(s)×u_ref-Z(s)×i₀；逆变器电源的电压增益，r为综合各种阻尼因素的等效电阻，L为电感值，C为输出电容，q为电流内环比例环节，k_pv为电流外环比例环节系数，k_iv为电流外环积分环节系数，s为拉普拉斯算子。等效输出阻抗，式中，r为综合各种阻尼因素的等效电阻，L为电感值，C为输出电容，q为电流内环比例环节，k_pv为电流外环比例环节系数，k_iv为电流外环积分环节系数，s为拉普拉斯算子。逆变器的输出电压u₀＝0时，滞环宽度h为最大值，式中，U_d为逆变器直流侧输入电压，F为固定开关频率，L为电感值，逆变器的输出电压u₀＝U₀时，滞环宽度h为最小值，所以，h的变化量式中，U_d为逆变器直流侧输入电压，u₀为交流输出电压，F为固定开关频率，L为电感值，较传统的滞环控制，改进型的变环宽的滞环控制技术可以克服开关频率的缺点。

在另一种实施例中，如图5所示，在升压变换器120和逆变器130之间还设置一级滤波电路，用于滤除低频大电流纹波电流，用大电容滤除低频交流分量。

在另一种实施例中，如图6所示，固体氧化物燃料电池后级逆变器的电路原理图，前级隔离型全桥DC/DC变换器将SOFC的低压大电流、不稳定的直流电压进行升压，后级采用单相全桥逆变器将前级输出的稳定直流电逆变为交流电为负载供电，其直流侧的电压利用率高于半桥式逆变器，采用低开关频率。其全控型开关器件S₁、S₄和S₂、S₃分别采用统一的开关信号，S₁(S₄)和S₂(S₃)驱动信号相位相差180°，当S₁、S₄工作时，S₂、S₃停止，当S₁、S₄停止时，S₂、S₃开始工作。四个开关管按照一定的规律进行开、断。T为2π、输出电压V_AB的频率ω＝2πf。当0≤ωt≤π时，S₁、S₄导通，S₂、S₃停止。V_AB＝+V_D，式中，V_D为整流二极管导通压降。在π≤ωt＜2π时，反之，V_AB＝-V_D；V_AB(ωt)＝-V_AB(ωt+π)＝-V_AB(-ωt)，式中，T为开关周期，f为开关频率，ω₀为角频率，V_AB为输出电压，V_AB(ωt)的基波幅值基波有效值n次谐波幅值式中V_D为整流二极管导通压降，V_1m为V_AB的基波幅值。

在另一种实施例中，单相全桥逆变器电路的输出电压波形同时含有高次谐波和低次谐波，为了保证输出波形的稳定性，本实用新型额外增加了附加滤波器300；如图7所示，滤波器的电路原理图，图中L_f1、L_f2和L_f3为普通的电感，CMR-L_f为共模抑制电感，C_f3和C_f4的作用为对输出电压差模干扰的控制，能够有效减少谐波的干扰，提高用电的可靠性，减少设备损坏。

尽管本实用新型的实施方案已公开如上，但其并不仅仅限于说明书和实施方式中所列运用，它完全可以被适用于各种适合本实用新型的领域，对于熟悉本领域的人员而言，可容易地实现另外的修改，因此在不背离权利要求及等同范围所限定的一般概念下，本实用新型并不限于特定的细节和这里示出与描述的图例。

Claims (6)

1.一种基于隔离型全桥升压变换器电路结构的电能传输装置，其特征在于，包括：

燃料电池，其能够输出低压直流电；

升压变换器，其电联所述燃料电池，输出高压直流电；

逆变器，其输入所述高压直流电，输出稳定交流电；

滤波器，其用于滤除高次谐波；

其中，在所述升压变换器的输入电感设置反激式绕组，其输出端与所述升压变换器输出端相连，形成回路，用于释放所述输入电感中的能量。

2.如权利要求1所述的基于隔离型全桥升压变换器电路结构的电能传输装置，其特征在于，所述燃料电池为固体氧化燃料电池。

3.如权利要求1所述的基于隔离型全桥升压变换器电路结构的电能传输装置，其特征在于，所述升压变换器副边采用全桥整流。

4.如权利要求2所述的基于隔离型全桥升压变换器电路结构的电能传输装置，其特征在于，所述升压变换器和所述逆变器之间还设置一级滤波电路，用于滤除低频大电流纹波电流。

5.如权利要求4所述的基于隔离型全桥升压变换器电路结构的电能传输装置，其特征在于，所述电能传输装置在所述滤波器后设置了附加滤波器，其用于保证输出波形的稳定性。

6.如权利要求4或5所述的基于隔离型全桥升压变换器电路结构的电能传输装置，其特征在于，所述电能传输装置将电能输送给负载。