CN108512452B - 一种直流微电网并网变换器电流的控制系统及控制方法 - Google Patents

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CN108512452B CN201810213686.0A CN201810213686A CN108512452B CN 108512452 B CN108512452 B CN 108512452B CN 201810213686 A CN201810213686 A CN 201810213686A CN 108512452 B CN108512452 B CN 108512452B
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Abstract

本发明公开了一种直流微电网并网变换器电流的控制系统以及控制控制方法，利用直流母线电压的变化预估并网变换器功率，根据直流母线电压的变化量计算出电感电流稳态值，建立直流母线电压和电感电流之间的线性控制关系，预测出指令电流，该控制策略提高了并网变换器的电流控制精度，加快了响应速度，提升了并网变换器网侧电流的动、静态性能，减小了系统参数变化对电网测电流的影响，增强了直流微电网的鲁棒性，直流微电网并网变换器电流的控制策略及装置包含双向变换器拓扑电路和其控制装置，解决了现有技术中存在的直流微电网中并网变换器的控制不能实现功率的双向流动且存在线路阻抗的问题。

Description

一种直流微电网并网变换器电流的控制系统及控制方法
技术领域
本发明属于新能源发电及电能变换技术领域，具体涉及一种直流微电网并网变换器电流的控制系统，本发明还涉及直流微电网并网变换器电流的控制方法。
背景技术
近年，随着化石能源的减少、地球环境的破坏、以及电能需求的不断增大，可再生能源得到广泛应用。直流微电网作为未来智能配电网的重要组成部分，可更高效可靠地接纳风、光等分布式可再生能源发电系统、储能单元、电动汽车等，并需通过并网逆变器接入配电网。直流微电网中的并网变换器在实现电能变换的同时，也能够实现功率的双向流动，作为直流微电网与配电网的接口需实现其高效、可靠的控制。
直流微电网并网变换器电路拓扑一般包括：全桥电路、半桥电路、模块化多电平拓扑、正激反激变换器、AC/DC矩阵变换器。其运行模式分为并网运行和孤岛运行。因此，作为直流微电网与大电网接口的并网变换器要能够实现并网控制和孤岛控制。其中并网控制分为电流型控制和电压型控制两种。目前，电流型控制常用的方法有：比例积分控制、滞环电流控制、重复控制、比例谐振控制。滞环控制通过实时比较电流实际值和电流参考值，来产生开关信号，具有良好的动态性能，但开关频率不固定将造成电流谐波放大。基于内膜原理的重复控制优点在于能够精确地跟踪并网电流，同时能够很好的抑制电压电流中所含有的周期性谐波信号，但重复控制动态性能相对较差。比例积分控制需要多次的坐标变换，增加了控制算法的复杂度，而比例谐振控制在静止坐标系下就能够实现电压电流信号的无静差跟踪，大大简化了控制算法的复杂度。电压型控制通过脉冲宽度调制技术控制逆变器的电流。传统的电压型并网变换器的控制有：PI控制、比例谐振控制、滞环控制、无差拍电流预测控制、PQ下垂控制等。通常电压型控制采用双闭环恒压控制，直流母线电压作为外环，内环为电流环，电流环的输入为电压环的输出。此双闭环控制变换器的输出电流，达到能量传输的目的，但恒压控制只能实现对直流母线电压的控制，不能实现对传输功率的控制。为此，有文献提出下垂控制及优化后的改进下垂控制，能够实现在无互联通信情况下多变换器的功率合理分配。下垂控制根据微网类型的不同控制变量也不尽相同，直流微网中下垂控制以有功功率和电压为变量的P-V下垂控制，交流微网中下垂控制以有功功率和频率、无功功率和电压为变量的P-f和Q-V下垂控制。另外，有专家提出分层控制策略来实现不同容量电源之间功率的比例分配。分层控制中第一层控制为下垂控制，由于下垂控制为有差控制，为了弥补下垂控制导致的电压差引入第二层控制，第二层控制的原理是将直流母线电压与其参考值比较后经PI控制器叠加到下垂控制的参考电压上，使母线电压能够恢复到参考值。模型电流预测控制方法能使三相并网逆变器具有良好的静、动态特性和鲁棒性，控制简单，易于实现的动，但此方法需要精确的系统模型。
发明内容
本发明的目的是提供一种直流微电网并网变换器电流的控制系统，解决了现有技术中存在的直流微电网中并网变换器的控制不能实现功率的双向流动且存在线路阻抗的问题。
本发明的另一目的是提供一种直流微电网并网变换器电流的控制方法。
本发明所采用的第一技术方案是，一种直流微电网并网变换器电流的控制系统，包括双向变换器拓扑电路和控制电路组成。
本发明第一技术方案的特点还在于，
双向变换器拓扑电路具体结构为：包括单相变换器，单相变换器的直流侧依次连接有限流电感LS和直流母线DC BUS，限流电感LS和直流母线DC BUS之间还连接有稳压电容CO的一端，稳压电容CO的另一端与单相变换器的另一直流侧连接，单相变换器的交流侧依次连接有滤波电感LS和滤波电容CS，滤波电容CS的两端还并联有交流源，滤波电容CS和交流源同时还与所述控制电路连接。
单相变换器具体结构为：包括由4个IGBT管S1+、S1-、S2+和S2-搭建而成的单相全桥，限流电感LS与单相全桥的直流侧对应连接，滤波电感LS与单相全桥的交流侧对应连接。
控制电路具体结构为：包括电流变化量计算模块，电流变化量计算模块的输入端分别为稳态电流IL-ss和指令电流IL(n)，电流变化量计算模块的输出端依次连接有增益函数传递模块、比较判断模块、PWM脉冲信号发生器，其中，增益函数传递模块和比较判断模块之间还设置有整流模式占空比计算模块，增益函数传递模块的另一输出端与比较判断模块之间还设置有逆变模式占空比计算模块，电流变化量计算模块与双向变换器拓扑电路之间还设置有滤波电感电流反馈模块。
电流变化量计算模块是将输入的稳态电流IL-ss和指令电流IL(n)进行比较计算。
本发明所采用的第二技术方案是，一种直流微电网并网变换器电流的控制系统的控制方法，基于直流微电网并网变换器电流的控制系统，具体按照以下步骤实施：
步骤1、利用直流母线电压的变化预估并网变换器功率，根据直流母线电压的变化量计算出电感电流稳态值；
步骤2、建立直流母线电压和电感电流之间的线性控制关系，预测出指令电流。
本发明第二技术方案的特点还在于，
步骤1具体为：
步骤1.1、当检测到电压发生变化时，直流母线电容会产生相应的电容电流iC：
Figure BDA0001597958560000041
其中，Cdc为直流母线电容，udc为直流母线电压，t为时间，n为采样时刻；
步骤1.2、根据电容电流iC计算稳态电感电流值：
IL-ss＝IL(n-1)+Cdc·fline·[udc(n)-udc(n-1)] (2)
其中，fline为基波频率，IL(n-1)为n-1时刻稳态电感电流，IL-ss为稳态电感电流。
步骤2具体为：
步骤2.1、建立直流母线电压和电感电流的线性关系，得到稳态直流母线电压值：
udc-ss＝Urated+k·IL-ss (3)
其中，udc-ss为稳态直流母线电压，Urated为额定直流母线电压，k为斜率；
步骤2.2、为了能将直流母线电压和电感电流调整到稳态值，需要计算电感电流指令值：
Figure BDA0001597958560000051
其中，IL(n)为n时刻指令电流；
当直流母线电压udc发生变化时，会有对应的IL与之相匹配，如果直流母线电压udc高于其有效值，电感电流指令值IL(n)为正，单相变换器工作在逆变状态，将直流侧功率送入电网；如果直流母线电压udc低于其额定值，IL(n)为负，单相变换器工作在整流状态，由电网补偿直流侧功率缺额；
当单相变换器工作在整流模式时，在实际电感电流iL的正半周期内，IGBT管S1-和IGBT管S2-开通为电感充电，当IGBT管S1-关断时，电流流过IGBT管S1+的续流二极管和IGBT管S2-，将功率送入直流侧；在电感电流iL的负半周期内，IGBT管S1+和IGBT管S2+开通为电感充电，当IGBT管S1+关断时，电流流过IGBT管S1-的续流二极管和IGBT管S2+，实现功率从交流侧到直流侧的传输，根据电感原件流过的电流iL与其两端电压uL的关系：
Figure BDA0001597958560000052
推导出一个开关周期内电感电流的变化量，在电感充电的时间段内，电流变化量与电压的关系为：
Figure BDA0001597958560000053
其中，Ls为电感值，us为电网电压，d为变换器占空比，Ts为开关周期，ΔiL1为充电期间电感电流变化量；
在电感放电的时间段内，电感电流变化与电压的关系为：
Figure BDA0001597958560000061
其中，ΔiL2为放电期间电感电流变化量，udc为直流母线电压；
整个开关周期电感电流的变为电感充电时间段和放电时间段内电流变化之和，即
Figure BDA0001597958560000062
其中，ΔiL-inv为整流模式下一个开关周期内电感电流变化量；
对(9)进行推导，得
Figure BDA0001597958560000063
如同分析整流状态一样，逆变模式下开关的占空比为：
Figure BDA0001597958560000064
其中，ΔiL-g为逆变模式下一个开关周期内电感电流变化量；
通过式(10)、(11)看出，要想实现对单相变换器(4)的控制，先要得到ΔiL，即ΔiL-inv、ΔiL-g，其中，ΔiL由两部分构成，第一部分为：
ΔI(n+1)＝IL-ss-IL(n) (12)
其中，ΔI(n+1)为电感电流稳态值与其指令值之差；
式(12)能够使n时刻电感电流指令值追踪上稳态时刻电感电流值；
第二部分为：
ΔiLb＝IL(n)-iLb(n) (13)
其中，ΔiLb为电感电流指令值与反馈电流值之差，iLb(n)反馈电流值；
式(13)使电流反馈值能够追踪上n时刻的电感电流值；
根据式(12)、(13)得到：
ΔiL(n+1)＝ΔI(n+1)+ΔiLb (14)
上述公式中IL(IL(n-1)、IL-ss、IL(n))为电感电流有效值，通过以上的分析，当直流母线电压发生变化时，根据电容电荷守恒，就能够预测出电感电流指令值和稳态值，指令电流使得电感电流从上一时刻的稳态达到新的稳态，另外，根据直流母线电压与电感电流的下垂关系，直流母线电压也将达到新的稳态。
本发明的有益效果是，利用直流母线电压的变化预估并网变换器功率，根据直流母线电压的变化量计算出电感电流稳态值，建立直流母线电压和电感电流之间的线性控制关系，预测出指令电流。该控制策略提高了并网变换器的电流控制精度，加快了响应速度，提升了并网变换器网侧电流的动、静态性能，减小了系统参数变化对电网测电流的影响，增强了直流微电网的鲁棒性。
附图说明
图1是本发明一种直流微电网并网变换器电流的控制系统结构示意图图；
图2是本发明一种直流微电网并网变换器电流的控制系统中单相变换器结构示意图；
图3是本发明一种直流微电网并网变换器电流的控制系统中直流母线电压和电感电流的下垂控制曲线图；
图4是本发明一种直流微电网并网变换器电流的控制系统中直流母线电压和电感电流的下垂控制框图；
图5是本发明一种直流微电网并网变换器电流的控制系统中PWM信号控制框图；
图6是本发明一种直流微电网并网变换器电流的控制策略流程图。
图中，1.直流母线DC BUS，2.限流电感LS，3.稳压电容CO，4.单相变换器，5.滤波电感LS，6.直流母线DC BUS，7.交流源，8.PWM脉冲信号发生器，9.比较判断模块，10.逆变模式占空比计算模块，11.整流模式占空比计算模块，12.增益函数传递模块，13.滤波电感电流反馈模块，14.电流变化量计算模块。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
本发明一种直流微电网并网变换器电流的控制系统，如图1所示，包括双向变换器拓扑电路和控制电路组成，其中，双向变换器拓扑电路具体结构为：包括单相变换器4，单相变换器4的直流侧依次连接有限流电感LS 2和直流母线DC BUS 1，限流电感LS 2和直流母线DC BUS 1之间还连接有稳压电容CO 3的一端，稳压电容CO 3的另一端与单相变换器4的另一直流侧连接，单相变换器4的交流侧依次连接有滤波电感LS 5和滤波电容CS 6，滤波电容CS6的两端还并联有交流源7，滤波电容CS 6和交流源7同时还与所述控制电路连接；
如图2所示，单相变换器4具体结构为：包括由4个IGBT管S1+、S1-、S2+和S2-搭建而成的单相全桥，限流电感LS 2与单相全桥的直流侧对应连接，滤波电感LS 5与单相全桥的交流侧对应连接；
如图1所示，控制电路具体结构为：包括电流变化量计算模块14，电流变化量计算模块14的输入端分别为稳态电流IL-ss和指令电流IL(n)，电流变化量计算模块14的输出端依次连接有增益函数传递模块12、比较判断模块9、PWM脉冲信号发生器8，其中，增益函数传递模块12和比较判断模块9之间还设置有整流模式占空比计算模块11，增益函数传递模块12的另一输出端与比较判断模块9之间还设置有逆变模式占空比计算模块10，电流变化量计算模块14与双向变换器拓扑电路之间还设置有滤波电感电流反馈模块13；
电流变化量计算模块14是将输入的稳态电流IL-ss和指令电流IL(n)进行比较计算；
反馈电流经过滤波电感电流反馈模块13后与指令电流IL(n)比较，指令电流IL(n)再与稳态电流IL-ss比较，两次比较的结果相加经过增益函数传递模块12放大，所得结果分两路输出，一路与整流模式占空比计算模块11计算所得的结果相比较，另一路与逆变模式占空比计算模块10所得的结果相比较，两个比较的结果经过比较判断模块9后，进入PWM脉冲信号发生器8，所得的脉冲信号用于控制单相变换器4，将直流侧电流换算到交流侧，建立直流母线电压和电感电流的下垂控制曲线图如图3，其中，k＝(Umax-Urated)/Imax，为udc-IL控制策略的斜率，图4为其控制框图，图5为PWM信号控制框图，图6为直流微电网并网变换器电流控制策略流程图。
其中，直流母线DC BUS是为单向变换器提供稳定的直流电压；
稳压电容CO主要是用于稳定直流母线电压，同时滤掉部分电压谐波，为单相变换器提供一个高质量的直流电压；
限流电感LS主要是为了限制开关管通断过程中的电流变化，使电流不至于变化太大；
单相变换器是为了实现功率的双向变换。当直流侧功率过剩，母线电压升高时，单向变换器会将多余的功率逆变至交流侧；相反，直流侧功率不足时，单相变换器会将交流侧电网功率整流至直流侧。此单相变换器实现了交直流的能量互济；
滤波电感、滤波电容是为了实现滤除单向变换器输出电流中所含的高频纹波，为电网提供一个高质量的电流波形；
交流源是用来模拟交流电网，其作用是用来吞吐功率，实现交直流能量互济。
直流微电网并网变换器电流的控制系统的控制方法，具体按照以下步骤实施：
步骤1、利用直流母线电压的变化预估并网变换器功率，根据直流母线电压的变化量计算出电感电流稳态值，具体为：
步骤1.1、当检测到电压发生变化时，直流母线电容会产生相应的电容电流iC：
Figure BDA0001597958560000101
其中，Cdc为直流母线电容，udc为直流母线电压，t为时间，n为采样时刻；
步骤1.2、根据电容电流iC计算稳态电感电流值：
IL-ss＝IL(n-1)+Cdc·fline·[udc(n)-udc(n-1)] (2)
其中，fline为基波频率，IL(n-1)为n-1时刻稳态电感电流，IL-ss为稳态电感电流；
步骤2、建立直流母线电压和电感电流之间的线性控制关系，预测出指令电流，具体为：
步骤2.1、建立直流母线电压和电感电流的线性关系，得到稳态直流母线电压值：
udc-ss＝Urated+k·IL-ss (3)
其中，udc-ss为稳态直流母线电压，Urated为额定直流母线电压，k为斜率；
步骤2.2、为了能将直流母线电压和电感电流调整到稳态值，需要计算电感电流指令值：
Figure BDA0001597958560000111
其中，IL(n)为n时刻指令电流；
当直流母线电压udc发生变化时，会有对应的IL与之相匹配，如果直流母线电压udc高于其有效值，电感电流指令值IL(n)为正，单相变换器4工作在逆变状态，将直流侧功率送入电网；如果直流母线电压udc低于其额定值，IL(n)为负，单相变换器4工作在整流状态，由电网补偿直流侧功率缺额；
当单相变换器4工作在整流模式时，在实际电感电流iL的正半周期内，IGBT管S1-和IGBT管S2-开通为电感充电，当IGBT管S1-关断时，电流流过IGBT管S1+的续流二极管和IGBT管S2-，将功率送入直流侧；在电感电流iL的负半周期内，IGBT管S1+和IGBT管S2+开通为电感充电，当IGBT管S1+关断时，电流流过IGBT管S1-的续流二极管和IGBT管S2+，实现功率从交流侧到直流侧的传输，根据电感原件流过的电流iL与其两端电压uL的关系：
Figure BDA0001597958560000112
推导出一个开关周期内电感电流的变化量，在电感充电的时间段内，电流变化量与电压的关系为：
Figure BDA0001597958560000113
其中，Ls为电感值，us为电网电压，d为变换器占空比，Ts为开关周期，ΔiL1为充电期间电感电流变化量；
在电感放电的时间段内，电感电流变化与电压的关系为：
Figure BDA0001597958560000121
其中，ΔiL2为放电期间电感电流变化量，udc为直流母线电压；
整个开关周期电感电流的变为电感充电时间段和放电时间段内电流变化之和，即
Figure BDA0001597958560000122
其中，ΔiL-inv为整流模式下一个开关周期内电感电流变化量；
对(9)进行推导，得
Figure BDA0001597958560000123
如同分析整流状态一样，逆变模式下开关的占空比为：
Figure BDA0001597958560000124
其中，ΔiL-g为逆变模式下一个开关周期内电感电流变化量；
通过式(10)、(11)看出，要想实现对单相变换器(4)的控制，先要得到ΔiL，即ΔiL-inv、ΔiL-g，其中，ΔiL由两部分构成，第一部分为：
ΔI(n+1)＝IL-ss-IL(n) (12)
其中，ΔI(n+1)为电感电流稳态值与其指令值之差；
式(12)能够使n时刻电感电流指令值追踪上稳态时刻电感电流值；
第二部分为：
ΔiLb＝IL(n)-iLb(n) (13)
其中，ΔiLb为电感电流指令值与反馈电流值之差，iLb(n)反馈电流值；
式(13)使电流反馈值能够追踪上n时刻的电感电流值；
根据式(12)、(13)得到：
ΔiL(n+1)＝ΔI(n+1)+ΔiLb (14)
上述公式中IL(IL(n-1)、IL-ss、IL(n))为电感电流有效值，通过以上的分析，当直流母线电压发生变化时，根据电容电荷守恒，就能够预测出电感电流指令值和稳态值，指令电流使得电感电流从上一时刻的稳态达到新的稳态，另外，根据直流母线电压与电感电流的下垂关系，直流母线电压也将达到新的稳态。
附图6所示，并网变换器udc-IL策略的控制算法流程图，延时环节时间为0.2s。系统在启动过程中首先对直流母线电容进行预充电，避免直流母线存在接地故障，对系统的破坏，同时防止启动过程产生过大的冲击电流。
根据所述直流微电网中单相并网变换器的直流母线电压线性控制方案，当负荷发生变化导致直流母线电压偏离线性运行点时，通过直流母线电压线性调节方案在不引起电流扰动的同时预估电感电流指令值，从而减少网侧电流纹波。该方案可以实现直流微电网与交流电网之间的功率双向控制，并且能够将直流母线电压调节在一个允许的范围内。本专利所述控制策略动态响应快，电流控制精度高，开关模式良好，控制电路简单，提高了网测电流的动、静态性能，同时增大了网测电流对系统的参数的可调性，增强了系统的鲁棒性。
双向变换器电路直流侧引入限流电感，有效的抑制了变换电路开关状态变换下直流侧电流的突变。控制策略利用直流微电网中直流母线电压的变化随负荷变化而变化的关系，推导出母线电压变化量与并网变换器电感电流之间的表达式，通过预测算法计算出与母线电压变化相对应的电感电流值，并通过直流母线电压水平，来判断并网变换器工作在整流或者逆变模式，实现直流微电网与大电网的能量互济，保持二者的功率时刻处于平衡状态。

Claims (2)

1.一种直流微电网并网变换器电流的控制系统，其特征在于，包括双向变换器拓扑电路和控制电路组成，所述控制电路具体结构为：包括电流变化量计算模块(14)，电流变化量计算模块(14)的输入端分别为稳态电流IL-ss和指令电流IL(n)，电流变化量计算模块(14)的输出端依次连接有增益函数传递模块(12)、比较判断模块(9)、PWM脉冲信号发生器(8)，其中，增益函数传递模块(12)和比较判断模块(9)之间还设置有整流模式占空比计算模块(11)，增益函数传递模块(12)的另一输出端与比较判断模块(9)之间还设置有逆变模式占空比计算模块(10)，所述电流变化量计算模块(14)与所述双向变换器拓扑电路之间还设置有滤波电感电流反馈模块(13)，所述电流变化量计算模块(14)是将输入的稳态电流IL-ss和指令电流IL(n)进行比较计算，所述双向变换器拓扑电路具体结构为：包括单相变换器(4)，单相变换器(4)的直流侧依次连接有限流电感LS(2)和直流母线DC BUS(1)，限流电感LS(2)和直流母线DC BUS(1)之间还连接有稳压电容CO(3)的一端，稳压电容CO(3)的另一端与单相变换器(4)的另一直流侧连接，单相变换器(4)的交流侧依次连接有滤波电感LS(5)和滤波电容CS(6)，滤波电容CS(6)的两端还并联有交流源(7)，滤波电容CS(6)和交流源(7)同时还与所述控制电路连接，所述单相变换器(4)具体结构为：包括由4个IGBT管S1+、S1-、S2+和S2-搭建而成的单相全桥，所述限流电感LS(2)与单相全桥的直流侧对应连接，所述滤波电感LS(5)与单相全桥的交流侧对应连接。
2.一种直流微电网并网变换器电流的控制系统的控制方法，其特征在于，基于权利要求1所述的直流微电网并网变换器电流的控制系统，具体按照以下步骤实施：
步骤1、利用直流母线电压的变化预估并网变换器功率，根据直流母线电压的变化量计算出电感电流稳态值；
步骤2、建立直流母线电压和电感电流之间的线性控制关系，预测出指令电流；
所述步骤1具体为：
步骤1.1、当检测到电压发生变化时，直流母线电容会产生相应的电容电流iC：
Figure FDA0002484431450000021
其中，Cdc为直流母线电容，udc为直流母线电压，t为时间，n为采样时刻；
步骤1.2、根据电容电流iC计算稳态电感电流值：
IL-ss＝IL(n-1)+Cdc·fline·[udc(n)-udc(n-1)] (2)
其中，fline为基波频率，IL(n-1)为n-1时刻电感指令电流，IL-ss为稳态电感电流；
所述步骤2具体为：
步骤2.1、建立直流母线电压和电感电流的线性关系，得到稳态直流母线电压值：
udc-ss＝Urated+k·IL-ss (3)
其中，udc-ss为稳态直流母线电压，Urated为额定直流母线电压，k为斜率；
步骤2.2、为了能将直流母线电压和电感电流调整到稳态值，需要计算电感电流指令值：
Figure FDA0002484431450000022
其中，IL(n)为n时刻指令电流；
当直流母线电压udc发生变化时，会有对应的IL与之相匹配，如果直流母线电压udc高于其有效值，电感电流指令值IL(n)为正，单相变换器(4)工作在逆变状态，将直流侧功率送入电网；如果直流母线电压udc低于其额定值，IL(n)为负，单相变换器(4)工作在整流状态，由电网补偿直流侧功率缺额；
当单相变换器(4)工作在整流模式时，在实际电感电流iL的正半周期内，IGBT管S1-和IGBT管S2-开通为电感充电，当IGBT管S1-关断时，电流流过IGBT管S1+的续流二极管和IGBT管S2-，将功率送入直流侧；在电感电流iL的负半周期内，IGBT管S1+和IGBT管S2+开通为电感充电，当IGBT管S1+关断时，电流流过IGBT管S1-的续流二极管和IGBT管S2+，实现功率从交流侧到直流侧的传输，根据电感原件流过的电流iL与其两端电压uL的关系：
Figure FDA0002484431450000031
推导出一个开关周期内电感电流的变化量，在电感充电的时间段内，电流变化量与电压的关系为：
Figure FDA0002484431450000032
其中，Ls为电感值，us为电网电压，d为变换器占空比，Ts为开关周期，ΔiL1为充电期间电感电流变化量；
在电感放电的时间段内，电感电流变化与电压的关系为：
Figure FDA0002484431450000033
其中，ΔiL2为放电期间电感电流变化量，udc为直流母线电压；
整个开关周期电感电流的变为电感充电时间段和放电时间段内电流变化之和，即
Figure FDA0002484431450000041
其中，ΔiL-inv为整流模式下一个开关周期内电感电流变化量；
对(9)进行推导，得
Figure FDA0002484431450000042
如同分析整流状态一样，逆变模式下开关的占空比为：
Figure FDA0002484431450000043
其中，ΔiL-g为逆变模式下一个开关周期内电感电流变化量；
通过式(10)、(11)看出，要想实现对单相变换器(4)的控制，先要得到ΔiL，即ΔiL-inv、ΔiL-g，其中，ΔiL由两部分构成，第一部分为：
ΔI(n+1)＝IL-ss-IL(n) (12)
其中，ΔI(n+1)为电感电流稳态值与其指令值之差；
式(12)能够使n时刻电感电流指令值追踪上稳态时刻电感电流值；
第二部分为：
ΔiLb＝IL(n)-iLb(n) (13)
其中，ΔiLb为电感电流指令值与反馈电流值之差，iLb(n)反馈电流值；
式(13)使电流反馈值能够追踪上n时刻的电感电流值；
根据式(12)、(13)得到：
ΔiL(n+1)＝ΔI(n+1)+ΔiLb (14)
上述公式中IL(n-1)、IL-ss、IL(n)为电感电流值，当直流母线电压发生变化时，根据电容电荷守恒预测出电感电流指令值和稳态值，指令电流使电感电流从上一时刻的稳态达到新的稳态，根据直流母线电压与电感电流的下垂关系，直流母线电压达到新的稳态。
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