CN102013681A - 一种三相太阳能逆变输出波形动态补偿控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种三相太阳能逆变输出波形动态补偿控制方法，包括以下步骤：1)DSP对三相太阳能逆变输出电压电流信号进行三相矢量控制；2)DSP计算电流瞬间变化监控值，判断该瞬间变化监控值是否超过阈值，若为是，执行步骤3)，若为否，执行步骤4)；3)DSP对每相一个周期内每个离散点的自学习补偿量和当前补偿偏差量全部清零，执行步骤5)；4)DSP对每相计算当前电流输出与理想正弦波的偏差，根据该偏差设定补偿偏差量，执行步骤5)；5)DSP计算每相的下一个周期自学习补偿量；6)DSP将步骤5)计算所得的每项的下一个周期自学习补偿量加到各自的SPWM波的脉宽上。与现有技术相比，本发明具有简单、高效等优点。

Description

一种三相太阳能逆变输出波形动态补偿控制方法

技术领域

本发明涉及一种三相太阳能输出波形控制方法，尤其是涉及一种三相太阳能逆变输出波形动态补偿控制方法。

背景技术

在太阳能发电系统中，太阳能电池阵列产生的直流电经过逆变器转换为交流电，输出给用户的交流电的质量是衡量逆变器性能的一个重要指标。然而由于系统设计中存在的参数不匹配或一些非线性现象，如电路中电阻、电容和电感参数的偏差和功率管的开关死区等，使得输出波形有较大的谐波；另一方面由于非线性负载及动态上载和去载等的影响，也会使得输出波形发生严重畸变。高品质的输出是太阳能发电系统并入大电网的必要条件，同时高品质的输出对于离网运行的太阳能发电系统是有效保障各类用电设备正常可靠运行的关键因素。因此，随着太阳能发电的推广和应用，逆变输出波形控制技术愈发重要。

随着高速数字信号处理器(DSP)的迅速发展和应用，当今的太阳能逆变系统控制大部分采用数字控制方法，硬件设计简单，调试方便，可靠性高，能克服模拟控制存在的分散性大、温度漂移及器件老化等问题。由于DSP具有超强的数据处理能力和快的响应速度，配合高性能的模数转换器，DSP能瞬时读取太阳能逆变输出值，采用先进的控制策略，可以对负载动态变化产生的谐波进行动态补偿，使得逆变器输出高品质的波形。

对于三相输出太阳能系统，如果使用三个独立的全桥单相逆变器，会增加功率开关管如IGBT的数目，成本升高，同时采取三个控制系统，计算量大，难以控制三相平衡。采用三相半桥拓扑的逆变器，减少了功率开关管的数目，降低了成本，但三相输出相互影响，加大了控制算法的难度。本发明主要针对后一种逆变器设计了新的控制方法。

目前，实现三相太阳能逆变输出的波形控制技术有：(1)比例积分控制(PI控制)。三相输出信号经调理电路送入DSP数模转换单元，将转换结果存于DSP中，经Clarke和Park变换后，生成电流dq分量，得到输出电流的反馈信号，再与给定dq分量进行比较，其偏差信号经PI控制器，得到脉冲控制量。单单使用PI控制的方法能有较好的动态性能，但是输出波形的稳态性能较差。(2)对三相分别使用重复控制方法。利用控制系统的内模原理，设计一个重复控制器，使得系统能跟踪输出误差，用一个周期信号保持器消除周期参考信号或者扰动引起的周期跟踪误差。重复控制能保证输出波形，但由于重复控制得到的控制指令不是立即输出给系统，而是滞后一个参考周期信号才输出，使得干扰出现后的一个参考周期内，系统对干扰不产生任何调节作用，因此重复控制系统的动态响应速度非常慢。(3)对三相分别使用PI控制和重复控制相结合的方法。对每一相输出信号经调理电路、AD转换后的结果存入DSP中，得到单相输出的反馈信号，将此反馈信息与给定正弦表的相应数据进行比较，其偏差信号根据PI控制算法得到脉冲控制量；同时对每相实施重复控制方法，将控制输出量叠加在PI控制器的输出上，保证每相输出波形的稳态性能和动态性能。后两种方法对每相单独控制，难以控制三相的平衡，在PI控制和重复控制相结合的方法中，由于重复控制输出量总是叠加在PI控制输出上，当负载发生较大的扰动时，如上载和去载过程中，电压会总体抬高或降低，输出正负不对称，在隔离变压中引起较大的直流分量，会导致直流偏磁现象，严重影响变压器的运行。

发明内容

本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种简单、高效、易于实现的三相太阳能逆变输出波形动态补偿控制方法。

本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：

一种三相太阳能逆变输出波形动态补偿控制方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

1)三相太阳能逆变输出电压电流信号经信号调理电路处理后输入到DSP中，DSP采用模糊PI控制方法对其进行三相矢量控制、计算调制比、计算三相SPWM波的脉宽；

2)DSP计算电流瞬间变化监控值，判断该值是否超过阈值，若为是，执行步骤3)，若为否，执行步骤4)；

3)DSP对每相一个周期内每个离散点的自学习补偿量和当前补偿偏差量全部清零，执行步骤5)；

4)DSP对每相计算当前电流输出与理想正弦波的偏差，根据该偏差设定补偿偏差量，执行步骤5)；

5)DSP计算每相的下一个周期自学习补偿量；

6)DSP将步骤5)计算所得的每项的下一个周期自学习补偿量加到各自的SPWM波的脉宽上，得到最终的SPWM波的脉宽，并输出三相SPWM波。

所述的步骤1)中的DSP采用模糊PI控制方法对其进行三相矢量控制、计算调制比、计算三相SPWM波的脉冲宽度过程如下：

a.DSP获得三相电压电流值；

b.对三相信号进行Clarke变换，将三个标量的控制通过空间矢量变换方法转换为一个矢量的控制；

c.进行Park变换，实现解耦控制得到d-q轴分量值u_d，i_d和u_q，i_q；

d.利用u_d、u_q和太阳能直流端最大功率追踪控制器得到的功率值，计算出电流信号给定值

和

e.i_d和i_q分别与给定和

值进行比较，其差值作为模糊PI调节器的输入：

$e_d\left(t\right)=i_d^{*}-i_d\left(t\right)$

$e_q\left(t\right)=i_q^{*}-i_q\left(t\right)$

f.设定模糊PI调节器参数，当e_d(t)值大时，比例因子K_pd和积分因子K_id取大值；当e_d(t)值小时，K_pd和K_id取小值；

g.计算模糊PI调节器输出：

i′_d(t)＝i′_d(t-1)+K_pd(e_d(t)-e_d(t-1))+K_ide_d(t)

i′_q(t)＝i′_q(t-1)+K_pq(e_q(t)-e_q(t-1))+K_iqe_q(t)

h.计算调制比：

$M=\sqrt{i_d^{\′}{\left(t\right)}^2+i_q^{\′}{\left(t\right)}^2}$

i.利用对称规则采样法计算三相双极性SPWM波的翻转时间：

$\mathrm{CMPR}1=\frac{T_c}{2}[1+M\sin \left(\frac{2\mathrm{\πk}}{N}\right)]$

$\mathrm{CMPR}2=\frac{T_c}{2}[1+M\sin (\frac{2\mathrm{\πk}}{N}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})]$

$\mathrm{CMPR}3=\frac{T_c}{2}[1+M\sin (\frac{2\mathrm{\πk}}{N}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})]$ (k＝0，1，2，…，N-1)

其中T_c表示载波周期，N为载波比。

所述的步骤2)中的DSP计算电流瞬间变化监控值如下：

e′_M，k(t)＝|M_k(t)-M_k-1(t)|

e″_M，k(t)＝|M_k(t)-M_k(t-1)|

其中M_k(t)表示第t个周期内第k个离散点由矢量闭环控制系统得到的调制比值。

所述的步骤4)中的DSP对每相计算当前电压输出与理想正弦波的偏差，根据该偏差设定补偿偏差量步骤如下：

设δ_CMPR，k(t)初始值为零，对每相计算当前电流输出与理想正弦波的偏差：

$e_k\left(t\right)=i_k^{*}\left(t\right)-i_k\left(t\right)$

设定自学习补偿值e_CMPR，k(t)：

对|e_k(t)|进行分段处理，在同一段内e_CMPR，k(t)值保持不变；如果|e_k(t)|为大值，则e_CMPR，k(t)取大值，如果|e_k(t)|为小值，则e_CMPR，k(t)取小值；区间阈值的大小根据系统参数决定。

所述的DSP计算每相的下一个周期自学习补偿量δ_CMPR，k(t+1)如下：

δ_CMPR，k(t+1)＝δ_CMPR，k(t)+e_CMPR，k(t+n)

其中n为本发明控制系统取得最大增益，即取得最小总谐波失真THD时的时延值。

与现有技术相比，本发明具有低成本的优点，主要利用电压信号进行跟踪控制，而且输出动态性能和稳态性能较当前已有方法皆有大幅度提高，对非线性负载也能跟踪输出误差，计算量小，大部分运算是比较和加减法运算，适合DSP实现，虽然增加了存储空间，但对当前DSP芯片内部的FLASH空间容量来说是很小的一部分，因此本发明具有简单、高效、易于实现等特性。

附图说明

图1为本发明的三相矢量闭环控制示意图；

图2为本发明的逆变输出波形控制示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。

实施例

在太阳能发电系统中，太阳能电池阵列输出的直流电经升压后送入逆变器的输入端，由三相逆变器经隔离变压器输出电能，可以并网将电能送入电网，也可以直接输给各类负载，构成离网式太阳能发电系统。

如图1、图2所示，一种三相太阳能逆变输出波形动态补偿控制方法，对三相输出进行矢量控制，采用模糊PI控制方法保证系统的动态性能和平衡输出；同时对每相采用自学习控制方法，跟踪每相输出误差；采取智能策略，在判断系统发生较大的变化时，将自学习控制输出切断清零，保证输出波形正负对称，消除隔离变压器的直流偏磁现象。具体步骤如下：

a.采用三相太阳能逆变输出电压电流信号，经调理电路和AD转换送入DSP，得到三相电压电流值；

b.对三相信号进行Clarke变换，将三个标量的控制通过空间矢量变换方法转换为一个矢量的控制；

c.进行Park变换，实现解耦控制得到电压电流d-q轴分量值u_d，i_d和i_q，i_q；

d.利用u_d和u_q和太阳能直流端最大功率跟踪控制器得到的功率值，计算出电流信号给定值和

e.i_d和i_q分别与给定

和

值进行比较，其差值作为增量式模糊PI调节器的输入：

$e_d\left(t\right)=i_d^{*}-i_d\left(t\right)$

$e_q\left(t\right)=i_q^{*}-i_q\left(t\right)$

f.设定模糊PI调节器参数，当e_d(t)值较大时，系统存在较大动态变化，d分量模糊PI调节器比例因子K_pd和积分因子K_id取大值；当e_d(t)值较小时，K_pd和K_id取小一点的值；

i′_d(t)＝i′_d(t-1)+K_pd(e_d(t)-e_d(t-1))+K_ide_d(t)

i′_q(t)＝i′_q(t-1)+K_pq(e_q(t)-e_q(t-1))+K_iqe_q(t)

h.计算调制比：

$M=\sqrt{i_d^{\′}{\left(t\right)}^2+i_d^{\′}{\left(t\right)}^2}$

i.利用对称规则采样法计算三相双极性SPWM波的翻转时间：

$\mathrm{CMPR}1=\frac{T_c}{2}[1+M\sin \left(\frac{2\mathrm{\πk}}{N}\right)]$

$\mathrm{CMPR}2=\frac{T_c}{2}[1+M\sin (\frac{2\mathrm{\πk}}{N}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})]$

$\mathrm{CMPR}3=\frac{T_c}{2}[1+M\sin (\frac{2\mathrm{\πk}}{N}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})]$ (k＝0，1，2，…，N-1)

其中T_c表示载波周期，N为载波比；

g.计算电流瞬间变化监控值：

e′_M，k(t)＝|M_k(t)-M_k-1(t)|

e″_M，k(t)＝|M_k(t)-M_k(t-1)|

其中M_k(t)表示第t个周期内第k个离散点由矢量闭环控制系统得到的调制比值；

k.如果e′_M，k(t)或e″_M，k(t)超过设定阈值，则认为系统有大的变化，执行步骤k，否则执行步骤1；

1.对每相一个周期内每个离散点k的自学习补偿量δ_CMPR，k(t)和当前补偿偏差量e_CMPR，k(t)全部清零：

δ_CMPR，k(t)＝0

e_CMPR，k(t)＝0  (k＝0，1，2，…，N-1)

然后执行步骤n；

m.对每相计算当前电流输出与理想正弦波的偏差：

$e_k\left(t\right)=i_k^{*}\left(t\right)-i_k\left(t\right)$

n.设定自学习补偿值e_CMPR，k(t)；对|e_k(t)|进行分段处理，在同一段内e_CMPR，k(t)值保持不变。如果|e_k(t)|较大，则e_CMPR，k(t)取较大值，如果|e_k(t)|较小，则e_CMPR，k(t)取较小值。

o.计算下一周期的自学习补偿量δ_CMPR，k(t+1)：

δ_CMPR，k(t+1)＝δ_CMPR，k(t)+e_CMPR，k(t+n)

其中n为此控制系统取得最大增益，也即取得最小THD时的时延值。

p.对每相的SPWM波的脉宽值加上自学习补偿量，得到最终的脉宽值，产生SPWM输出。

本发明既采用常规的矢量反馈控制方法，也采用自学习补偿控制方法，在瞬态时间点上动态调整正弦脉冲宽度值，跟踪标准正弦波，特别根据闭环控制输出值来判断系统是否需要自学习补偿控制，提高系统的动态性能。

本发明的控制部分全部在一块DSP芯片中实现，外接电压电流信号调理电路，由DSP输出六路PWM波，再由功率管驱动电路实现逆变输出。

Claims (5)

1.一种三相太阳能逆变输出波形动态补偿控制方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

1)三相太阳能逆变输出电压电流信号经信号调理电路处理后输入到DSP中，DSP采用模糊PI控制方法对其进行三相矢量控制、计算调制比、计算三相SPWM波的脉宽；

2)DSP计算电流瞬间变化监控值，判断该值是否超过阈值，若为是，执行步骤3)，若为否，执行步骤4)；

3)DSP对每相一个周期内每个离散点的自学习补偿量和当前补偿偏差量全部清零，执行步骤5)；

4)DSP对每相计算当前电流输出与理想正弦波的偏差，根据该偏差设定补偿偏差量，执行步骤5)；

5)DSP计算每相的下一个周期自学习补偿量；

6)DSP将步骤5)计算所得的每项的下一个周期自学习补偿量加到各自的SPWM波的脉宽上，得到最终的SPWM波的脉宽，并输出三相SPWM波。

2.根据权利要求1所述的一种三相太阳能逆变输出波形动态补偿控制方法，其特征在于，所述的步骤1)中的DSP采用模糊PI控制方法对其进行三相矢量控制、计算调制比、计算三相SPWM波的脉冲宽度过程如下：

a.DSP获得三相电压电流值；

b.对三相信号进行Clarke变换，将三个标量的控制通过空间矢量变换方法转换为一个矢量的控制；

c.进行Park变换，实现解耦控制得到d-q轴分量值u_d，i_d和u_q，i_q；

d.利用u_d、u_q和太阳能直流端最大功率追踪控制器得到的功率值，计算出电流信号给定值

和

e.i_d和i_q分别与给定

和

值进行比较，其差值作为模糊PI调节器的输入：

$e_d\left(t\right)=i_d^{*}-i_d\left(t\right)$

$e_q\left(t\right)=i_q^{*}-i_q\left(t\right)$

f.设定模糊PI调节器参数，当e_d(t)值大时，比例因子K_pd和积分因子K_id取大值；当e_d(t)值小时，K_pd和K_id取小值；

g.计算模糊PI调节器输出：

i′_d(t)＝i′_d(t-1)+K_pd(e_d(t)-e_d(t-1))+K_ide_d(t)

i′_q(t)＝i′_q(t-1)+K_pq(e_q(t)-e_q(t-1))+K_iqe_q(t)

h.计算调制比：

$M=\sqrt{i_d^{\′}{\left(t\right)}^2+i_q^{\′}{\left(t\right)}^2}$

i.利用对称规则采样法计算三相双极性SPWM波的翻转时间：

$\mathrm{CMPR}1=\frac{T_c}{2}[1+M\sin \left(\frac{2\mathrm{\πk}}{N}\right)]$

$\mathrm{CMPR}2=\frac{T_c}{2}[1+M\sin (\frac{2\mathrm{\πk}}{N}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})]$

$\mathrm{CMPR}3=\frac{T_c}{2}[1+M\sin (\frac{2\mathrm{\πk}}{N}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})]$ (k＝0，1，2，…，N-1)

其中T_c表示载波周期，N为载波比。

3.根据权利要求1所述的一种三相太阳能逆变输出波形动态补偿控制方法，其特征在于，所述的步骤2)中的DSP计算电流瞬间变化监控值如下：

e′_M，k(t)＝|M_k(t)-M_k-1(t)|

e″_M，k(t)＝|M_k(t)-M_k(t-1)|

其中M_k(t)表示第t个周期内第k个离散点由矢量闭环控制系统得到的调制比值。

4.根据权利要求1所述的一种三相太阳能逆变输出波形动态补偿控制方法，其特征在于，所述的步骤4)中的DSP对每相计算当前电压输出与理想正弦波的偏差，根据该偏差设定补偿偏差量步骤如下：

设δ_CMPR，k(t)初始值为零，对每相计算当前电流输出与理想正弦波的偏差：

$e_k\left(t\right)=i_k^{*}\left(t\right)-i_k\left(t\right)$

设定自学习补偿值e_CMPR，k(t)：

对|e_k(t)|进行分段处理，在同一段内e_CMPR，k(t)值保持不变；如果|e_k(t)|为大值，则e_CMPR，k(t)取大值，如果|e_k(t)|为小值，则e_CMPR，k(t)取小值；区间阈值的大小根据系统参数决定。

5.根据权利要求1所述的一种三相太阳能逆变输出波形动态补偿控制方法，其特征在于，所述的DSP计算每相的下一个周期自学习补偿量δ_CMPR，k(t+1)如下：

δ_CMPR，k(t+1)＝δ_CMPR，k(t)+e_CMPR，k(t+n)

其中n为本发明控制系统取得最小THD时的时延值。

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