CN102025266B

CN102025266B - Llc谐振变换电路的数字化控制方法

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Publication number: CN102025266B
Application number: CN2009101509268A
Authority: CN
Inventors: 刘芳; 韩敏; 卫建荣
Original assignee: Liebert Corp
Current assignee: Vertiv Corp
Priority date: 2009-06-18
Filing date: 2009-06-18
Publication date: 2013-11-20
Anticipated expiration: 2029-06-18
Also published as: CN102025266A

Abstract

本发明揭示了一种LLC谐振变换电路的数字化控制方法，采用单电压环数字控制结构，对LLC串联谐振变换电路和与LLC串联谐振变换电路电连接的逆变器分别进行采样，经过计算输出至数字控制器，数字控制器对输入量进行运算后输出驱动脉冲，驱动脉冲经驱动电路对所述LLC串联谐振变换电路进行控制；当负载较轻或空载时，采用PWM和PFM控制策略相结合的方式；当负载重载时，只采用PFM控制。本发明能够快速判断负载状态，屏蔽了加载时刻不同对系统负载判断的不利影响，根据判断出的负载状态合理的选择动态工作点，控制电流，消除LLC串联谐振变换电路的电压应力，提供的控制方法简单，能够有效减小误差和不稳定性。

Description

LLC谐振变换电路的数字化控制方法

技术领域

本发明涉及谐振变换电路，尤其涉及一种适用于LLC串联谐振变换电路的数字化控制方法。

背景技术

谐振变换器以其大功率、高效率、高功率密度等优点在开关电源技术应用中得到广泛的研究和关注，LLC串联谐振变换电路作为一种特殊的电路拓扑，既能够满足高频化的要求，又能达到较高的变换效率，已经被业界广泛采用。工程上常用的LLC串联谐振变换电路一般用在降压场合，其应用已经较为成熟。而作为单相UPS(不间断电源)中DCDC部分的升压变换器的应用还较为少见，尤其是其所带负载为单相逆变器。用在升压变换带逆变负载的LLC数字控制上存在以下难点：

一LLC串联谐振变换电路采用数字控制是一个巨大的挑战。作为UPS的一部分，LLC串联谐振变换电路采用了数字化控制，因而UPS总体设计的控制频率决定了LLC串联谐振变换电路的控制精度，由于UPS采用的控制和AD采样频率一般为10KHz，而LLC串联谐振变换电路的工作频率一般在100KHz，因此两者的频带相差太远，这带来的缺点是显而易见的。首先AD采样频率太低，采样LLC串联谐振变换电路的谐振电流滞后严重，电流环控制无法精确实现，而且还有可能变成正反馈；其次，即使是采样电流轮廓进行控制，由于控制频率太低，电流环带宽难以提高，电流环的作用会被大大减弱。

二LLC串联谐振变换电路作为升压变换器，不可避免输入侧电流较大，因而开关管II区电压应力较大；而输出所带负载为单相逆变器，单相逆变器的功率是以其工频周期的一半波动的，单相逆变器负载的功率波动性极大地影响了输出动态变化判断的难度，首先，即使逆变器稳定带载，对于LLC串联谐振变换电路来说也相当于时刻处于动态过程；其次逆变器突加载的不同时刻对应着LLC串联谐振变换电路不同的输出电压动态响应特性和II区电压应力，这给电路的设计和控制带来极大的不利。

发明内容

本发明的主要目的就是解决现有技术中的问题，提供控制方法简单的LLC谐振变换电路的数字控制方法，以解决现有技术中UPS难以实现LLC串联谐振变换电路的问题。

为实现本发明的目的，本发明采用以下技术方案：

对LLC串联谐振变换电路和与LLC串联谐振变换电路电连接的逆变器分别进行采样，经过计算输出至数字控制器，所述数字控制器对输入量进行运算后输出驱动脉冲，所述驱动脉冲经驱动电路对所述LLC串联谐振变换电路进行控制。

所述数字控制器的输入量包括输入量一和输入量二，所述输入量一由所述比例积分调节器控制输出，包括以下步骤，1)从所述LLC串联谐振变换电路得到输出电压采样值，2)将所述输出电压采样值与给定电压值比较，经比例积分运算得到数字控制器的输入量一；所述输入量二是根据逆变电流值判断出的动态工作点值，所述动态工作点值用于确定和控制LLC电路的初始工作状态，包括以下步骤，1)对所述逆变器输出采样逆变电流得到逆变电流采样值一，2)对所述逆变电流进行全通滤波后得到逆变电流采样值二，3)将逆变电流采样值一和逆变电流值二分别取绝对值后相加得到逆变电流值，4)根据逆变电流值确定动态工作点值。

当所述逆变电流值大于参考值一时，参考值一根据负载的电气特性确定，动态工作点值为LLC串联谐振变换电路的谐振频率点；反之，当所述逆变电流值小于参考值一时，动态工作点值为LLC串联谐振变换电路的最大频率点。

为实现最优的工作状态，通常选择LLC串联谐振变换电路的谐振点作为最优的动态工作点。

为了避免电流环控制带来的误差和不稳定性，本发明中的所述LLC串联谐振变换电路采用单电压环结构。

本发明在整个负载范围采用变频控制和脉宽调制相结合的控制模式，当负载工作在空载或者轻载状态时，则产生由变频控制信号和脉宽调制信号共同调节的驱动脉冲，所述变频控制信号由变频控制电路产生，所述脉宽调制信号由脉宽调制电路产生；否则，产生占空比稳定而由变频控制信号单独调节的驱动脉冲。

本发明有益的技术效果是：

结合数字控制方法来实现UPS中LLC串联谐振变换电路的应用，本发明提出的单电压环数字控制结构，结合逆变器负载的特性应用了软件“虚拟整流”的方法快速判断当前的负载状态，屏蔽了加载时刻不同对系统负载判断的不利影响，并根据判断出的负载状态合理的选择动态工作点，以避免电流不可控和消除LLC串联谐振变换电路II区电压应力，从而实现UPS中LLC串联谐振变换的应用。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1为本发明的结构框图；

图2为本发明的数字控制器的结构原理图；

图3为本发明的LLC谐振变换电路的数字控制结构原理图；

图4为“虚拟整流”原理图。

图5所示为动态工作点的计算流程图。

图6为“虚拟整流”和PI调节器的工作原理图。

具体实施方式

请参阅图1和图2的LLC串联谐振变换电路的原理框图，为了避免电流环控制带来的误差和不稳定性，LLC串联谐振变换电路采用单电压环结构，包括驱动电路、LLC串联谐振变换电路、逆变器、采样电路，数字控制器；其中，采样电路包括对LLC串联谐振变换电路的输出电压采样和对逆变器的输出逆变电流进行采样，对采样值经过计算后输出至数字控制器，所述数字控制器的工作原理是根据输入量的计算经运算电路输出驱动脉冲，所述驱动脉冲经驱动电路对所述LLC串联谐振变换电路进行控制，LLC串联谐振变换电路输出直流电压至逆变器。

其中数字控制器的输入量包括输入量一和输入量二，输入量一由比例积分调节器(简称PI调节器)控制输出，包括以下步骤1)从所述LLC串联谐振变换电路采样实际输出电压值，2)将所述输出电压采样值与给定电压值经过比例积分运算得到数字控制器的输入量一；输入量二是根据逆变电流值判断出的动态工作点值，所述动态工作点值用于确定和控制LLC电路的初始工作状态，包括以下步骤，1)对所述逆变器输出采样逆变电流得到逆变电流采样值一，2)对所述逆变电流进行全通滤波后得到逆变电流采样值二，3)将逆变电流采样值一和逆变电流值二分别取绝对值后相加得到逆变电流值，4)根据逆变电流值确定动态工作点值。

驱动脉冲发生器包括变频控制电路和脉宽调制电路，当负载工作在空载或者轻载状态时，则产生由变频控制信号和脉宽调制信号共同调节的驱动脉冲，所述变频控制信号由变频控制电路产生，所述脉宽调制信号由脉宽调制电路产生；否则，产生占空比稳定而由变频控制信号单独调节的驱动脉冲。

整个工作范围的原理图如图3所示，虚线代表PI调节器控制器的输出和频率f的关系，实线代表频率f与占空比D之间的函数关系

整个负载范围采用变频控制(Pulse Frequency Modulation，简称PFM)方式和脉宽调制(Pulse Width Modulation，简称PWM)方式相结合的控制模式，分为以下几个阶段：

当空载或负载较轻时，采用PWM和PFM相结合的模式，输出PWM占空比随着频率的变化而变化，特点是频率变化较小，占空比变化很快，频率和占空比的函数关系式为D＝k₀·(F-F_max)+D₀。

当负载逐渐加重时，仍然采用PWM和PFM相结合的模式，特点是频率变化较大，占空比变化范围减小，频率和占空比的函数关系式为 D＝k₁·(F-F′_max)+D₁。

其中：两个系数k₀和k₁实线和虚线的斜率：

k_{0} = \frac{D_{1} - D_{0}}{{F^{'}}_{\max} - F_{\max}},

k_{1} = \frac{D_{1} - 49 %}{{F^{'}}_{\max} - F_{r}}

负载继续加重时，占空比达到最大，此时只调节频率输出。

依托上述基本工作原理，组建了LLC数字控制结构，为了解决动态响应问题，即瞬态电流和输出电压响应特性以及软件避免II区电压应力过大问题，通过软件“虚拟整流”的方式在切当的时刻选择恰当的工作点，使电路处于最优工作状态。

软件“虚拟整流”的原理如图4所示：

对逆变电流值进行采样得到逆变电流采样值一，对测得的逆变电流进行全通滤波，得到滞后90度的电流，即逆变电流采样值二，再把逆变电流采样值一和逆变电流采样值二取绝对值后相加得到逆变电流值f(x)＝V_max(|cosθ|+|sinθ|)，可以看出虽然电流以正弦规律变化，但是经过整流后，f(x)在(V_max，

)范围内变化，只要f(x)在一段时间(如3ms)大于V_max，即为加载。

经过“虚拟整流”后，软件很容易的判断出当前的负载状态，LLC串联谐振变换电路的设计思想是谐振工作状态，当负载在可承受范围之内，谐振点是一个最优的工作点，因而可选择此LLC串联谐振变换电路的谐振点为动态的初始工作状态，即动态工作点。图5所示为动态工作点的计算流程图，根据得到的逆变电流值与参考值一进行比较，参考值一根据负载的电气特性确定，当所述逆变电流值大于参考值一时，动态工作点值为LLC串联谐振变换电路的谐振频率点；反之，当所述逆变电流值小于参考值一时，动态工作点值为LLC串联谐振变换电路的最大频率点。

当负载工作在空载或者轻载状态时，则产生由变频控制信号和脉宽调制信号共同调节的驱动脉冲，所述变频控制信号由变频控制电路产生，所述脉宽调制信号由脉宽调制电路产生；否则，产生占空比稳定而由变频控制信号单独调节的驱动脉冲。

软件虚拟整流是在选择动态工作点的时候用DSP计算出来的，它和PI控制器计算得到的输入量关系如图6所示。其中PI控制和动态工作点输出驱动频率，由驱动频率计算出脉宽，然后将两者给驱动电路。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims

1.一种LLC串联谐振变换电路的数字控制方法，其特征在于：对所述LLC串联谐振变换电路和与LLC串联谐振变换电路电连接的逆变器分别进行采样，经过计算输出至数字控制器，所述数字控制器对输入量进行运算后输出驱动脉冲，所述驱动脉冲经驱动电路对所述LLC串联谐振变换电路进行控制；

所述数字控制器的输入量包括输入量一和输入量二，所述输入量一由比例积分调节器控制输出；所述输入量二是根据逆变电流值判断出的动态工作点值，所述动态工作点值用于确定和控制LLC电路的初始工作状态；

所述输入量二的获取包括以下步骤：1）对所述逆变器输出采样逆变电流得到逆变电流采样值一，2）对所述逆变电流进行全通滤波后得到逆变电流采样值二，3）将逆变电流采样值一和逆变电流值二分别取绝对值后相加得到逆变电流值，4）根据逆变电流值确定动态工作点值。

2.如权利要求1所述的LLC串联谐振变换电路的数字控制方法，其特征在于：所述输入量一的获取包括以下步骤，1）从所述LLC串联谐振变换电路得到输出电压采样值，2）将所述输出电压采样值与给定电压值比较，经比例积分运算得到数字控制器的输入量一。

3.如权利要求1所述的LLC串联谐振变换电路的数字控制方法，其特征在于：当所述逆变电流值大于参考值一时，动态工作点值为LLC串联谐振变换电路的谐振频率点；反之，当所述逆变电流值小于参考值一时，动态工作点值为LLC串联谐振变换电路的最大频率点。

4.如权利要求1或2所述的LLC串联谐振变换电路的数字控制方法，其特征在于：所述LLC串联谐振变换电路采用单电压环结构。

5.如权利要求1或2所述的LLC串联谐振变换电路的数字控制方法，其特征在于，所述驱动脉冲包括变频控制信号和脉宽调制信号，当负载工作在空载或者轻载状态时，则产生由变频控制信号和脉宽调制信号共同调节的驱动脉冲，所述变频控制信号由变频控制电路产生，所述脉宽调制信号由脉宽调制电路产生；否则，产生占空比稳定而由变频控制信号单独调节的驱动脉冲。