CN107666244B - 一种谐振变换器的控制方法及装置 - Google Patents

一种谐振变换器的控制方法及装置 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种谐振变换器的控制方法及装置，该控制方法包括：在当前时刻负载状态下，获取所述谐振变换器的驱动信号调节量和当前输出电压；根据所述驱动信号调节量和所述当前输出电压，选择所述谐振变换器的当前驱动状态；在所述当前驱动状态下调节所述谐振变换器的驱动信号的占空比和工作频率分别至目标占空比和稳定工作频率。能够避免在负载变化时谐振变换器的驱动信号的工作频率不断增大或使谐振变换器处于不稳定状态，从而降低谐振变换器的开关损耗。

Description

一种谐振变换器的控制方法及装置
技术领域
本发明涉及谐振电源变换技术，特别涉及一种谐振变换器的控制方法及装置。
背景技术
随着功率变换技术的提升，电源朝着高效率和高功率密度的趋势发展。谐振变换器以其软开关、效率高、工作频率高和体积小等优点在开关电源技术中得到广泛的应用。以LLC(Lr，Lm，Cr的缩写，它们分别代表谐振参数中的谐振电感、励磁电感和谐振电容)谐振变换器为例，变换器上的谐振元件工作在正弦谐振状态的时候，开关管上的电压自然过零，在变频的范围内都能够实现原边开关管的零电压开通与关断，所以电源损耗很小，使LLC谐振变换器的应用越来越广泛。
如图1所示，按照LLC谐振变换器的基本工作特性，LLC串联谐振变换器在谐振频率点附近，谐振变换器的驱动信号的工作频率升高或降低，当前输出电压增益都会下降。如图2所示，正常情况下，LLC谐振变换器处于恒压环带载状态，随着负载不断加大，LLC谐振变换器依次进入限功率状态、限流状态以及回缩状态，当前输出电压由设置电压值Vset不断下降，此时LLC谐振变换器的驱动信号的工作频率不断增大，从而导致LLC谐振变换器的开关损耗加大。
可见，谐振变换器在大负载低压时存在开关损耗大的问题。
发明内容
本发明实施例的目的在于提供一种谐振变换器的控制方法，解决了谐振变换器在大负载低压时存在开关损耗大的问题。
为了达到上述目的，本发明实施例提供一种谐振变换器的控制方法，包括：
在当前时刻负载状态下，获取所述谐振变换器的驱动信号调节量和当前输出电压；
根据所述驱动信号调节量和所述当前输出电压，选择所述谐振变换器的当前驱动状态；
在所述当前驱动状态下调节所述谐振变换器的驱动信号的占空比和工作频率分别至目标占空比和稳定工作频率。
本发明实施例提供一种谐振变换器的控制装置，包括：
处理模块，用于在当前时刻负载状态下，获取所述谐振变换器的驱动信号调节量和当前输出电压；
选择模块，用于根据所述驱动信号调节量和所述当前输出电压，选择所述谐振变换器的当前驱动状态；
调节模块，用于在所述当前驱动状态下调节所述谐振变换器的驱动信号的占空比和工作频率分别至目标占空比和稳定工作频率。
本发明实施例还提供一种计算机存储介质，所述计算机存储介质中存储有计算机可执行的一个或多个程序，所述一个或多个程序被所述计算机执行时使所述计算机执行如上述提供的一种谐振变换器的控制方法。
上述技术方案中的一个技术方案具有如下优点或有益效果：
本发明实施例，在当前时刻负载状态下，获取所述谐振变换器的驱动信号调节量和当前输出电压；根据所述驱动信号调节量和所述当前输出电压，选择所述谐振变换器的当前驱动状态；在所述当前驱动状态下调节所述谐振变换器的驱动信号的占空比和工作频率分别至目标占空比和稳定工作频率。能够避免在负载变化时谐振变换器的驱动信号的工作频率不断增大或使谐振变换器处于不稳定状态，从而降低谐振变换器的开关损耗。
附图说明
图1为现有技术的半桥LLC串联谐振变换器主电路拓扑结构图；
图2为现有技术的半桥LLC谐振变换器输出负载特性曲线；
图3为本发明实施例提供的一种谐振变换器的控制方法的流程示意图；
图4为本发明实施例提供的谐振变换器的控制环路结构图；
图5为本发明实施例提供的另一种谐振变换器的控制方法的流程示意图；
图6为根据本发明实施例的谐振变换器的驱动信号的占空比与工作频率对应关系图；
图7为本发明实施例提供的负载增加时谐振变换器的控制方法的应用实例的流程图；
图8为本发明实施例提供的一种谐振变换器的控制装置的结构示意图；
图9为本发明实施例提供的一种选择模块的结构示意图；
图10为本发明实施例提供的第一选择单元的结构示意图；
图11为本发明实施例提供的另一种选择模块的结构示意图；
图12为本发明实施例提供的处理模块的结构示意图。
具体实施方式
为使本发明要解决的技术问题、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图及具体实施例进行详细描述。
如图3所示，实施例提供一种谐振变换器的控制方法的流程示意图，包括以下步骤：
步骤S301、获取当前时刻负载状态下所述谐振变换器的驱动信号调节量和当前输出电压。
本实施例中，所述谐振变换器的驱动信号调节量可以等效为驱动信号工作频率值f和驱动信号工作周期值T之一，两者满足关系f＝1/T。若将驱动信号调节量等效为驱动信号工作频率，驱动信号调节量增大，指此时驱动信号工作频率增大，驱动信号工作周期减小，反之同理。
其中，所述谐振变换器的当前输出电压以及驱动信号调节量可以是由对谐振变换器进行数据采集，通过从采样数据中提取或者计算获取。
步骤S302、根据所述驱动信号调节量和所述当前输出电压，选择所述谐振变换器的当前驱动状态。
其中，当负载变化时，所述谐振变换器的驱动信号调节量和当前输出电压会相应的发生改变，会引起所述谐振变换器的驱动信号的工作频率改变。例如：如图2所示，正常情况下，LLC谐振变换器处于恒压环带载状态，随着负载不断加大，LLC谐振变换器依次进入限功率状态、限流状态以及回缩状态，当前输出电压不断下降，此时LLC谐振变换器的驱动信号的工作频率不断增大。
本实施例中，所述谐振变换器可以分别在多个驱动状态下工作，所述多个驱动状态对应不同的占空比，且不同的驱动状态具有不同的调节区间、电压区间以及工作频率区间。当负载变化时，可以通过选择所述谐振变换器的当前驱动状态即使其工作在合适的占空比的驱动状态下，从而能够调节所述谐振变换器的驱动信号的工作频率至稳定工作频率。例如：当负载不断增大时，若在当前的所述谐振变换器的驱动状态下的工作频率区间内无法调节所述谐振变换器的驱动信号的工作频率至稳定工作频率，则需要调节所述谐振变换器的驱动状态标志位以切换其驱动状态，使其在占空比小的驱动状态的工作频率区间内调节所述谐振变换器的驱动信号的工作频率至稳定。
上述根据所述驱动信号调节量和所述当前输出电压，选择所述谐振变换器的当前驱动状态，可以理解为将所述驱动信号调节量和所述当前输出电压与所述谐振变换器的各驱动状态的预设条件进行比较，选择可以调节所述谐振变换器的驱动信号的工作频率稳定的驱动状态为当前驱动状态，即将所述谐振变换器的驱动状态标志位调节为当前驱动状态的驱动状态标志位。例如：若所述驱动信号调节量和所述当前输出电压达到某一驱动状态的预设条件，可以选择该驱动状态作为所述谐振变换器的当前驱动状态。其中，所述预设条件可以是预设的调节量阈值和电压阈值，也可以是预设的调节量区间和电压区间。
步骤S303、在所述当前驱动状态下调节所述谐振变换器的驱动信号的占空比和工作频率分别至目标占空比和稳定工作频率。
本实施例中，所述目标占空比为所述谐振变换器的当前驱动状态对应的占空比。所述稳定工作频率为所述谐振变换器在当前负载下驱动信号的目标工作频率，且不同负载下所述谐振变换器的驱动信号的稳定工作频率不同。当谐振变换器的控制环路确定所述当前驱动状态时，可以在所述当前驱动状态下调节所述谐振变换器的驱动信号工作频率和占空比，以确定稳定工作频率和目标占空比，从而输出驱动信号驱动所述谐振变换器工作，使所述谐振变换器输出稳定电压和电流。
本实施例中，上述谐振变换器的控制方法可以通过图4中所示的谐振变换器的控制环路实现。图4中所示，通过信号采集器采集谐振变换器当前的模拟输出信号作为反馈信号，例如当前输出电压信号和输出电流信号，再将反馈信号与存储器中预先设置的预设基准值如电压设定值、限流值和限功率值进行比较，经控制器计算得到驱动信号调节量，然后将驱动信号调节量和当前输出电压与预设调节量阈值和电压阈值进行比较，确定所述当前驱动状态，调节谐振变换器驱动信号的工作频率和占空比大小，进行脉冲频率调制(PulseFrequency Modulation,PFM)和脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)，输出驱动信号驱动所述谐振变换器工作。
本实施例中，在当前时刻负载状态下，获取所述谐振变换器的驱动信号调节量和当前输出电压；根据所述驱动信号调节量和所述当前输出电压，选择所述谐振变换器的当前驱动状态；在所述当前驱动状态下调节所述谐振变换器的驱动信号的占空比和工作频率分别至目标占空比和稳定工作频率。能够避免在负载变化时谐振变换器的驱动信号的工作频率不断增大或使谐振变换器处于不稳定状态，从而降低谐振变换器的开关损耗。
如图5所示，图5为本发明实施例提供的另一种谐振变换器的控制方法的流程示意图，该谐振变换器的控制方法包括：
步骤S501、获取当前时刻负载状态下所述谐振变换器的驱动信号调节量和当前输出电压。
其中，所述谐振变换器的当前输出电压以及驱动信号调节量可以是由对谐振变换器进行数据采集，通过从采样数据中提取或者计算获取。例如，可选的，上述步骤S501可以包括：
采集当前时刻负载状态下所述谐振变换器的模拟输出信号并作为反馈信号；
由所述反馈信号获取所述谐振变换器的当前输出电压；
通过所述反馈信号和预设基准值计算所述谐振变换器的驱动信号调节量。
本实施例中，所述模拟输出信号可以为模拟电流信号或模拟电压信号。
当所述模拟输出信号为模拟电压信号时，直接由所述模拟输出信号获取所述当前输出电压；当所述模拟输出信号为模拟电流信号时，由所述模拟输出信号经过电流-电压转换计算得到所述当前输出电压。
其中，所述驱动信号调节量可以通过所述反馈信号和所述预设基准值计算获取，这里所说的计算是通过控制算法进行，所述控制算法可以是利用如比例-积分-微分控制算法等线性控制算法或模糊控制算法等非线性控制算法中的任意一种。例如：可以将模拟输出信号作为反馈信号，再利用比例-积分算法，将反馈信号与预设基准值的差的绝对值进行积分运算后乘以一定比例得到所述驱动信号调节量，在实际应用中，上述过程可以为：将当前输出电压或输出电流的检测数字值与预设基准值比较，对比较结果进行比例-积分运算得到所述驱动信号调节量。其中，所述预设基准值可以包括限定电压值、限定电流值和限定功率值等。
步骤S502、判断所述驱动信号调节量和所述当前输出电压是否位于第一驱动状态的调节量区间和电压区间内，其中，所述第一驱动状态为上一时刻负载状态下所述谐振变换器的驱动状态。
本实施例中，所述谐振变换器可以分别在多个驱动状态下工作，所述多个驱动状态均具有不同的占空比，且不同占空比的驱动状态的调节量区间和电压区间也会不尽相同。每个驱动状态下的调节量区间均包含两个驱动信号调节量阈值，分别对应该驱动状态下的驱动信号调节量上限阈值和驱动信号调节量下限阈值，相邻驱动状态的驱动信号调节量采用滞环的方法，即较低占空比驱动状态的驱动信号调节量下限阈值略大于较高占空比驱动状态的驱动信号调节量上限阈值，用于防止驱动状态来回切换；每个驱动状态下的电压区间也均包含两个输出电压阈值，分别对应该驱动状态下的输出电压上限阈值和电压输出下限阈值，相邻驱动状态的输出电压阈值取值可采用滞环的方法，即较低占空比驱动状态的输出电压上限阈值略大于较高占空比驱动状态的输出电压下限阈值，用于防止驱动状态来回切换。
其中，所述当前时刻和所述上一时刻为控制环路检测所述谐振变换器工作状态的两相邻时间节点。所述第一驱动状态为上一时刻负载状态下所述谐振变换器的驱动状态。在上一时刻负载状态下，所述谐振变换器在第一驱动状态下的驱动信号的工作频率稳定，且该时刻所述谐振变换器的驱动信号调节量和所述当前输出电压分别位于所述第一驱动状态的调节量区间和电压区间内。
所述判断所述驱动信号调节量和所述当前输出电压是否位于第一驱动状态的调节量区间和电压区间内，可以理解为将所述驱动信号调节量和所述当前输出电压分别与所述第一驱动状态的两个调节量阈值和两个电压阈值进行比较，即所述驱动信号调节量是否大于或等于所述第一驱动状态的驱动信号调节量下限阈值且小于或等于驱动信号调节量上限阈值，所述当前输出电压大于或等于所述第一驱动状态的输出电压下限阈值且小于或等于输出电压上限阈值。
步骤S503、若所述驱动信号调节量不位于所述第一驱动状态的调节量区间或所述当前输出电压不位于所述第一驱动状态的电压区间内，选择与所述第一驱动状态具有不同占空比的第二驱动状态作为所述当前驱动状态。
本实施例中，所述第二驱动状态为与所述第一驱动状态不同的驱动状态，且当前时刻所述谐振变换器的驱动信号调节量和当前输出电压分别位于所述第二驱动状态的调节量区间和电压区间内。
其中，如图2所示，随着负载增加，谐振变换器沿着恒压环、恒功率环、限流环和回缩环的趋势变化，依据谐振变换器的谐振特性，在驱动信号占空比保持不变的情况下，所述谐振变换器的工作频率会不断增大，即所述谐振变换器的驱动信号调节量不断增大，同时当前输出电压也会不断下降。而当所述谐振变换器的驱动信号调节量超出所述第一驱动状态的调节量区间或者所述谐振变换器的当前输出电压超出所述第一驱动状态的电压区间时，需要将所述谐振变换器的驱动状态由所述第一驱动状态切换至所述第二驱动状态，即选择所述第二驱动状态作为所述谐振变换器的当前驱动状态，并将所述谐振变换器的驱动状态标志位由第一驱动状态标志位置换为第二驱动状态标志位。
例如：当所述谐振变换器的驱动信号调节量超出所述第一驱动状态的驱动信号调节量上限阈值时，可以将所述谐振变换器由所述第一驱动状态切换至具有较小占空比的驱动状态，且当前输出电压位于该具有较小占空比的驱动状态的电压区间，此时该具有较小占空比的驱动状态为所述第二驱动状态。
同样地，当负载持续减小时，所述谐振变换器的驱动信号调节量会不断减小，谐振变换器的当前输出电压会不断增大，而当所述谐振变换器的驱动信号调节量超出所述第一驱动状态的预设调节区间最小值时，需要切换所述谐振变换器的驱动状态至较高占空比的第二驱动状态，并改变其驱动信号的工作频率，令其不会长时间处于大负载低工作频率低占空比的不稳定状态。
可选的，所述步骤S503可以包括如下步骤：
确定所述第二驱动状态，其中，所述第二驱动状态与所述第一驱动状态具有不同的占空比，且当前时刻所述谐振变换器的驱动信号调节量和当前输出电压分别位于所述第二驱动状态的调节量区间和电压区间内；
将所述第二驱动状态作为所述当前驱动状态。
本实施例中，所述确定所述第二驱动状态可以为：当所述驱动信号调节量不位于所述第一驱动状态的调节量区间或所述当前输出电压不位于所述第一驱动状态的电压区间内时，将所述驱动信号调节量和所述输出电压分别与各个与所述第一驱动状态具有不同占空比的驱动信号的调节量区间和电压区间进行比较，若所述驱动信号调节量和所述输出电压位于某一驱动状态的驱动信号的调节量区间和电压区间，则确定该驱动状态为所述第二驱动状态。
其中，可以根据所述驱动信号调节量和所述当前输出电压分别与所述第一驱动状态的两个驱动信号调节量阈值和两个输出电压阈值之间的关系，确定所述第二驱动状态。例如：若所述驱动信号调节量大于所述第一驱动状态的驱动信号调节量上限阈值或所述当前输出电压小于所述第一驱动状态的输出电压下限阈值，选择具有小于所述第一驱动状态的占空比的驱动状态作为所述第二驱动状态；若所述驱动信号调节量小于所述第一驱动状态的驱动信号调节量下限阈值或所述当前输出电压大于所述第一驱动状态的输出电压上限阈值，选择具有大于所述第一驱动状态的占空比的驱动状态作为所述第二驱动状态。
另外，若当前时刻所述谐振变换器的驱动信号调节量大于全部驱动状态中的驱动信号调节量上限阈值或者小于全部驱动状态中的驱动信号调节量上限阈值，此时所述谐振变换器的驱动信号的工作频率无法在各驱动状态下调节至稳定工作频率，为了避免该状态下由于驱动信号调节量过大导致所述谐振变换器的开关管损坏，关闭驱动发波，控制所述谐振变换器的开关管停止开通。
本实施例中，所述将所述第二驱动状态作为所述当前驱动状态可以理解为将所述谐振变换器的驱动状态标志位由所述第一驱动状态标志位置为所述第二驱动状态标志位。
可选的，在所述步骤S502之后，还可以包括：
若所述驱动信号调节量和所述当前输出电压均位于所述第一驱动状态的调节量区间和电压区间内，选择与所述第一驱动状态作为所述当前驱动状态。
本实施例中，若当前时刻所述谐振变换器的负载相比上一时刻的负载不变或者变化不大，驱动信号调节量以及当前输出电压仍在所述第一驱动状态的调节量区间和电压区间内，则谐振变换器会维持当前驱动状态为所述第一驱动状态，在相同占空比下调节所述谐振变换器的驱动信号的工作频率。
步骤S504、在所述当前驱动状态下调节所述谐振变换器的驱动信号的占空比和工作频率分别至目标占空比和稳定工作频率。
本实施例中，当将所述当前驱动状态由所述第一驱动状态切换为所述第二驱动状态，即将所述谐振变换器的驱动状态标志位由所述第一驱动状态标志位切换为所述第二驱动状态标志位时，将所述谐振变换器的驱动信号的占空比由所述第一驱动状态对应的占空比调节为所述第二驱动状态对应的占空比，且调节所述谐振变换器的驱动信号调节量从所述第二驱动状态的驱动信号调节量下限阈值变化至驱动信号调节量上限阈值，以及调节驱动信号的工作频率从所述第二驱动状态的最小工作频率变化至最大工作频率。
可选的，在所述当前驱动状态下采用定宽调频模式调节所述谐振变换器的驱动信号的工作频率。
其中，在所述当前驱动状态下采用定宽调频模式调节所述谐振变换器的驱动信号的工作频率，从而可以将所述谐振变换器的驱动信号的工作频率快速调节至稳定状态，使所述谐振变换器输出稳定的输出电压。
对于所述谐振变换器的控制方法的实现过程，可以通过如图6和图7所示的应用实例来进行举例说明，当然，该应用实例只例举了本发明实施例可实现的一种情况，对于其他与本发明实施例的实现原理相同或相似的实施例，均属于本发明的保护范围，在此不再进行赘述。
如图6所示，所述谐振变换器的驱动状态依据占空比和电压区间划分为如图中驱动状态1、驱动状态2、驱动状态3、驱动状态4和驱动状态5的5个驱动状态，所述驱动状态1、驱动状态2、驱动状态3、驱动状态4和驱动状态5的占空比依次为D1、D2、D3、D4和D5，且可预设D1>D2>D3>D4>D5，其中所述驱动状态1、驱动状态2和驱动状态3可以为处于恒压环、恒功率环或限流环的驱动状态，该3个驱动状态的电压区间都为[V0min，V0max]，其中V0max为对应驱动状态下的输出电压上限阈值,也为谐振变换器输出最大电压，V0min为对应驱动状态下的电压下限阈值，为限流环阶段某个电压值；而所述驱动状态4和驱动状态5可以为处于限流环或回缩环中的驱动状态，该2个驱动状态的电压区间分别为[V4min，V4max]和[V5min，V5max]，其都为限流环或者回缩环阶段某个电压值，一般V5min可为0V，且可预设所述驱动状态4的电压上限阈值V4max大于所述驱动状态1、驱动状态2和驱动状态3中的电压下限阈值V0min，即V4min<V0min<V4max<V0max，所述驱动状态5的电压上限阈值V5max大于所述驱动状态4的电压下限阈值V4min，即V5min<V4min<V5max<V0min；从而令相邻电压区间间产生滞环，防止来回切换。预设的各个电压阈值可以根据谐振变换器电路参数和实际工作而定。
设定谐振变换器的驱动信号的工作频率区间为[fmin,fmax]，谐振频率点为fr，且fmin<fr。同时，根据占空比和工作频率区间分别预设5个驱动状态的驱动信号调节量下限阈值和驱动信号调节量上限阈值，即设定该5个驱动状态的调节量区间分别为[P1min，P1max]，[P2min，P2max]，[P3min，P3max]，[P4min，P4max]，[P5min，P5max]，调节阈值不断增大，P1min为所有驱动信号调节量阈值中最小值，P5max为所有驱动信号调节量中最大值，但相邻状态间调节阈值存在滞环，如驱动状态1和2之间满足关系P1min<P2min<P1max<P2max，即驱动状态2的驱动信号调节量下限阈值大于驱动状态1的驱动信号调节量上限阈值，从而谐振变换器在驱动状态1和2之间的临界点来回切换。其中，所述5个驱动状态均采用定宽调频模式。
如图7所示，当负载不断加大时，当前时刻所述谐振变换器的驱动信号调节量P不断增大，对于所述谐振变换器的控制实现过程如下：
当所述第一驱动状态为驱动状态1时，若调节量P小于或等于驱动状态1的驱动信号调节量上限阈值P1max，且当前输出电压在电压阈值范围[V0min，V0max]内，则以驱动状态1为所述当前驱动状态，在驱动状态1下调节所述谐振变换器的驱动信号的工作频率fs从fmin至fmax变化，驱动信号的占空比为D1，以确定稳定工作频率使所述谐振变换器输出稳定电压；若调节量P大于驱动信号调节量上限阈值P1max，且当前输出电压在电压阈值范围[V0min，V0max]内，切换所述当前驱动状态为驱动状态2，在驱动状态2下调节所述谐振变换器的驱动信号的工作频率fs从f1至f2变化，驱动信号的占空比为D2，从而避免所述谐振变换器的驱动信号的工作频率fs超过其允许的最大值fmax；当所述第一驱动状态为驱动状态2时，若所述谐振变换器的驱动信号调节量P继续增大，且驱动信号调节量P大于驱动状态2的驱动信号调节量上限阈值P2max，且当前输出电压在电压区间[V0min，V0max]内，切换所述当前驱动状态为驱动状态3，在驱动状态3下调节所述谐振变换器的驱动信号的工作频率fs从f1至f3变化；当所述第一驱动状态为驱动状态3时，若所述谐振变换器的驱动信号调节量P继续增大且大于驱动状态3的驱动信号调节量上限阈值P3max时，此时，如果所述谐振变换器的当前输出电压若满足V4min≤Vout≤V4max，则切换所述当前驱动状态为驱动状态4；如果所述谐振变换器的当前输出电压若满足V5min≤Vout≤V5max，则切换所述目标驱动状态为驱动状态5；驱动状态4和5下所述谐振变换器调节后的驱动信号工作频率范围都为[fmin,fmax]，而当所述谐振变换器的驱动信号调节量P继续增大且大于P5max时，关闭驱动发波。当然，所述谐振变换器的驱动信号调节量P增幅较大时，也可以直接由当前驱动状态切换到任意一占空比小于所述当前驱动状态的占空比的驱动状态，如由驱动状态1切换至驱动状态3、驱动状态4或驱动状态5，在此不再进行赘述。
同理，当负载减小时，所述谐振变换器的驱动信号调节量P不断减小，对于所述谐振变换器的控制实现过程可以如下：
当所述第一驱动状态为驱动状态5，驱动信号调节量P减小且小于驱动状态5的驱动信号调节量下限阈值P5min时，且当前输出电压在电压阈值范围[V0min，V0max]内，切换所述当前驱动状态为驱动状态3；当所述第一驱动状态为驱动状态3，驱动信号调节量P减小且小于驱动状态3的驱动信号调节量下限阈值P3min时，切换所述当前驱动状态为驱动状态2；当所述第一驱动状态为驱动状态2，驱动信号调节量P减小且小于驱动状态2的驱动信号调节量下限阈值P2min时，切换所述当前驱动状态为驱动状态1。而当在驱动状态1下所述谐振变换器的驱动信号调节量P继续减小且小于P1min时，令驱动信号调节量P＝P1min，达到谐振变换器调节能力极限。以上过程中，可以在所述当前驱动状态下调节所述谐振变换器的驱动信号工作频率fs以及占空比D，以使所述谐振变换器输出稳定电压。
当然，本实施例中，同样可以应用到图3所示的实施例中，且能达到相同有益效果。本实施例中，在图3所示的基础上增加了多种可选的实施方式，根据当前时刻谐振变换器的驱动信号调节变量和当前输出电压，将第一驱动状态切换至与其具有不同占空比的第二驱动状态，实现在第二驱动状态下调节谐振变换器的驱动信号的工作频率稳定，从而降低谐振变换器的开关损耗。
如图8所示，图8为本发明实施例提供的一种谐振变换器的控制装置的结构示意图，所述谐振变换器的控制装置80包括：
处理模块81，用于获取当前时刻负载状态下所述谐振变换器的驱动信号调节量和当前输出电压；
选择模块82，用于根据所述驱动信号调节量和所述当前输出电压，选择所述谐振变换器的当前驱动状态；
调节模块83，用于在所述当前驱动状态下调节所述谐振变换器的驱动信号的占空比和工作频率分别至目标占空比和稳定工作频率。
可选的，如图9所示，所述选择模块82包括：
判断单元821，用于判断所述驱动信号调节量和所述当前输出电压是否位于第一驱动状态的调节量区间和电压区间内，其中，所述第一驱动状态为上一时刻负载状态下所述谐振变换器的驱动状态；
第一选择单元822，用于若所述驱动信号调节量不位于所述第一驱动状态的调节量区间或所述当前输出电压不位于所述第一驱动状态的电压区间内，选择与所述第一驱动状态具有不同占空比的第二驱动状态作为所述当前驱动状态。
可选的，如图10所示，所述第一选择单元822包括：
确定子单元8221，用于确定所述第二驱动状态，其中，所述第二驱动状态与所述第一驱动状态具有不同的占空比，且当前时刻所述谐振变换器的驱动信号调节量和当前输出电压分别位于所述第二驱动状态的调节量区间和电压区间内；
选择子单元8222，用于将所述第二驱动状态作为所述当前驱动状态。
可选的，如图11所示，所述选择模块82还包括：
第二选择单元823，用于若所述驱动信号调节量和所述当前输出电压均位于所述第一驱动状态的调节量区间和电压区间内，选择与所述第一驱动状态作为所述当前驱动状态。
可选的，如图12所示，所述处理模块81包括：
采集单元811，用于采集当前时刻负载状态下所述谐振变换器的模拟输出信号并作为反馈信号；
电压获取单元812，用于由所述反馈信号获取所述谐振变换器的当前输出电压；
调节量计算单元813，用于通过所述反馈信号和预设基准值计算所述谐振变换器的驱动信号调节量。
所述谐振变换器的控制装置80能够实现图1至图7的方法实施例中谐振变换器实现的各个过程，以及能达到相同的有益效果，为避免重复，这里不再赘述。
本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法的全部或者部分步骤是可以通过程序指令相关的硬件来完成，所述的程序可以存储于一计算机可读取介质中，该程序在执行时，包括以下步骤：
获取当前时刻负载状态下所述谐振变换器的驱动信号调节量和当前输出电压；
根据所述驱动信号调节量和所述当前输出电压，选择所述谐振变换器的当前驱动状态；
在所述当前驱动状态下调节所述谐振变换器的驱动信号的占空比和工作频率分别至目标占空比和稳定工作频率。
可选的，所述根据所述驱动信号调节量和所述当前输出电压，选择所述谐振变换器的当前驱动状态，包括：
判断所述驱动信号调节量和所述当前输出电压是否位于第一驱动状态的调节量区间和电压区间内，其中，所述第一驱动状态为上一时刻负载状态下所述谐振变换器的驱动状态；
若所述驱动信号调节量不位于所述第一驱动状态的调节量区间或所述当前输出电压不位于所述第一驱动状态的电压区间内，选择与所述第一驱动状态具有不同占空比的第二驱动状态作为所述当前驱动状态。
可选的，所述选择与所述第一驱动状态具有不同占空比的第二驱动状态作为所述当前驱动状态，包括：
确定所述第二驱动状态，其中，所述第二驱动状态与所述第一驱动状态具有不同的占空比，且当前时刻所述谐振变换器的驱动信号调节量和当前输出电压分别位于所述第二驱动状态的调节量区间和电压区间内；
将所述第二驱动状态作为所述当前驱动状态。
可选的，所述判断所述驱动信号调节量和所述当前输出电压是否位于第一驱动状态的调节量区间和电压区间内之后，还包括：
若所述驱动信号调节量和所述当前输出电压均位于所述第一驱动状态的调节量区间和电压区间内，选择与所述第一驱动状态作为所述当前驱动状态。
可选的，所述获取当前时刻负载状态下所述谐振变换器的驱动信号调节量和当前输出电压，包括：
采集当前时刻负载状态下所述谐振变换器的模拟输出信号并作为反馈信号；
由所述反馈信号获取所述谐振变换器的当前输出电压；
通过所述反馈信号和预设基准值计算所述谐振变换器的驱动信号调节量。
所述的存储介质，如只读存储器(Read-Only Memory，简称ROM)、随机存取存储器(Random Access Memory，简称RAM)、磁碟或者光盘等。
以上所述是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明所述原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (8)

1.一种谐振变换器的控制方法，其特征在于，包括：
获取当前时刻负载状态下所述谐振变换器的驱动信号调节量和当前输出电压；
根据所述驱动信号调节量和所述当前输出电压，选择所述谐振变换器的当前驱动状态；
在所述当前驱动状态下调节所述谐振变换器的驱动信号的占空比和工作频率分别至目标占空比和稳定工作频率；
所述根据所述驱动信号调节量和所述当前输出电压，选择所述谐振变换器的当前驱动状态，包括：判断所述驱动信号调节量和所述当前输出电压是否位于第一驱动状态的调节量区间和电压区间内，其中，所述第一驱动状态为上一时刻负载状态下所述谐振变换器的驱动状态；
若所述驱动信号调节量不位于所述第一驱动状态的调节量区间或所述当前输出电压不位于所述第一驱动状态的电压区间内，选择与所述第一驱动状态具有不同占空比的第二驱动状态作为所述当前驱动状态。
2.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述选择与所述第一驱动状态具有不同占空比的第二驱动状态作为所述当前驱动状态，包括：确定所述第二驱动状态，其中，所述第二驱动状态与所述第一驱动状态具有不同的占空比，且当前时刻所述谐振变换器的驱动信号调节量和当前输出电压分别位于所述第二驱动状态的调节量区间和电压区间内；
将所述第二驱动状态作为所述当前驱动状态。
3.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述判断所述驱动信号调节量和所述当前输出电压是否位于第一驱动状态的调节量区间和电压区间内之后，还包括：若所述驱动信号调节量和所述当前输出电压均位于所述第一驱动状态的调节量区间和电压区间内，选择所述第一驱动状态作为所述当前驱动状态。
4.如权利要求1～3任意项所述的控制方法，其特征在于，所述获取当前时刻负载状态下所述谐振变换器的驱动信号调节量和当前输出电压，包括：采集当前时刻负载状态下所述谐振变换器的模拟输出信号并作为反馈信号；
由所述反馈信号获取所述谐振变换器的当前输出电压；
通过所述反馈信号和预设基准值计算所述谐振变换器的驱动信号调节量。
5.一种谐振变换器的控制装置，其特征在于，包括：
处理模块，用于获取当前时刻负载状态下所述谐振变换器的驱动信号调节量和当前输出电压；
选择模块，用于根据所述驱动信号调节量和所述当前输出电压，选择所述谐振变换器的当前驱动状态；
调节模块，用于在所述当前驱动状态下调节所述谐振变换器的驱动信号的占空比和工作频率分别至目标占空比和稳定工作频率；
所述选择模块包括：判断单元，用于判断所述驱动信号调节量和所述当前输出电压是否位于第一驱动状态的调节量区间和电压区间内，其中，所述第一驱动状态为上一时刻负载状态下所述谐振变换器的驱动状态；
第一选择单元，用于若所述驱动信号调节量不位于所述第一驱动状态的调节量区间或所述当前输出电压不位于所述第一驱动状态的电压区间内，选择与所述第一驱动状态具有不同占空比的第二驱动状态作为所述当前驱动状态。
6.如权利要求5所述的控制装置，其特征在于，所述第一选择单元包括：确定子单元，用于确定所述第二驱动状态，其中，所述第二驱动状态与所述第一驱动状态具有不同的占空比，且当前时刻所述谐振变换器的驱动信号调节量和当前输出电压分别位于所述第二驱动状态的调节量区间和电压区间内；
选择子单元，用于将所述第二驱动状态作为所述当前驱动状态。
7.如权利要求5所述的控制装置，其特征在于，所述选择模块还包括：第二选择单元，用于若所述驱动信号调节量和所述当前输出电压均位于所述第一驱动状态的调节量区间和电压区间内，选择与所述第一驱动状态作为所述当前驱动状态。
8.如权利要求5-7任意项所述的控制装置，其特征在于，所述处理模块包括：采集单元，用于采集当前时刻负载状态下所述谐振变换器的模拟输出信号并作为反馈信号；
电压获取单元，用于由所述反馈信号获取所述谐振变换器的当前输出电压；
调节量计算单元，用于通过所述反馈信号和预设基准值计算所述谐振变换器的驱动信号调节量。
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113162429B (zh) * 2021-04-28 2022-06-07 山东大学 DAB-LLC Sigma变换器的性能提升控制方法
CN114499196A (zh) * 2021-11-10 2022-05-13 华为数字能源技术有限公司 一种dc-dc电压变换装置、供电设备和控制方法

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101499724A (zh) * 2008-01-31 2009-08-05 光宝科技股份有限公司 应用于谐振型直流/直流变换器的控制器
CN101707440A (zh) * 2009-11-12 2010-05-12 中兴通讯股份有限公司 Llc谐振变换器控制方法、同步整流控制方法及装置
CN102013821A (zh) * 2010-01-14 2011-04-13 深圳市航嘉驰源电气股份有限公司 谐振变换器的控制方法及装置
CN102025266A (zh) * 2009-06-18 2011-04-20 力博特公司 Llc谐振变换电路的数字化控制方法
CN102214997A (zh) * 2010-04-07 2011-10-12 旭丽电子(广州)有限公司 谐振变换装置与谐振变换器的控制模块及其方法
CN203387407U (zh) * 2013-07-17 2014-01-08 潘海铭 Llc谐振变换器轻负载控制装置
CN103795252A (zh) * 2012-10-31 2014-05-14 中兴通讯股份有限公司 一种串联谐振变换器的控制方法

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1992493B (zh) * 2005-12-30 2011-05-18 艾默生网络能源系统北美公司 一种谐振直流/直流变换器及其控制方法
US20090034298A1 (en) * 2007-07-30 2009-02-05 Champion Microelectronic Corporation Control Method And Apparatus Of Resonant Type DC/DC Converter With Low Power Loss At Light Load And Standby
CN101814838B (zh) * 2009-02-19 2013-02-27 艾默生网络能源系统北美公司 谐振拓扑电路的功率变换器的控制方法和装置
TWI458234B (zh) * 2011-03-28 2014-10-21 Delta Electronics Shanghai Co 直流對直流轉換器、電力變換器及其控制方法
JP5704124B2 (ja) * 2012-06-14 2015-04-22 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP2014233137A (ja) * 2013-05-29 2014-12-11 ソニー株式会社 スイッチング電源装置、スイッチング電源制御方法および電子機器
CN105634289A (zh) * 2016-01-27 2016-06-01 南京能瑞电力科技有限公司 全桥llc谐振dc/dc变换器的输出电压控制装置以及方法

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101499724A (zh) * 2008-01-31 2009-08-05 光宝科技股份有限公司 应用于谐振型直流/直流变换器的控制器
CN102025266A (zh) * 2009-06-18 2011-04-20 力博特公司 Llc谐振变换电路的数字化控制方法
CN101707440A (zh) * 2009-11-12 2010-05-12 中兴通讯股份有限公司 Llc谐振变换器控制方法、同步整流控制方法及装置
CN102013821A (zh) * 2010-01-14 2011-04-13 深圳市航嘉驰源电气股份有限公司 谐振变换器的控制方法及装置
CN102214997A (zh) * 2010-04-07 2011-10-12 旭丽电子(广州)有限公司 谐振变换装置与谐振变换器的控制模块及其方法
CN103795252A (zh) * 2012-10-31 2014-05-14 中兴通讯股份有限公司 一种串联谐振变换器的控制方法
CN203387407U (zh) * 2013-07-17 2014-01-08 潘海铭 Llc谐振变换器轻负载控制装置

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