CN110429819B - 双向dc-dc变换器的前馈型占空比控制方法 - Google Patents

双向dc-dc变换器的前馈型占空比控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及双向DC‑DC变换器控制技术，解决了现有基于电流电压双环控制的双向DC‑DC变换器低压侧和高压侧的电压响应速度相对较慢的问题。技术方案概括为：双向DC‑DC变换器的前馈型占空比控制方法，在现有电压电流双环控制的基础上，加入双向DC‑DC变换器工作在降压和升压两种状态下的占空比前馈增量，对双向DC‑DC变换器进行控制时，在电压电流双环调节所输出的PWM驱动信号的基础上，叠加相应工作状态所对应的占空比前馈增量，通过叠加相应占空比前馈增量后的PWM驱动信号对处于相应工作状态下的双向DC‑DC变换器进行控制。有益效果是：本发明提高了双向DC‑DC变换器低压侧和高压侧的电压响应速度，进而提高了充放电系统的稳定性。

Description

双向DC-DC变换器的前馈型占空比控制方法
技术领域
本发明涉及双向DC-DC变换器控制技术，特别涉及一种双向DC-DC变换器的前馈型占空比控制技术。
背景技术
以锂电池为代表的储能电池系统在风电、光伏等新能源领域得到了越来越广泛的应用，并且在能源路由器、分布式发电、微网等新型发电系统中不可或缺，储能电池分别作为直流电源和储能装置时，需采用双向DC-DC变换器来实现直流电能的双向流动。一般情况下，储能电池对负载放电时，双向DC-DC变换器运行于升压状态，充电电源对储能电池进行充电时，双向DC-DC变换器运行于降压状态。
双向DC-DC变换器的控制系统通常采用电压外环以及电流内环的双环控制结构，来实现系统直流电压、电流参数的实时调节，通过电流环输出的占空比参数生成PWM驱动信号，用于调节控制降压或升压的开关管的通断状态。
储能电池的充电方式通常是将电网交流电逆变为直流充电电源，或者采用光伏电池组作为充电电源，由于电网存在电压波动、光伏发电具有时变性与非线性特点等因素，充电过程中可能出现充电电压或充电电流的瞬时突变，造成充电功率瞬时波动；另一方面，在放电状态下，直流负载的通断或状态切换，会导致放电功率瞬时波动。这些因素导致运行在降压或升压工作状态的双向DC-DC变换器两侧出现功率状态波动，进而降低充放电系统的稳定性。现有的基于电流电压双环控制的双向DC-DC变换器，通过电流电压双环调节能够在一定程度上抑制双向DC-DC变换器两侧功率的波动，但其对双向DC-DC变换器低压侧和高压侧的电压响应速度相对较慢，进而使充放电系统的稳定性相对较低。
发明内容
本发明为解决现有基于电流电压双环控制的双向DC-DC变换器低压侧和高压侧的电压响应速度相对较慢的问题，提供一种双向DC-DC变换器的前馈型占空比控制方法。
为解决上述问题，本发明采用的技术方案是：
双向DC-DC变换器的前馈型占空比控制方法，应用于基于电压电流双环控制的双向DC-DC变换器，包括以下步骤：
设：U1为双向DC-DC变换器的低压侧电压，U2为双向DC-DC变换器的高压侧电压，D1为双向DC-DC变换器处于降压工作状态时的占空比前馈增量，D2为双向DC-DC变换器处于升压工作状态时的占空比前馈增量，D0为经电压电流双环调节后输出的双向DC-DC变换器PWM驱动信号的占空比，D为最终用于驱动双向DC-DC变换器的PWM驱动信号的占空比；
步骤一、检测U1和U2；
步骤二、根据U1和U2分别计算出D1和D2；
步骤三、获取D0，并判断双向DC-DC变换器当前所处的工作状态，若双向DC-DC变换器当前处于降压工作状态，则D＝D0+D1，若双向DC-DC变换器当前处于升压工作状态，则D＝D0+D2，若双向DC-DC变换器当前不处于降压工作状态，且不处于升压工作状态，则D＝D0；
步骤四、使用占空比为D的PWM驱动信号控制双向DC-DC变换器工作，然后执行步骤一。
作为进一步优化，所述步骤二中根据K1、U1和U2计算出D1，根据K2、U1和U2计算出D2，计算公式采用：
Figure BDA0002186127380000021
其中，K1为预设的双向DC-DC变换器处于降压工作状态时的占空比前馈增量调节系数，K2为预设的双向DC-DC变换器处于升压工作状态时的占空比前馈增量调节系数，0≤K1≤1，0≤K2≤1。
作为进一步优化，设：I1为双向DC-DC变换器的低压侧电流；
所述步骤一还包括检测I1；
所述步骤三中判断双向DC-DC变换器当前所处的工作状态的方法采用：获取双向DC-DC变换器当前设定的工作状态；当满足设定的工作状态为降压状态，同时I1的方向为从双向DC-DC变换器的高压侧流向低压侧时，判定双向DC-DC变换器当前处于降压工作状态；当满足设定的工作状态为升压状态，同时I1的方向为从双向DC-DC变换器的低压侧流向高压侧时，判定双向DC-DC变换器当前处于升压工作状态；当不满足设定的工作状态为降压状态，同时I1的方向为从双向DC-DC变换器的高压侧流向低压侧，且不满足设定的工作状态为升压状态，同时I1的方向为从双向DC-DC变换器的低压侧流向高压侧时，判定双向DC-DC变换器当前不处于降压工作状态，且不处于升压工作状态。
作为进一步优化，上述方法还包括步骤五；
所述步骤一还包括判断I1、U1和U2是否都满足各自预设的阈值范围，若是则执行步骤二，否则执行步骤五；
所述步骤五包括使用占空比为D0的PWM驱动信号控制双向DC-DC变换器工作。
作为进一步优化，所述步骤五还包括输出相应的故障信息。
作为进一步优化，所述双向DC-DC变换器的低压侧电流是指在一个采样周期内双向DC-DC变换器的平均低压侧电流，所述双向DC-DC变换器的低压侧电压是指在一个采样周期内双向DC-DC变换器的平均低压侧电压，所述双向DC-DC变换器的高压侧电压是指在一个采样周期内双向DC-DC变换器的平均高压侧电压。
有益效果是：本发明在现有电压电流双环控制的基础上，加入双向DC-DC变换器工作在降压和升压两种状态下的占空比前馈增量，对双向DC-DC变换器进行控制时，在电压电流双环调节所输出的PWM驱动信号的基础上，叠加相应工作状态所对应的占空比前馈增量，通过叠加相应占空比前馈增量后的PWM驱动信号对处于相应工作状态下的双向DC-DC变换器进行控制，提高了双向DC-DC变换器低压侧和高压侧的电压响应速度，进而提高了充放电系统的稳定性。
附图说明
图1是本发明实施例的充放电系统的结构示意图。
图2是本发明实施例的双向DC-DC变换器的前馈型占空比控制方法的原理图。
图3是本发明实施例的当双向DC-DC变换器运行在降压工作状态时常规控制方法与本例的控制方法对U2的控制效果对比图。
图4是本发明实施例的当双向DC-DC变换器运行在升压工作状态时常规控制方法与本例的控制方法对U2的控制效果对比图。
其中，Q1是IGBT管一，Q2是IGBT管二，I1是在一个采样周期内双向DC-DC变换器的平均低压侧电流，U1是在一个采样周期内双向DC-DC变换器的平均低压侧电压，U2是在一个采样周期内双向DC-DC变换器的平均高压侧电压，D1是双向DC-DC变换器处于降压工作状态时的占空比前馈增量，D2是双向DC-DC变换器处于升压工作状态时的占空比前馈增量，D0是经电压电流双环调节后输出的双向DC-DC变换器PWM驱动信号的占空比，D是最终用于驱动双向DC-DC变换器的PWM驱动信号的占空比。
具体实施方式
下面结合附图和实施例，进一步说明本发明的技术方案。
本发明的技术方案是：
双向DC-DC变换器的前馈型占空比控制方法，应用于基于电压电流双环控制的双向DC-DC变换器，包括以下步骤：
设：U1为双向DC-DC变换器的低压侧电压，U2为双向DC-DC变换器的高压侧电压，D1为双向DC-DC变换器处于降压工作状态时的占空比前馈增量，D2为双向DC-DC变换器处于升压工作状态时的占空比前馈增量，D0为经电压电流双环调节后输出的双向DC-DC变换器PWM驱动信号的占空比，D为最终用于驱动双向DC-DC变换器的PWM驱动信号的占空比；
步骤一、检测U1和U2；
步骤二、根据U1和U2分别计算出D1和D2；
步骤三、获取D0，并判断双向DC-DC变换器当前所处的工作状态，若双向DC-DC变换器当前处于降压工作状态，则D＝D0+D1，若双向DC-DC变换器当前处于升压工作状态，则D＝D0+D2，若双向DC-DC变换器当前不处于降压工作状态，且不处于升压工作状态，则D＝D0；
步骤四、使用占空比为D的PWM驱动信号控制双向DC-DC变换器工作，然后执行步骤一。
对上述方法进行进一步优化，具体可以是：
一方面，步骤二中根据K1、U1和U2计算出D1，根据K2、U1和U2计算出D2，计算公式采用：
Figure BDA0002186127380000041
其中，K1为预设的双向DC-DC变换器处于降压工作状态时的占空比前馈增量调节系数，K2为预设的双向DC-DC变换器处于升压工作状态时的占空比前馈增量调节系数，0≤K1≤1，0≤K2≤1。由于降压和升压工作状态下，产生功率瞬时波动的原因不同，因此分别设置降压和升压工作状态下的K1和K2，K1和K2的取值根据系统控制器参数及外部扰动特征进行整定，同时根据占空比定义，两者取值都需在[0,1]的数值范围内。
一方面，设：I1为双向DC-DC变换器的低压侧电流；所述步骤一还包括检测I1；所述步骤三中判断双向DC-DC变换器当前所处的工作状态的方法采用：获取双向DC-DC变换器当前设定的工作状态；当满足设定的工作状态为降压状态，同时I1的方向为从双向DC-DC变换器的高压侧流向低压侧时，判定双向DC-DC变换器当前处于降压工作状态；当满足设定的工作状态为升压状态，同时I1的方向为从双向DC-DC变换器的低压侧流向高压侧时，判定双向DC-DC变换器当前处于升压工作状态；当不满足设定的工作状态为降压状态，同时I1的方向为从双向DC-DC变换器的高压侧流向低压侧，且不满足设定的工作状态为升压状态，同时I1的方向为从双向DC-DC变换器的低压侧流向高压侧时，判定双向DC-DC变换器当前不处于降压工作状态，且不处于升压工作状态。上述结合两个条件来判断双向DC-DC变换器的工作状态，一个是从双向DC-DC变换器的控制系统中获取到的软件设定的工作状态，一个是电流的流向，通过两个条件得到的综合判断结果更加准确可靠。
一方面，上述方法还包括步骤五；所述步骤一还包括判断I1、U1和U2是否都满足各自预设的阈值范围，若是则执行步骤二，否则执行步骤五；所述步骤五包括使用占空比为D0的PWM驱动信号控制双向DC-DC变换器工作。上述通过判断相应的参数是否满足其阈值范围以得出双向DC-DC变换器是否正常工作，在有异常时停止占空比前馈控制，以保证变换器的正常运行，防止变换器损坏。
一方面，所述步骤五还包括输出相应的故障信息，以便于相关人员排除故障。
一方面，所述双向DC-DC变换器的低压侧电流是指在一个采样周期内双向DC-DC变换器的平均低压侧电流，所述双向DC-DC变换器的低压侧电压是指在一个采样周期内双向DC-DC变换器的平均低压侧电压，所述双向DC-DC变换器的高压侧电压是指在一个采样周期内双向DC-DC变换器的平均高压侧电压。上述通过平均值的方式来提高相应测量参数的准确性。
实施例
下面具体举例说明本发明的技术方案。
如图1所示，充放电系统中IGBT管一Q1和IGBT管二Q2分别用于双向DC-DC变换器降压工作状态的降压控制和升压工作状态的升压控制。图2所示，现有的基于电压电流双环控制的双向DC-DC变换器，其电压电流双环控制原理为：降压工作状态下电压控制环由MPPT算法提供动态电压参考值，升压工作状态下电压控制环的电压参考值为恒定值，两种工作状态下分别有独立的电压控制环，并根据设定的工作状态进行切换，经电压控制环后输出电流参考值，再经电流控制环作用后输出占空比为D0的PWM驱动信号。
本例的双向DC-DC变换器的前馈型占空比控制方法，应用于上述的基于电压电流双环控制的双向DC-DC变换器，参见图1和图2，包括以下步骤：
设：I1为在一个采样周期内双向DC-DC变换器的平均低压侧电流，U1为在一个采样周期内双向DC-DC变换器的平均低压侧电压，U2为在一个采样周期内双向DC-DC变换器的平均高压侧电压，D1为双向DC-DC变换器处于降压工作状态时的占空比前馈增量，D2为双向DC-DC变换器处于升压工作状态时的占空比前馈增量，D0为经电压电流双环调节后输出的双向DC-DC变换器PWM驱动信号的占空比，D为最终用于驱动双向DC-DC变换器的PWM驱动信号的占空比；
步骤一、检测计算出I1、U1和U2，然后判断I1、U1和U2是否都满足各自预设的阈值范围，若是则执行步骤二，否则执行步骤五；
步骤二、根据K1、U1和U2计算出D1，根据K2、U1和U2计算出D2，计算公式采用：
Figure BDA0002186127380000061
其中，K1为预设的双向DC-DC变换器处于降压工作状态时的占空比前馈增量调节系数，K2为预设的双向DC-DC变换器处于升压工作状态时的占空比前馈增量调节系数，0≤K1≤1，0≤K2≤1；
步骤三、获取D0，并获取双向DC-DC变换器当前设定的工作状态；当满足设定的工作状态为降压状态，同时I1的方向为从双向DC-DC变换器的高压侧流向低压侧时，判定双向DC-DC变换器当前处于降压工作状态；当满足设定的工作状态为升压状态，同时I1的方向为从双向DC-DC变换器的低压侧流向高压侧时，判定双向DC-DC变换器当前处于升压工作状态；当不满足设定的工作状态为降压状态，同时I1的方向为从双向DC-DC变换器的高压侧流向低压侧，且不满足设定的工作状态为升压状态，同时I1的方向为从双向DC-DC变换器的低压侧流向高压侧时，判定双向DC-DC变换器当前不处于降压工作状态，且不处于升压工作状态；若双向DC-DC变换器当前处于降压工作状态，则D＝D0+D1，若双向DC-DC变换器当前处于升压工作状态，则D＝D0+D2，若双向DC-DC变换器当前不处于降压工作状态，且不处于升压工作状态，则D＝D0；
步骤四、使用占空比为D的PWM驱动信号控制双向DC-DC变换器工作，然后执行步骤一；
步骤五、使用占空比为D0的PWM驱动信号控制双向DC-DC变换器工作，并输出相应的故障信息。
根据本例提供的上述方法进行实验，实验参数采用：双向DC-DC变换器额定功率3kW，储能电池额定电压144V，直流负载额定电压350V，光伏电池组件的工作电压范围200V-450V。K1为0.2，K2为0.5。
当双向DC-DC变换器运行在降压工作状态时，其高压侧接入光伏电池组件对储能电池进行充电。在相同的测试条件下，常规控制方法与本例的控制方法对U2的控制效果如图3所示。图中时间t在0.4s-0.6s时，辐照度由1000W/m2跌至200W/m2，1.0s-1.2s时辐照度由200W/m2回复至1000W/m2。MPPT控制采用扰动观测法，在1000W/m2时双向DC-DC变换器高压侧电压的最大功率点为372.5V，在200W/m2时其电压最大功率点为361V，由于辐照度变化，双向DC-DC变换器高压侧电压的最大功率点出现了两次快速切换。对比图中两种控制方法的电压波形，两次最大功率点变化过程中本例的控制方法相较于常规控制方法都更快速地降低了瞬时电压波动，进而系统的稳压效果得到了提升，并且电压在跟踪过程中更接近新的最大功率点，增加了瞬时输出功率。
当双向DC-DC变换器运行在升压工作状态时，其低压侧的储能电池运行在放电状态，高压侧端接入直流负载。在相同的测试条件下，常规控制方法与本例的控制方法对U2的控制效果如图4所示。直流负载初始功率为100W，在时间t为1.4s时其消耗功率切换为1kW，在2s时消耗功率切换为3kW，2.6s时断开直流负载，双向DC-DC变换器为空载状态。对比图中两种控制方法的电压波形，在多次功率瞬时增减过程中，本例的控制方法具备更快的响应速度，功率瞬时变化越大，时间差值越大，本例的控制方法对电压控制的速度响应优势越明显。

Claims (5)

1.双向DC-DC变换器的前馈型占空比控制方法，应用于基于电压电流双环控制的双向DC-DC变换器，其特征在于，包括以下步骤：
设：U1为双向DC-DC变换器的低压侧电压，U2为双向DC-DC变换器的高压侧电压，D1为双向DC-DC变换器处于降压工作状态时的占空比前馈增量，D2为双向DC-DC变换器处于升压工作状态时的占空比前馈增量，D0为经电压电流双环调节后输出的双向DC-DC变换器PWM驱动信号的占空比，D为最终用于驱动双向DC-DC变换器的PWM驱动信号的占空比；
步骤一、检测U1和U2；
步骤二、根据U1和U2分别计算出D1和D2；
步骤三、获取D0，并判断双向DC-DC变换器当前所处的工作状态，若双向DC-DC变换器当前处于降压工作状态，则D＝D0+D1，若双向DC-DC变换器当前处于升压工作状态，则D＝D0+D2，若双向DC-DC变换器当前不处于降压工作状态，且不处于升压工作状态，则D＝D0；
步骤四、使用占空比为D的PWM驱动信号控制双向DC-DC变换器工作，然后执行步骤一；
所述步骤二中根据K1、U1和U2计算出D1，根据K2、U1和U2计算出D2，计算公式采用：
Figure FDA0003179235820000011
其中，K1为预设的双向DC-DC变换器处于降压工作状态时的占空比前馈增量调节系数，K2为预设的双向DC-DC变换器处于升压工作状态时的占空比前馈增量调节系数，0≤K1≤0.2，0.5≤K2≤1。
2.如权利要求1所述的双向DC-DC变换器的前馈型占空比控制方法，其特征在于：
设：I1为双向DC-DC变换器的低压侧电流；
所述步骤一还包括检测I1；
所述步骤三中判断双向DC-DC变换器当前所处的工作状态的方法采用：获取双向DC-DC变换器当前设定的工作状态；当满足设定的工作状态为降压状态，同时I1的方向为从双向DC-DC变换器的高压侧流向低压侧时，判定双向DC-DC变换器当前处于降压工作状态；当满足设定的工作状态为升压状态，同时I1的方向为从双向DC-DC变换器的低压侧流向高压侧时，判定双向DC-DC变换器当前处于升压工作状态；当不满足设定的工作状态为降压状态，同时I1的方向为从双向DC-DC变换器的高压侧流向低压侧，且不满足设定的工作状态为升压状态，同时I1的方向为从双向DC-DC变换器的低压侧流向高压侧时，判定双向DC-DC变换器当前不处于降压工作状态，且不处于升压工作状态。
3.如权利要求2所述的双向DC-DC变换器的前馈型占空比控制方法，其特征在于，还包括步骤五；
所述步骤一还包括判断I1、U1和U2是否都满足各自预设的阈值范围，若是则执行步骤二，否则执行步骤五；
所述步骤五包括使用占空比为D0的PWM驱动信号控制双向DC-DC变换器工作。
4.如权利要求3所述的双向DC-DC变换器的前馈型占空比控制方法，其特征在于，所述步骤五还包括输出相应的故障信息。
5.如权利要求2所述的双向DC-DC变换器的前馈型占空比控制方法，其特征在于，所述双向DC-DC变换器的低压侧电流是指在一个采样周期内双向DC-DC变换器的平均低压侧电流，所述双向DC-DC变换器的低压侧电压是指在一个采样周期内双向DC-DC变换器的平均低压侧电压，所述双向DC-DC变换器的高压侧电压是指在一个采样周期内双向DC-DC变换器的平均高压侧电压。
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