CN103973105B - 一种大功率双向dc/dc变换器高动态性能控制方法 - Google Patents
一种大功率双向dc/dc变换器高动态性能控制方法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明提供了一种大功率双向DC/DC变换器高动态性能控制方法，该方法包括以下步骤：控制器接收恒压控制指令及恒压控制指令值，获得AD采样电压反馈值；所述DC/DC变换器输出波动性小功率时，改变电压外环PI控制参数，确定电压闭环PI控制输出的电流指令；所述DC/DC变换器大功率充放电转换时，根据电压差值改变电压外环PI参数，输出电流指令；所述DC/DC变换器切换工作模式时，根据状态切换方向改变电流内环积分项；根据所述DC/DC变换器的工作模式及占空比发出PWM驱动信号。该方法用于解决DC/DC变换器大功率充放电转换或低功率范围运行时输出电压稳定性的问题。
Description
技术领域
本发明涉及一种直流变换控制技术的方法，具体讲涉及一种大功率双向DC/DC变换器高动态性能控制方法。
背景技术
大功率双向DC-DC变换器应用在大容量储能系统，可以提高储能电池容量利用率，有利于储能电池模块化使用，满足不同类型电池并联运行，提高储能系统运行可靠性。每个双向DC/DC模块均具备恒压、恒功率、恒流等能量双向流动控制特性。多个DC/DC模块并联运行时，可以通过功率均分或者根据每个电池SOC及容量决定功率分配比例，实现系统SOC的一致性，提高整个储能系统优化控制目标。双级储能系统(AD/DC+DC/DC)工作离网运行状态时，对系统动态性、稳态性均有很高要求，才能确保输出电压、频率的稳定性。因此，DC/DC作为恒压源必须具备较高的动态性能。常规的电压控制框图如图1，但是固定PI控制很难同时满足小功率输出的稳定性以及大范围功率变化的动态性。
因此，需要提供一种可以兼顾DC/DC工作小功率范围输出电压稳定性以及大功率充放电转换时电压输出动态性的大功率双向DC/DC变换器高动态性能控制方法。
发明内容
为克服上述现有技术的不足，本发明提供一种大功率双向DC/DC变换器高动态性能控制方法，该方法用于解决DC/DC变换器大功率充放电转换或低功率范围运行时，输出电压稳定性的问题。
实现上述目的所采用的解决方案为：
一种大功率双向DC/DC变换器高动态性能控制方法，所述方法包括以下步骤：I、控制器接收恒压控制指令及恒压控制指令值，获得AD采样电压反馈值；其改进之处在于：
II、所述DC/DC变换器输出波动性小功率时，改变电压环PI控制参数，确定电压环PI控制器输出的电流指令；
III、所述DC/DC变换器大功率充放电转换时，根据电压差值改变电压环PI参数，输出电流指令；
IV、所述DC/DC变换器切换工作模式时，根据状态切换方向改变电流内环积分项；
V、根据所述DC/DC变换器的工作模式及占空比发出PWM驱动信号。
进一步的，所述步骤II中，电压环控制采用自适应变PI控制参数，所述DC/DC变换器输出波动性小功率时，如下式(1)改变电压环PI控制参数：
其中，kp_u为电压环比例系数，ki_u为电压环积分系数；Kp0、Kp1、Ki0、Ki1均为常数，Umin为电压偏差绝对值最小值，Umax为电压偏差绝对值最大值，udref为恒压控制指令值，uo(k)为直流输出侧电压第k次采样值。
进一步的，所述步骤II中，确定电压环PI控制器输出的电流指令idref如下式(2)、(3)：
eu(k)＝udref-uo(k) (3)
其中，idref为电压环比例系数，eu(k)为第k次采样电压偏差，udref为电流外环指令值，uo(k)为直流输出侧电压第k次采样值，Ts采样周期，ki_u为电压环积分系数。
进一步的，所述步骤III中，当DC/DC变化器工作在大功率充放电转换过程，为快速跟踪电压指令，改变电压环PI调节输出电流指令idref，包括：
判断电压环PI调节输出电流指令idref大小：若，且udref-uo(k)＞ΔUmax，则idref(k)＝0，若idref(k)＜0，且udref-uo(k)＜-ΔUmax，则idref(k)＝0，
其中，idref(k)为第k次电流指令值，udref为电压指令值，uo为直流输出侧电压采样值，ΔUmax为电压偏差最大值。
进一步的，所述步骤IV中，当DC/DC变换器工作在模式切换时，为快速跟踪电流指令，设定αboost0＝1-ui(k)/uo(k)，αbuck0＝ui(k)/uo(k)，ei(k)＝idref(k)-idl(k)；
当boost模式转为buck模式时，如下式(4)确定电流内环积分：
当buck模式转为boost模式时，如下式(5)确定电流内环积分：
其中，Ts采样周期，uo(k)为直流输出侧电压第k次采样值，Kii为电流内环积分系数，αboost0为boost模式下初始占空比，αbuck0为buck模式下初始占空比，ui(k)为输入电压k时刻采样值，idl(k)为第k次电抗器电流采样值。
进一步的，所述步骤V中，判断所述DC/DC变换器的工作模式，确定不同工作模式下的PWM占空比，包括：
若idref(k)≤0，所述DC/DC变换器工作在boost模式，如下式(6)确定PWM占空比；
若idref(k)＞0，所述DC/DC变换器工作在buck模式，如下式(7)确定PWM占空比：
其中，a_boost为boost模式下占空比，a_buck为buck模式下占空比，Kpi为电流内环比例系数，Kii为电流内环积分系数，ei(k)为第k次电流指令与电抗器电流之间差值。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
(1)本发明的方法通过电压环采用自适应变PI参数控制，提高DC/DC处于波动性低功率工作范围输出电压的稳定性。
(2)本发明的方法根据电压偏差对电压环PI计算的电流指令再次处理，增强输出电压的动态性能，防止输出电压偏差过大。
(3)本发明的方法中，当DC/DC工作在buck模式与boost模式之间状态转换时，对电流内环进行PI积分项进行处理，增强了电流内环响应速度，提高了DC/DC大功率充放电转换时，输出电压的动态性能。
(4)本发明的方法解决了DC/DC变换器大功率充放电转换或低功率范围运行时输出电压稳定性的问题，兼顾DC/DC工作小功率范围输出电压稳定性及大功率充放电转换时电压输出动态性，提高了DC/DC变换器运行的稳定性。
附图说明
图1为DC/DC变换器系统结构图；
图2为DC/DC变换器电压控制框图；
图3为50kWDC/DC变换器与电池和50kW储能双向变流器(PCS)联调系统图；
图4为PCS并网，空载转50kW充电,DC/DC变换器电压电流波形
图5为PCS并网，50kW充电转50kW放电,DC/DC变换器电压电流波形
图6为PCS并网，50kW放电转50kW充电,DC/DC变换器电压电流波形
图7为PCS离网，20kW电阻以及7.5kW电机切除时，DC/DC变换器电压电流波形
图8为PCS离网，20kW电阻以及7.5kW电机投入时，DC/DC变换器电压电流波形
具体实施方式
下面结合附图对本发明的具体实施方式做进一步的详细说明。
如图1所示，图1为DC/DC变换器系统结构图；DC/DC变换器分别通过断路器QF1、QF2与AC/DC逆变器和蓄电池连接。双向DC/DC变换器工作模式包括升压模式(功率输出)以及降压模式(功率输入)，结合图1其工作原理如下：
升压模式：当双向DC/DC变换器正向工作时，T1、D2配合工作,能量AC/DC逆变器流向蓄电池,从左到右,处于Buck降压模式。当T1导通时,C2侧电压加到二极管D1、L1和输出电容C1上,故D2截止。此时加在L上的电压为U1>U2,故电感电流线性增加能量以磁场能的形式存储在L中,并同时向蓄电池充电。当T1关断时,电感电流通过D2续流,电感电流线性减小,L的储能向C1转移。
降压模式：当双向DC/DC变换器反向工作时,T2、D1配合工作，能量从蓄电池流向AC/DC逆变器,从右到左,处于升压模式。T2导通时，C1全部加到电感上,电感电流线性增加,电能以磁场能的形式存储在L中，二极管D1截止。当T2关断时,电感电流通过D1向输出侧流动，C1和L1上的储能向C2转移,即给C2充电,此时加在电感上的电压为U2-U1小于零,所以电感电流线性减小。
DC/DC变换过程中，采用电压、电流双闭环的PI控制，实际输出电压的反馈信号U0与输出电压的给定值Udref进行比较，其差值经过PI环节生成内环(电流环)的给定电流信号Idref，Idref再与电感电流的反馈值Idl比较，最终生成PWM控制信号，进而控制DC/DC主电路中IGBT的开关状态，实现稳压输出。
如图2所示，图2为DC/DC变换器电压控制框图；DC/DC变换器变换过程中，采用电压、电流双变换的PI控制；实际输出电压的反馈信号U，与输出电压的给定值Udref进行比较，其差值经过PI环节生成内环(电流环)的给定电流信号Idref，Idref与电感电流的反馈值Idl比较，最终生成PWM控制信号，进而控制DC/DC控制器主电路中IGBT的开关状态，实现稳压输出。采用常规PI控制方法很难满足波动性小功率以及大功率充放电转换时电压稳定性；为此，
本发明提供的一种大功率双向DC/DC变换器高动态性能控制方法，满足波动性小功率以及大功率充放电转换时电压稳定性。该方法包括以下步骤：
步骤一、控制器接收恒压控制指令以及恒压控制指令值udref，获得输出电压反馈值uo(k)，idl(k)。
步骤二、当DC/DC变换器输出波动性小功率时，改变电压环PI控制参数，确定电压环PI控制输出电流指令。
步骤三、DC/DC变换器工作在大功率充放电转换时，根据电压差值改变电压环PI参数，输出电流指令；
步骤四、DC/DC变换器工作在模式切换时，根据状态切换方向改变电流内环积分项。
步骤五、根据DC/DC变换器的工作模式以及相应占空比发出PWM驱动信号，返回步骤一。
步骤二中，当DC/DC变换器输出波动性小功率时，改变电压环PI控制参数。
电压环控制采用自适应变PI控制参数，解决DC/DC输出波动性小功率时输出电压的稳定性，如下式(1)改变电压环PI参数：
其中，kp_u为电压环比例系数，ki_u为电压环积分系数；Kp0、Kp1、Ki0、Ki1均为常数，Umin为电压偏差绝对值最小值，Umax为电压偏差绝对值最大值，abs||表示求取绝对值。
步骤二中，确定电压环PI控制输出电流指令。
如下式(2)、(3)确定电流内环指令：
eu(k)＝udref-uo(k) (3)
其中，idref(k)为第k次电流指令值，eu(k)为第k次电压偏差值，udref电压指令值，uo(k)直流输出侧电压第k次采样值，Ts采样周期，kp_u为电压环比例系数。
步骤三，DC/DC工作在大功率充放电转换时，根据电压差值改变电压环PI参数，输出电流指令。
当DC/DC变化器工作在大功率充放电转换过程，电压环响应不及时将导致DC/DC输出电压出现较大波动，为快速跟踪电压指令，对电压环PI调节输出电流指令idref作如下处理：
当idref(k)＞0，且udref-uo(k)＞ΔUmax，则idref(k)＝0，
当idref(k)＜0，且udref-uo(k)＜-ΔUmax，则idref(k)＝0，
其中，idref(k)为第k次电流指令值，udref电压指令值，uo(k)直流输出侧电压第k次采样值，ΔUmax为电压偏差最大值，eu(k)为第k次采样电压偏差值。
通过以上方式改变电流指令idref，进一步加快对输出功率响应速度，维持输出电压的稳定性。根据电压偏差对电压环PI计算的电流指令再次处理，增强输出电压的动态性能，防止输出电压偏差过大。
步骤四、DC/DC工作在模式切换时，根据状态切换方向改变电流内环积分项。
若idref(k)＞0，认为DC/DC变换器工作在buck模式；若idref(k)≤0，DC/DC变换器工作在boost模式；
当DC/DC变化器工作在模式切换时，为快速跟踪电流指令对转换时刻作如下处理：
令αboost0＝1-ui(k)/uo(k)，αbuck0＝ui(k)/uo(k)，ei(k)＝idref(k)-idl(k)；
Boost模式转为buck模式时，如下式(4)确定电流内环积分：
buck模式转为boost模式时，如下式(5)确定电流内环积分：
其中，TsTs采样周期，uo(k)为直流输出侧电压第k次采样值，Kii为电流内环积分系数，αboost0为boost模式下初始占空比，αbuck0为buck模式下初始占空比，ui(k)为输入电流k时刻采样值，uo(k)输出电压k时刻采样值，ei(k-1)为第k-1次电流指令与电抗器电流之间差值。
步骤五、根据DC/DC的工作模式以及相应占空比发出PWM驱动信号，返回步骤一继续控制。
电流内环PI控制器输出PWM占空比，如下式(6)确定PWM占空比：
当idref(k)≤0时，PWM占空比如下式(6)：
当idref(k)＞0时，PWM占空比如下式(7)：
其中，a_boost为boost模式下占空比，a_buck为buck模式下占空比，Kpi为电流内环比例系数，Kii为电流内环积分系数，ei(k)为第k次电流指令与电抗器电流之间差值。。
如图3所示，图3为50kWDC/DC变换器与电池和50kW储能双向变流器(PSC)联调系统图；该系统包括串联的电池、DC/DC变换器和PCS，PCS通过开关K1连接电网，PCS通过开关K2连接负荷三相异步电机和三相电阻。其中，电池为64kWh铁锂电池，电压范围600-720V,DC/DC变换器输出电压750V,电网电压为380V，三相异步电机为负荷7.5kW的三相异步电机，三相电阻为20kW三相电阻。运用本发明的方法，获得如图4～图8所示的波形图，分别为PCS并网，空载转50kW充电,DC/DC变换器电压电流波形图；PCS并网，50kW充电转50kW放电,DC/DC变换器电压电流波形图；PCS并网、50kW放电转50kW充电,DC/DC变换器电压电流波形图；PCS离网，20kW电阻以及7.5kW电机切除时，DC/DC变换器电压电流波形图；及PCS离网，20kW电阻以及7.5kW电机投入时，DC/DC变换器电压电流波形图。通过系统并网、离网发现DC/DC变换器输出电压的动态性及其稳定性。(对附图的颜色及线条含义做了标注，请查看附图是否合适！)
最后应当说明的是:以上实施例仅用于说明本申请的技术方案而非对其保护范围的限制,尽管参照上述实施例对本申请进行了详细的说明,所属领域的普通技术人员应当理解:本领域技术人员阅读本申请后依然可对申请的具体实施方式进行种种变更、修改或者等同替换，但这些变更、修改或者等同替换，均在申请待批的权利要求保护范围之内。
Claims (5)
1.一种大功率双向DC/DC变换器高动态性能控制方法，其特征在于：所述方法包括以下步骤：I、控制器接收恒压控制指令及恒压控制指令值，获得输出电压反馈值；
II、所述DC/DC变换器输出波动性小功率时，改变电压环PI控制参数，确定电压环PI控制器输出的电流指令；
III、所述DC/DC变换器大功率充放电转换时，根据输出电压反馈值与恒压控制指令值之间的电压差值改变电压环PI控制参数，输出电流指令；
IV、所述DC/DC变换器切换工作模式时，根据状态切换方向改变电流内环积分；
V、根据所述DC/DC变换器的工作模式及占空比发出PWM驱动信号，
所述步骤II中，电压控制采用自适应变PI控制参数，所述DC/DC变换器输出波动性小功率时，如下式(1)改变电压环PI控制参数：
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其中，kp_u为电压环比例系数，ki_u为电压环积分系数，Kp0、Kp1、Ki0、Ki1均为常数，Umin为电压偏差绝对值最小值，Umax为电压偏差绝对值最大值，udref为恒压控制指令值，uo(k)为直流输出侧电压第k次采样值。
2.如权利要求1所述的一种大功率双向DC/DC变换器高动态性能控制方法，其特征在于：所述步骤II中，确定电压环PI控制器输出的电流指令idref如下式(2)、(3)：
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eu(k)＝udref-uo(k) (3)
其中，idref(k)为第k次电流指令值，eu(k)为第k次采样电压偏差，Ts采样周期。
3.如权利要求1所述的一种大功率双向DC/DC变换器高动态性能控制方法，其特征在于：所述步骤III中，当DC/DC变化器工作在大功率充放电转换过程，为快速跟踪电压指令，加快PI调节速度，电压外环PI调节输出电流指令清零，包括：
若idref(k)＞0，且udref-uo＞ΔUmax，则idref(k)＝0，若idref(k)＜0，且udref-uo＜-ΔUmax，则idref(k)＝0，
其中，idref(k)为第k次电流指令值，uo为直流输出侧电压采样值，eu(k)为第k次电压指令与输出电压之间偏差，ΔUmax为电压偏差最大值。
4.如权利要求1所述的一种大功率双向DC/DC变换器高动态性能控制方法，其特征在于：所述步骤IV中，当DC/DC变换器工作在模式切换时，为快速跟踪电流指令，设定αboost0＝1-ui(k)/uo(k)，αbuck0＝ui(k)/uo(k)，ei(k)＝idref(k)-idl(k)；
当boost模式转为buck模式时，如下式(4)确定电流内环积分：
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其中，Ts为采样周期，Kii为电流内环积分系数，αbuck0为buck模式下初始占空比，αboost0为boost模式下初始占空比，ui(k)为输入电压k时刻采样值，idl(k)为第k次电抗器电流采样值，ei(k)为第k次电流指令与电抗器电流之间差值，ei(k-1)为第k-1次电流指令与电抗器电流之间差值。
5.如权利要求1所述的一种大功率双向DC/DC变换器高动态性能控制方法，其特征在于：所述步骤V中，判断所述DC/DC变换器的工作模式，确定不同工作模式下的PWM占空比，包括：
若idref(k)≤0，所述DC/DC变换器工作在boost模式，如下式(6)确定PWM占空比；
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其中，idref(k)为第k次电流指令值，Ts为采样周期，a_boost为boost模式下占空比，a_buck为buck模式下占空比，Kpi为电流内环比例系数，Kii为电流内环积分系数，ei(k)为第k次电流偏差值。
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