CN115473434A - 一种蓄电池供电的脉冲电容充电电源及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种蓄电池供电的脉冲电容充电电源。主电路采用两级升压结构，前级为交错并联双Boost变换器，后级采用LCC谐振变换器。其中交错并联双Boost变换器能够实现比较高的升压比，减小输出电压纹波；LCC谐振变换器能够充分利用变压器的寄生参数，实现开关管的软开关，同时以小脉冲的形式对负载电容进行充电，能实现较高的充电精度。本发明首次提出交错并联双Boost变换器和LCC谐振变换器组成的两级脉冲电容充电电源结构，前级通过电压电流双闭环控制实现了稳定升压，提高了响应速度，后级通过临界断续恒流控制实现了全范围软开关和恒流充电，提高了充电速度、充电效率以及充电线性度，提升了脉冲电容充电电源的充电性能。

Description

一种蓄电池供电的脉冲电容充电电源及其控制方法
技术领域
本发明属于电力电子变换器领域，特别涉及一种蓄电池供电的脉冲电容充电电源及其控制方法。
背景技术
传统的直流电源一般向固定负载提供稳定高效的直流电压或电流，电源大多数时间工作在稳定状态，而在有一些应用领域，如强激光、粒子加速器、雷达、电磁发生等，则需要系统在短暂的时间内提供可重复、高密度、高功率的能量输出，称之为高能脉冲系统。这些能量一般由脉冲电容储能，然后在短时内释放提供，而脉冲电容充电电源的质量关系到脉冲电容能否在额定的时间内稳定的充到额定电压并保持至放电。
高频变换器具有较高的开关频率，可以减小电路中磁性元件的体积，提高充电电源的功率密度，并降低电源的设计成本；同时，它是以小脉冲的充电方式对电容进行充电，输出电压缓慢上升，充电精度高，因此高频变换器在电容充电电源中应用比较广泛。理想的LC串联谐振变换器工作在电流断续模式时输出电流恒定，可以实现恒流充电，但是受高频高压变压器寄生参数的影响，LC串联谐振变换器实质上是LCC串并联谐振变换器。目前对于工作在断续模式下的LCC谐振变换器的主流控制方式为定频控制，不仅控制简单，还能实现全范围零电流软开关，提高电路效率和可靠性。但是定频控制下的LCC谐振变换器随着充电电压的上升，电流衰减速度很快，严重影响了充电速度和充电线性度。
脉冲电容充电电源大多数使用三相交流电整流后为电源供电，而在某些低压源供电的场合，如电磁武器，激光武器移动作战等，则需要使用蓄电池或超级电容作为初级储能为系统供电，这个时候要求电源能将几十伏的电压升到数千伏甚至十千伏以上。若直接使用一级结构升压，会造成变压器线圈匝数过多，体积庞大，效率降低，且由于低压端电流大，电流变化过快，会造成大的电磁干扰。
发明内容
本发明的目的在于提出了一种蓄电池供电的脉冲电容充电电源及其控制方法，以提高脉冲电容充电电源的性能，通过采用临界断续恒流控制，在提升充电效率的同时提升充电速度和充电线性度，针对蓄电池供电的应用场合，通过两级升压结构，在LCC谐振变换器前加交错并联双Boost变换器，使变压器体积减小，提高充电效率，减小电磁干扰。
实现本发明的技术解决方案为：一种蓄电池供电的脉冲电容充电电源，通过交错并联双Boost变换器、电压电流双闭环控制、LCC谐振变换器和临界断续恒流控制实现。其中：
交错并联双Boost变换器为前级升压电路，由两个Boost变换器并联组成，上下支路180°移相控制，用于提升后级LCC谐振变换器的输入电压等级。
电压电流双闭环控制为前级交错并联双Boost变换器的控制方式，用于稳定前级输出电压、实现支路电流均衡。
LCC谐振变换器为后级升压电路，由全桥逆变电路、LCC谐振腔、变压器和全桥整流电路组成，用于对脉冲电容充电。
临界断续恒流控制为后级LCC谐振变换器的控制方式，用于提升脉冲电容充电电源的性能。
本发明所提出的一种蓄电池供电的脉冲电容充电电源的控制方法，实现步骤如下：
步骤1：交错并联双Boost变换器实现电压等级的提升，为前级升压电路。单条支路的工作原理是：当开关管Qi导通时，输入电源Vin向升压电感Li充电，输出电容Ci维持输出电压恒定；当开关管Qi关断时，输入电源Vin和升压电感Li同时向负载端供电。上下支路采用180°移相控制，即第二开关管Qi2的驱动信号滞后第一开关管Qi1的驱动信号180°，可以减小输出电压纹波。
步骤2：电压电流双闭环控制为前级交错并联双Boost变换器的控制方式，电压外环稳定输出电压，电流内环提高响应速度，实现支路电流均衡。采集输出电压与电压参考值进行比较，将误差量送入PI控制器计算出电流参考值，再将电流参考值与采样到的电感电流值进行作差，结果送入PI控制器，再经过PWM模块输出Qi1的驱动信号，同时将Qi1的驱动信号延迟半周期作为Qi2的驱动信号，实现交错并联。
步骤3：前级交错并联双Boost变换器的输出电压作为后级LCC谐振变换器的输入电压，LCC谐振变换器对负载电容进行充电。当第一开关管Q1和第四开关管Q4导通时，首先输入电源经过第一开关管Q1、第四开关管Q4、串联谐振电感Lr、串联谐振电容Cs和变压器原边侧向变压器副边传送能量，变压器副边侧通过第一二极管Vo1和第四二极管Vo4向负载电容Co进行充电；然后当谐振电流谐振到零并开始反向时，输入电源经过第一开关管反并联二极管VD1、第四开关管反并联二极管VD4、串联谐振电感Lr、串联谐振电容Cs向并联谐振电容Cp反向充电；当并联谐振电容Cp电压达到钳位电压时，输入电源经过第一开关管反并联二极管VD1、第四开关管反并联二极管VD4、串联谐振电感Lr、串联谐振电容Cs和变压器原边侧向变压器副边传送能量，变压器副边侧通过第二二极管Vo2和第三二极管Vo3向负载电容Co进行充电。当第二开关管Q2和第三开关管Q3导通时情况一样。
步骤4：临界断续恒流控制为后级LCC谐振变换器的控制方式，通过电压采样电路采集输出电容电压送到数字处理芯片(DSP)的ADC模块，同时ePWM模块中的事件触发(ET)子模块产生ADC启动信号，每启动一次进行一次ADC采样，然后在中断中进行数据运算，计算出临界断续频率。考虑到临界断续频率计算的复杂性以及DSP处理的速度，事先对临界断续频率的表达式进行分段线性化，然后在中断程序中对采集到的输出电压进行判断，接着计算出临界断续频率作为平均输出电流闭环控制PI调节的频率上限。通过采样电阻将输出电流转化为电阻电压，然后通过LC滤波电路，此时滤波电容电压即为平均输出电流。通过电压采样电路采集滤波电容电压作为平均输出电流送到DSP的ADC模块，在中断中进行增量式PI调节来实现恒流输出，参考电流为采用临界断续控制时充电过程中最小输出电流。
本发明与现有脉冲电容充电电源技术相比，其显著优点是：一方面采用两级升压结构，在LCC谐振变换器前加一级升压结构可以提高输入母线电压，减小变压器变比，进而减小变压器体积，提高效率，并且前级交错并联Boost变换器具有输入分流输出串联升压的特点，适合前级低压大电流的特性，同时上下支路采用180°移相控制时可以减小输出电压纹波。另一方面，对于后级LCC谐振变换器，采用临界断续恒流控制，通过采集输出电压实时计算出临界断续频率作为平均输出电流闭环控制PI调节的频率上限，同时以临界断续控制时充电过程中最小输出电流作为电流参考值，在保证电路工作在断续模式即实现全范围ZCS软开关，提高充电效率的同时，提升了充电速度和充电线性度。
附图说明
图1是两级式脉冲电容充电电源的拓扑结构图。
图2是前级交错并联双Boost变换器采用电压电流双闭环控制时的控制框图。
图3是后级LCC谐振变换器采用临界断续恒流控制时的控制框图。
图4是采用电压电流双闭环控制时交错并联双Boost变换器的输出电压波形和电感电流波形图。
图5是分别采用定频控制和临界断续控制时LCC谐振变换器的输出电压和平均输出电流波形图。
图6是采用定频控制时LCC谐振变换器在不同输出电压阶段的谐振电流波形图。
图7是采用临界断续控制时LCC谐振变换器在不同输出电压阶段的谐振电流波形图。
图8是采用临界断续恒流控制时LCC谐振变换器的输出电压和平均输出电流波形图。
图9是采用两级结构时前后两级的输出电压波形图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例进一步阐述本发明方案。
如图1、图2和图3所示，一种蓄电池供电的脉冲电容充电电源结构和控制方案设计采用交错并联双Boost变换器、电压电流双闭环控制、LCC谐振变换器和临界断续恒流控制。其中：交错并联双Boost变换器为前级升压电路，用于提升后级LCC谐振变换器的输入电压等级。电压电流双闭环控制为前级交错并联双Boost变换器的控制方式，用于稳定前级输出电压、实现支路电流均衡。LCC谐振变换器为后级升压电路，用于对脉冲电容充电。临界断续恒流控制为后级LCC谐振变换器的控制方式，用于提升脉冲电容充电电源的性能。
所述交错并联双Boost变换器如图2所示，由两个Boost变换器并联组成，Boost变换器主要由电感、开关管、二极管和电容组成。电感Li的作用是储能，在开关管导通期间电感储存能量，开关管关断时电感电流不能突变，产生反电动势，该电动势和电源电压叠加，使输出电压高于输入电压。开关管Qi的作用是控制输出电压大小，通过调节开关管Qi的导通时间来改变输出电压大小。二极管VDi的作用是隔离，开关管导通时二极管反偏截止，电感的储能过程就不会影响输出端电容供电给负载。电容Ci的作用是存储能量，维持输出电压恒定。交错并联双Boost变换器上下支路180°移相控制，能减小输出电压纹波，主要承担提高后级LCC谐振变换器输入电压等级的作用。
所述电压电流双闭环控制如图2所示，为前级交错并联双Boost变换器的控制方式，主要由电压外环和电流内环组成。电压外环稳定输出电压，电流内环提高响应速度。相较于电压单环控制，加入电流控制后无论是输入电压还是负载的波动，都会立即引起电感电流的变化，使得电流反馈信号发生变化而使控制系统立即做出反应并开始调节，而不会像电压单环控制时要等到输出电压发生变化才开始调节，改善控制系统的瞬态特性，同时还能实现支路电流的均衡。
所述LCC谐振变换器如图3所示，为后级升压电路，主要由全桥逆变电路、LCC谐振腔、变压器和全桥整流电路组成。其中全桥逆变电路是图3中第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4组成的开关电路，主要承担将输入侧直流电转换成交流电的作用。LCC谐振腔由图3中的串联谐振电感Lr、串联谐振电容Cs和并联谐振电容Cp组成，在开关管Q1～Q4关断前电感电流谐振到零，实现开关管的零电流关断(ZCS)。变压器如图3中理想变压器所示，其寄生参数即漏感和分布电容分别被等效到串联谐振电感Lr和并联谐振电容Cp中，变压器主要承担传递能量和隔离的作用。全桥整流电路如图3所示，由第一二极管VDo1、第二二极管VDo2、第三二极管VDo3和第四二极管VDo4组成，主要承担将交流电转化为直流电的作用。
所述临界断续恒流控制如图3所示，为后级LCC谐振变换器控制方式，主要由临界断续控制和基于PI算法的电流闭环控制组成。临界断续控制是通过实时采集输出电压并据此计算出临界断续频率作为实际开关频率来控制全桥逆变电路的开关管，此时的电流输出能力是LCC谐振变换器在断续模式下的最大电流输出能力，能提高能量利用率，进而提高充电速度。基于PI算法的电流闭环控制是通过采集平均输出电流与参考值进行比较，然后经过PI调制器和比较器输出驱动信号来控制全桥逆变电路的开关管，实现电流稳定，进而提升充电线性度。而临界断续恒流控制是将计算出的临界断续频率作为电流闭环控制的频率上限，能实现较好的充电速度和充电线性度。
所述蓄电池供电的脉冲电容充电电源的控制方法，具体步骤如下：
步骤1：交错并联双Boost变换器实现电压等级的提升，为前级升压电路。单条支路的工作原理是：当开关管Qi导通时，输入电源Vin向升压电感Li充电，输出电容Ci维持输出电压恒定；当开关管Qi关断时，输入电源Vin和升压电感Li同时向负载端供电。上下支路采用180°移相控制，即第二开关管Qi2的驱动信号滞后第一开关管Qi1的驱动信号180°，可以减小输出电压纹波。
步骤2：电压电流双闭环控制为前级交错并联双Boost变换器的控制方式，电压外环稳定输出电压，电流内环提高响应速度，实现支路电流均衡。采集输出电压与电压参考值进行比较，将误差量送入PI控制器计算出电流参考值，再将电流参考值与采样到的电感电流值进行作差，结果送入PI控制器，再经过PWM模块输出Qi1的驱动信号，同时将Qi1的驱动信号延迟半周期作为Qi2的驱动信号，实现交错并联。
步骤3：前级交错并联双Boost变换器的输出电压作为后级LCC谐振变换器的输入电压，LCC谐振变换器对负载电容进行充电。当第一开关管Q1和第四开关管Q4导通时，首先输入电源经过第一开关管Q1、第四开关管Q4、串联谐振电感Lr、串联谐振电容Cs和变压器原边侧向变压器副边传送能量，变压器副边侧通过第一二极管Vo1和第四二极管Vo4向负载电容Co进行充电；然后当谐振电流谐振到零并开始反向时，输入电源经过第一开关管反并联二极管VD1、第四开关管反并联二极管VD4、串联谐振电感Lr、串联谐振电容Cs向并联谐振电容Cp反向充电；当并联谐振电容Cp电压达到钳位电压时，输入电源经过第一开关管反并联二极管VD1、第四开关管反并联二极管VD4、串联谐振电感Lr、串联谐振电容Cs和变压器原边侧向变压器副边传送能量，变压器副边侧通过第二二极管Vo2和第三二极管Vo3向负载电容Co进行充电。当第二开关管Q2和第三开关管Q3导通时情况一样。
步骤4：临界断续恒流控制为后级LCC谐振变换器的控制方式，通过电压采样电路采集输出电容电压送到数字处理芯片(DSP)的ADC模块，同时ePWM模块中的事件触发(ET)子模块产生ADC启动信号，每启动一次进行一次ADC采样，然后在中断中进行数据运算，计算出临界断续频率。考虑到临界断续频率计算的复杂性以及DSP处理的速度，事先对临界断续频率的表达式进行分段线性化，然后在中断程序中对采集到的输出电压进行判断，接着计算出临界断续频率作为平均输出电流闭环控制PI调节的频率上限。通过采样电阻将输出电流转化为电阻电压，然后通过LC滤波电路，此时滤波电容电压即为平均输出电流。通过电压采样电路采集滤波电容电压作为平均输出电流送到DSP的ADC模块，在中断中进行增量式PI调节来实现恒流输出，参考电流为采用临界断续控制时充电过程中最小输出电流。
工作原理分析如下：
前级交错并联双Boost变换器起升压作用，提高后级LCC谐振变换器输入母线电压，减小变压器升压比，进而减小变压器体积，提高效率，减小电磁干扰。同时上下支路采用180°移相控制，减小输出电压纹波。电压单环控制结构简单，设计方便，但是只有输出电压发生变化时，系统才发生响应，所以响应速度慢，并且调节过程中可能会出现大的电压波动，甚至出现系统不稳定的现象。因此在电压控制的基础上增加电压内环，而电压作为外环，形成电压电流双闭环控制。含有电流控制的电源调节系统中，无论是输入电压还是负载的波动，都会立即引起电感电流的变化，使得电流反馈信号发生变化而使控制系统立即作出反应开始调节，所以双环控制的动态响应快，调节性能好，输出电压的调节过冲也小。同时，采用双环控制可以实现每个支路的电流均衡。图4是利用PLECS仿真得到的采用电压电流双闭环控制时交错并联双Boost变换器的输出电压波形和电感电流波形图。
提高充电电源的性能，需要推导出LCC谐振变换器的输出特性，即平均输出电流的表达式。因为LCC谐振变换器工作在断续模式时谐振电流波形严重偏离正弦波且开关频率远离谐振频率，使用基波近似法会有较大误差，而时域方程法不仅计算复杂，还只能得到数值解，所以通常采用状态平面分析法，通过画状态轨迹图，结合几何关系推导出平均输出电流的表达式。本领域的技术人员已相当熟悉，这里便不再赘述，归一化平均输出电流Io_norm表达式为：
Figure BDA0003859545810000071
其中，等效电压增益Go＝Vo/nVin，初始谐振频率
Figure BDA0003859545810000072
k为并串联电容比，Vin、Vo分别为输入电压和输出电压，n为变压器变比，Lr为串联谐振电感的感值，Cs为串联谐振电容的容值。
当电路参数确定时，并串联电容比k和初始谐振频率fr也确定，因此开关频率是影响平均输出电流变化的关键因素。传统方案为了使电路工作在断续模式，以实现全范围的ZCS，提高充电效率，采用定频控制，使开关频率一直等于初始谐振频率的一半。但是随着充电电压的上升，电流衰减速度很快，严重影响了充电速度和充电线性度。因此，本发明采用临界断续控制，通过采集输出电压实时计算出临界断续频率作为实际开关频率，此时的输出电流为LCC谐振变换器在断续模式下的最大电流输出能力。归一化临界断续频率fscri的表达式为：
Figure BDA0003859545810000081
其中，LC串联谐振角频率
Figure BDA0003859545810000082
LCC串并联谐振角频率
Figure BDA0003859545810000083
串联等效电容Cm＝CsCp/(Cs+Cp)，等效输出电压Ve＝Vo/n，并联谐振电容电压初始值
Figure BDA0003859545810000084
Cp为并联谐振电容的容值。
利用PLECS软件仿真分别采用传统定频控制和临界断续控制的LCC谐振变换器，得到其输出电压和平均输出电流波形如图5所示，临界断续控制方案相比传统定频控制方案，提升了电流输出能力，加快了充电速度。不同输出电压阶段对应的谐振电流波形分别如图6和图7所示，采用临界断续控制时，通过使开关频率实时跟踪临界断续开关频率，消除了谐振电流断续的阶段，实现了整个充电过程中谐振电流的临界断续。
临界断续恒流控制由临界断续控制和基于PI算法的电流闭环控制组成，将计算出的临界断续频率作为电流闭环控制的频率上限，能实现较好的充电速度和充电线性度，图8为采用临界断续恒流控制时的输出电压和平均输出电流波形图。
利用PLECS软件对两级系统进行仿真得到两级的输出电压如图9所示，前级交错并联双Boost变换器因为采用电压电流双闭环控制，响应速度很快，输出电压很快达到了100V，而后级LCC谐振变换器因为前级升压使得充电速度进一步提高。

Claims (6)

1.一种蓄电池供电的脉冲电容充电电源，其特征在于：通过交错并联双Boost变换器、电压电流双闭环控制、LCC谐振变换器和临界断续恒流控制实现，其中：
交错并联双Boost变换器作为前级升压电路，由两个Boost变换器并联组成，上下支路180°移相控制，能减小输出电压纹波，提高后级LCC谐振变换器的输入电压等级；
电压电流双闭环控制作为前级交错并联双Boost变换器的控制方式，电压外环能够稳定输出电压，电流内环能够提高响应速度，双环控制的动态响应快，调节性能好，输出电压的调节过冲小，同时还能实现支路电流的均衡；
LCC谐振变换器作为后级升压电路，包括全桥逆变电路、LCC谐振腔、变压器和全桥整流电路，其中变压器的漏感和寄生电容分别被折算到变压器原边的串联谐振电感和并联谐振电容中，通过调节全桥逆变电路中四个开关管的驱动信号来控制LCC谐振变换器的输出特性；
临界断续恒流控制作为后级LCC谐振变换器的控制方式，当LCC谐振变换器工作在断续模式时能实现全范围ZCS软开关，提升电路的能量传递效率和可靠性，而变换器工作在临界断续模式时对应的电流输出能力是LCC谐振变换器在断续模式下的最大电流输出能力，因此采用临界断续控制，即实时采集输出电压并据此计算出临界断续频率来控制全桥逆变电路的开关管，能提高能量利用率，进而提高充电速度；同时为了实现恒流充电，需要采用平均输出电流闭环控制，最终采用临界断续恒流控制，来提高充电速度和充电线性度。
2.根据权利要求1所述的蓄电池供电的脉冲电容充电电源，其特征在于：所述交错并联双Boost变换器由两个Boost变换器并联组成，其中每个Boost变换器包括升压电感L i 、开关管Q i 、二极管VD i 和输出电容C i ，通过控制第一开关管Q i1和第二开关管Q i2实现输出电压的调节，上下支路180°移相控制，能够减小输出电压纹波。
3.根据权利要求2所述的蓄电池供电的脉冲电容充电电源，其特征在于：所述电压电流双闭环控制由电压外环和电流内环组成，电压外环稳定交错并联双Boost变换器的输出电压，电流内环提高系统的响应速度，实现支路电流的均衡。
4.根据权利要求3所述的蓄电池供电的脉冲电容充电电源，其特征在于：所述LCC谐振变换器包括全桥逆变电路、LCC谐振腔、变压器和全桥整流电路，其中LCC谐振腔包括串联谐振电感L r 、串联谐振电容C s 和并联谐振电容C p ，通过控制开关管Q 1到Q 4实现输出端电压电流的调节。
5.根据权利要求4所述的蓄电池供电的脉冲电容充电电源，其特征在于：所述临界断续恒流控制由临界断续控制和平均输出电流闭环控制组成，当LCC谐振变换器工作在断续模式时能实现全范围ZCS软开关，提升电路的能量传递效率和可靠性，而变换器工作在临界断续模式时对应的电流输出能力是LCC谐振变换器在断续模式下的最大电流输出能力，因此，使电路处于临界断续模式时，能够提升能量转换效率和充电速度；临界断续控制是通过实时采集输出电压并计算临界断续频率作为开关管Q 1到Q 4的开关频率，使得LCC谐振变换器一直工作在临界断续模式；同时，为了提升充电线性度，使电容电压线性上升，又加了平均输出电流闭环控制，采用PI控制算法进行频率调节；临界断续恒流控制是将临界断续控制和平均输出电流闭环控制相结合，将计算出的临界断续开关频率作为PI频率调节的上限，提升了脉冲电容充电电源的充电速度和充电线性度。
6.一种如权利要求1~5中任意一项所述的蓄电池供电的脉冲电容充电电源的控制方法，其特征在于，步骤如下：
步骤1：交错并联双Boost变换器实现电压等级的提升，为前级升压电路；单条支路的工作原理是：当开关管Q i 导通时，输入电源V in 向升压电感L i 充电，输出电容C i 维持输出电压恒定；当开关管Q i 关断时，输入电源V in 和升压电感L i 同时向负载端供电；上下支路采用180°移相控制，即第二开关管Q i2的驱动信号滞后第一开关管Q i1的驱动信号180°，以减小输出电压纹波；
步骤2：电压电流双闭环控制为前级交错并联双Boost变换器的控制方式，电压外环稳定输出电压，电流内环提高响应速度，实现支路电流均衡；采集输出电压与电压参考值进行比较，将误差量送入PI控制器计算出电流参考值，再将电流参考值与采样到的电感电流值进行作差，结果送入PI控制器，再经过PWM模块输出Q i1的驱动信号，同时将Q i1的驱动信号延迟半周期作为Q i2的驱动信号，实现交错并联；
步骤3：前级交错并联双Boost变换器的输出电压作为后级LCC谐振变换器的输入电压，LCC谐振变换器对负载电容进行充电；当第一开关管Q 1和第四开关管Q 4导通时，首先输入电源经过第一开关管Q 1、第四开关管Q 4、串联谐振电感L r 、串联谐振电容C s 和变压器原边侧向变压器副边传送能量，变压器副边侧通过第一二极管V o1和第四二极管V o4向负载电容C o 进行充电；然后当谐振电流谐振到零并开始反向时，输入电源经过第一开关管反并联二极管VD 1、第四开关管反并联二极管VD 4、串联谐振电感L r 、串联谐振电容C s 向并联谐振电容C p 反向充电；当并联谐振电容C p 电压达到钳位电压时，输入电源经过第一开关管反并联二极管VD 1、第四开关管反并联二极管VD 4、串联谐振电感L r 、串联谐振电容C s 和变压器原边侧向变压器副边传送能量，变压器副边侧通过第二二极管V o2和第三二极管V o3向负载电容C o 进行充电；当第二开关管Q 2和第三开关管Q 3导通时情况一样；
步骤4：临界断续恒流控制为后级LCC谐振变换器的控制方式，通过电压采样电路采集输出电容电压送到DSP的ADC模块，同时ePWM模块中的ET子模块产生ADC启动信号，每启动一次进行一次ADC采样，然后在中断中进行数据运算，计算出临界断续频率；考虑到临界断续频率计算的复杂性以及DSP处理的速度，事先对临界断续频率的表达式进行分段线性化，然后在中断程序中对采集到的输出电压进行判断，接着计算出临界断续频率作为平均输出电流闭环控制PI调节的频率上限；通过采样电阻将输出电流转化为电阻电压，然后通过LC滤波电路，此时滤波电容电压即为平均输出电流；通过电压采样电路采集滤波电容电压作为平均输出电流送到DSP的ADC模块，在中断中进行增量式PI调节来实现恒流输出，参考电流为采用临界断续控制时充电过程中最小输出电流。
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