CN115051567A - 控制脉冲功率输出时输入电流恒定的高效率电路 - Google Patents

控制脉冲功率输出时输入电流恒定的高效率电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种控制脉冲功率输出时输入电流恒定的高效率电路及其控制策略，所述电路包括直流电源，相串联的交错并联Boost电路和LLC谐振电路；交错并联Boost电路的并联两支路驱动信号为180°互补且电感电流工作在带部分负电流的临界连续模式；LLC谐振电路原边为半桥结构，副边为全波整流，且原边半桥上下开关管的驱动为固定的工作频率。本发明电路可应用于诸如有源相控阵雷达、脉冲电化学废水等输出脉冲功率场合，其输出负载为恒定幅值的脉冲功率，在带脉冲功率时间内储能电容输出电压降低，在空载时间内储能电容输出电压上升，整个周期时间内保持电路的输入电流恒定，有利于供电直流电源的可靠性提升及提高整体变换效率。

Description

控制脉冲功率输出时输入电流恒定的高效率电路
技术领域
本发明属于电力电子变换技术领域，涉及一种DC/DC变换电路，特别涉及一种用于脉冲功率输出场合的具有低输入电流波动高变换效率的电路结构及其控制测量。
背景技术
开关电源目前已广泛应用在航空、航天、船舶、兵器等国防领域，新的应用需求伴随着新技术不断涌现，随着有源相控阵雷达在国防领域中的广泛使用，给其有源发射/接收组件(T/R组件)阵列供电电源的需求越来越大，且其多为低电压供电，目前常见的供电压值有8V、12V、28V、36V等级别。对T/R组件来说，其每隔一定时间发射电磁脉冲，此时需要消耗高功率，供电电源输出为大脉冲电流；其在接收电磁波信号时仅需微弱功率，供电电源的输出电流很小。对T/R组件的供电电源来说，其输出为典型的脉冲负载：两个脉冲间隔时间的倒数为负载脉冲电流频率，脉冲功率持续时间与间隔时间的比值为工作占空比(D)，T/R组件的发射效率和散热限制其工作占空比一般都不大于30％。T/R组件对供电脉冲电源一般有着以下要求：1)发射时，脉冲周期内的输出压降足够小，以保证有源雷达发射组件的正常工作；2)具有高功率密度，降低体积和重量，以匹配小型化的有源雷达T/R组件；3)输入电流不随脉冲负载电流剧烈变化，尤其是在太阳能电池及各种蓄电池应用场合。
传统的T/R组件供电电源采用单极结构输出侧并联大容量储能电容的形式，为了减小输入电流的脉动，电源带宽通常设计得非常低以防止低频脉冲输出电流传递到输入侧，脉冲分量由输出储能电容提供；当脉冲重复频率较低且脉宽较大时，为保证脉冲电流导致的输出压降足够小，输出电容的容值和体积非常大，降低了整体功率密度，并且输入电流波形的波动范围也难以降低。
为了解决上述功率密度低及输入电流波动范围大的问题，不少研究机构提出了两级式电路结构，使用两个独立的闭环控：前级电路及其闭环控制实现降低输入电流波动，同时将前级输出电容作为储能电容；后级电路及其闭环控制将前级的输出电压变换为T/R组件需要的稳定低压并提供瞬时脉冲功率。由于储能电容放置在前后级中间，其电压波动对最终输出电压无直接影响，储能电容两端的电压可以在较大范围内波动，因而其容值和数量可大幅减小，从而提高功率密度。但两级式电路结构目前仍存在以下问题：1)前级采用诸如半桥变换器、全桥变换等常见电路时，输出电压在较大范围内波动导致副边整流电路的开关器件电压应力高，导通损耗和开关损耗大，整体变化效率低；2)为了实现输入电流控制，前级电路的控制带宽低，带载动态响应速度慢，为了保证动态响应时间内稳定工作，其输出储能电容难以实现最小化设计，有进一步降低功率密度的空间。
发明内容
本发明的目的在于针对上述两级式电路结构的前级及其闭环控制，解决其变化效率低和输出动态特性差难以实现储能电容优化的问题，提供一种高效率电路及其控制策略，将输入直流高压变换为幅值随脉冲负载变化的直流低压，同时在输出脉冲功率时抑制输入电流脉动，高效率电路包括交错并联Boost升压电路和定频工作LLC谐振电路。
实现本发明目的的技术解决方案为：为了实现高效率变换，本发明采用以下技术方案：用于脉冲功率输出的低输入电流脉动高效率电路包括直流电源、交错并联Boost电路和LLC谐振电路，交错并联Boost电路与LLC谐振电路串联，所述交错并联Boost电路的并联两支路驱动信号为180°互补且电感电流工作在临界连续模式；所述LLC谐振电路原边为半桥结构，副边为全波整流，且原边半桥上下开关管的驱动为固定的工作频率。
交错并联Boost升压电路工作在电感电流临界连续状态，两组桥臂中的二极管工作均在零电流关断模式，MOS管均工作在零电压零电流开通模式，满载时工作频率低，有效降低了二极管的反向恢复损耗和MOS管的开通损耗；所述LLC谐振电路工作在定频模式，工作频率为谐振电容和电感的谐振频率，副边整流二极管仅承受两倍(全波整流)输出电压幅值的反向电压，可以选择更低耐压的二极管，导通损耗小；同时，LLC谐振电路中原边MOS管工作在零电压开通状态，副边整流二极管工作在零电流关断状态，有效降低二极管的反向恢复损耗和MOS管的开通损耗。综上，整个电路可以获得高变换效率。
为实现输出带脉冲负载时输入电流恒定及提高输出电压响应速度保证后级电路正常工作，本发明采用以下控制方案：
(A)交错并联Boost变换器的两组桥臂驱动信号相位差180°，监测电感电流为零且经“死区”延时实现电感电流反向为负后，控制电路再给出驱动信号，实现MOS管Q1和Q2的零电压开通，直至电感电流线性上升到基准值则关断驱动信号，之后电感电流线性下降直至到零，开始下一周期；
(B)LLC电路工作在定频模式，其上下管的驱动信号为相位差180°且具有固定死区时间的50％占空比方波，驱动信号频率等于谐振电感和电容的谐振频率，在该频率下LLC谐振变换器等效为固定匝比的直流变压器，其增益等效为变压器的匝比；
(C)采用电压和电流双环系统以控制输出电压和输入电流，输出电压经过控制电路进行误差放大后作为输入电流控制环路基准，输入电流控制环路经过控制电路进行误差放大后作为输入电感电流的基准，控制交错并联Boost电路中MOS管的导通和关断；
(D)为了实现输入电流恒定，抑制其输出脉冲频率波动，上述双环系统中的电压外环带宽(穿越频率)应低于最低输出脉冲负载频率的十分之一，使得电压外环的误差信号输出近似为直流；
(E)为了输出电压突加负载时具有较好的动态响应特性，保证后级电路正常工作，上述双环系统中的电压外环的控制量为输出电压的峰值，峰值电压的采样时刻为脉冲功率启动时或按最长脉冲功率输出周期间隔采样；
(F)为了输出电压突加负载时具有较好的动态响应特性，保证后级电路正常工作，采样输出脉冲负载电流信息进行负载电流前馈，负载电流前馈信号中不应包含有输出脉冲功率频率及其奇数倍频分量，前馈脉冲负载电流信号采样使用低通滤波和对电流信号单周期积分取峰值取两者更高值的方式进行。
本发明与现有技术相比，其显著优点为：
(1)所述交错并联Boost升压电路工作在电感电流带部分负电流的临界连续状态，两组桥臂中的二极管工作均在零电流关断模式，MOS管均工作在零电压零电流开通模式，满载时工作频率低，有效降低了二极管的反向恢复损耗和MOS管的开通损耗。
(2)所述LLC谐振电路工作在定频模式，工作频率为谐振电容和电感的谐振频率，副边整流二极管仅承受两倍(全波整流)输出电压幅值的反向电压，可以选择更低耐压的二极管，导通损耗小。同时LLC谐振电路中原边MOS管工作在零电压开通状态，副边整流二极管工作在零电流关断状态，有效降低二极管的反向恢复损耗和MOS管的开通损耗。
(3)输出电流信号采集后进行低通滤波采样处理和单周期积分峰值采样，两采样的输出并联高冗余，解决了低通滤波响应速度慢和输出高频脉冲负载时单周期积分采样值低的问题，同时又避免使用乘除法器，有利于硬件电路的实现。
下面结合附图对本发明作进一步详细描述。
附图说明
图1为主功率电路图。
图2为控制策略框图。
图3为典型工作波形图。
图4为负载电流前馈信息单周期积分峰值采样原理图。
图5为单周期积分峰值采样负载电流前馈信号示意图。
图1中：1——交错并联临界连续Boost升压变换电路，2——定频工作LLC谐振变换电路；L1，L2——Boost升压电感，Q1、Q2、Q3、Q4——MOS管，D1，D2——Boost电路续流二极管，C1——Boost电路输出高频滤波电容、C2，C3——定频LLC电路谐振电容；L3——定频LLC电路谐振电感，T1——高频变压器，D3，D4——LLC副边整流二极管，C4——输出储能滤波电容。
图2中：Gv(s)为电压环调节器，Gi(s)为电流环调节器，Hpv(s)为输出电压峰值采样传递函数，Hi(s)为输入电感电流采样传递函数，Rd为电感寄生等效电阻，Gpwm为脉宽调制器的增益，iLf为电感电流(即输入电流)，K为定频LLC隔离变换电路等效增益，vo为输出电压，io为输出电流，Kio(s)为输出脉冲负载电流前馈信号采样传递函数，Vref为输出电压反馈基准，Vref1为输出过压保护快速环基准，Co为输出等效电容。
图3中：vo为输出电压，vps为输出电压峰值采样电压，io为输出电流，po为脉冲输出功率，t1到t2为开机启动阶段，t2到t3为输出空载阶段，t3之后为突加额定输出脉冲负载阶段。
图5中：po为脉冲输出功率，io为输出电流，vifb为输出脉冲电流前馈信号，vifb_max为输出脉冲电流前馈信号最大值。
具体实施方式
为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处描述的具体实施例仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。
结合图1，本发明提供了一种控制脉冲功率输出时输入电流恒定的高效率电路，所述电路包括直流电源、交错并联Boost电路1和LLC谐振电路2，交错并联Boost电路1与LLC谐振电路2串联，所述交错并联Boost电路1的并联两支路驱动信号为180°互补且电感电流工作在带部分负电流的临界连续模式，从而实现低续流二极管D1和D2的反向恢复损耗和实现MOS管Q1和Q2的零电压开通，降低MOS管Q1和Q2的开通损耗；所述LLC谐振电路2原边为半桥结构，副边为全波整流，且原边半桥上下开关管的驱动为固定的工作频率，通过合理配置电路参数实现LLC电路的全负载范围内MOS管Q3和Q4的零电压开通和低副边整流二极管D3和D4的反向恢复损耗。
进一步地，在其中一个实施例中，该电路的输出侧加恒定幅值的低频脉冲功率，该低频脉冲功率的频率不高于10kHz。
进一步地，在其中一个实施例中，所述交错并联Boost电路1的输出电容C1用于滤除高频纹波，其容值可以较小，一般小于10μF。
进一步地，在其中一个实施例中，所述LLC谐振电路2的输出电容C4用于输出电压滤波及通过其上电压大范围变化提供脉冲功率解耦，其容值的计算公式为：
Figure BDA0003758743220000051
式中，Po为输出脉冲功率的幅值，Tp为输出脉冲功率的周期，Dp为输出脉冲功率的占比，Vo_max为稳定脉冲输出时输出电压的最高值，Vo_min为稳定脉冲输出时输出电压的最低值。
进一步地，在其中一个实施例中，该电路在脉冲负载状态下输入电流保持恒定的控制策略为：采用带有输出脉冲负载电流前馈的电压和电流双环控制系统控制输出电压和输入电流，输出电压经过控制系统进行误差放大后作为输入电流控制环路基准，输入电流控制环路经过控制系统进行误差放大后作为输入电感电流的基准，控制交错并联Boost电路(1)中MOS管的导通和关断。
进一步地，在其中一个实施例中，所述电压和电流双环控制系统中电压外环的反馈误差信号输出作为输入电流内环的基准，电压外环的带宽需不高于最低输出脉冲负载频率的十分之一。
进一步地，在其中一个实施例中，所述电压和电流双环控制系统中电压外环的控制量为输出电压的峰值，其峰值电压的采样时机为空载时输出脉冲功率启动时刻或按最长脉冲功率周期采样。
进一步地，在其中一个实施例中，前馈脉冲负载电流信号中不能包含输出脉冲负载频率及其奇数倍频的交流分量。
进一步地，在其中一个实施例中，前馈脉冲负载电流信号的采样使用低通滤波和对电流信号单周期积分取峰值取两者更高值的方式进行。
下面对本发明进行进一步详细说明。
图1是用于脉冲功率输出的低输入电流脉动高效率电路的主功率电路图，由两相并联Boost变换电路和半桥LLC谐振电路构成，两者前后级联。
两相并联Boost变换电路的两组桥臂驱动信号相位差180°，电感电流工作在带部分负电流的临界连续模式，工作频率随输出平均功率、输出电压变化，为变频工作模式。电感电流线性下降到零时，Boost电路中的续流二极管自然实现零电流关断，避免了二极管反向恢复损耗；之后，间隔一定“死区”时间再开通MOS管，在“死区”时间内，MOS管结电容和Boost电感器谐振，MOS管两端电压下降，创造MOS管的零电压开通条件。续流二极管和MOS管上的功耗有效减小，提高Boost电路的变换效率。
半桥LLC谐振工作在定频模式下，其工作频率设置在等于谐振电感和电容的谐振频率处，上下管的驱动信号为相位差180°且具有固定死区时间的50％占空比方波，在该频率下LLC谐振变换器等效为固定匝比的直流变压器，其增益近似等效为变压器的匝比。同时依据谐振变换器的工作原理，其原边MOS管Q3和Q4可以实现零电压开通，副边整流二极管可以实现零电流关断，从而可以有效减小MOS管和整流二极管上损耗，提高变换效率。此外，由于避免了反向恢复，整流二极管的反向电压尖峰小，在全波整流时仅承受两倍的输出电压值，可以选择更低导通压降的低耐压二极管或用工作在同步整流模式下的MOS管替代，可以进一步提高变换效率。
图2是用于脉冲功率输出的低输入电流脉动高效率电路的控制逻辑框图，由控制输入电流的电流内环和控制输出电压的电压外环构成。电压外环的控制量为输出电压的峰值，Hpv(s)为输出电压峰值采样传递函数，其采样输出电压峰值并输出vo_p信号，vo_p信号与基准信号Vref进行比较后的误差信号作为电压环调节器Gv(s)的输入信号，电压环调节器Gv(s)的输出信号为电流内环的基准iref。Hi(s)为输入电流的采样传递，其采样输入电感电流并与电压环的输出iref进行比较，误差信号作为电流环调节器Gi(s)的输入信号，电流调节环的输出为电感电流峰值的基准，控制MOS管的关断时刻，确定输入电感电流值。之后，输入电感电流经过定频LLC谐振变换电路等效隔离变压器(增益为K)换算到副边，与输出脉冲电流进行差值运算后给输出储能电容充电，形成输出电压vo。
为了使得带脉冲负载时，输入电流波动峰峰值低，电压环调节器Gv(s)的输出iref要接近为直流信号，即电压环调节器的带宽要远低于输出脉冲负载的频率，这里设计为最低脉冲负载频率的十分之一。过低的带宽导致电压环的动态响应慢，在突加脉冲负载时，电压环调节器Gv(s)的输出iref调节慢，输入功率不能快速跟上输出平均功率，导致输出电压快速降低至最低电压以下，满足使用要求。为此，在控制中增加了输出脉冲负载电流前馈支路如图2所示，其中最低脉冲频率及最大占空比时关键工作波形如图3所示。
图4为输出脉冲负载电流前馈信号的采集框图，输出电流信号采集后进行低通滤波采样处理和单周期积分峰值采样，两采样的输出并联高冗余，解决了低通滤波响应速度慢和输出高频脉冲负载时单周期积分采样值低的问题，同时又避免使用乘除法器，有利于硬件电路的实现。其中单周期积分峰值采样示意图如图5所示，其前馈信号为上一周期的电流信号积分峰值，当检测到本周期电流采样信号积分值大于前馈值时，则将前馈值设置为最大负载条件时对应的值防止负载突变值最大负载导致输出电压过低，在脉冲结束时将前馈值修正为本周期负载电流的积分峰值；同样，当输出脉冲宽度减小时，需要在脉冲结束时刻才对前馈信号进行修正。由以上分析可知，负载电流前馈信号在输出脉冲负载变化的时候，存在前馈值高于需求值的情况，这会导致输出电压超过需要的峰值电压，因此在电压外环上并联输出电压快速电压环，以防止负载电流前馈信号修正前导致的输出电压过高。
本发明电路可应用于诸如有源相控阵雷达、脉冲电化学废水等输出脉冲功率场合，其输出负载为恒定幅值的脉冲功率，在带脉冲功率时间内储能电容输出电压降低，在空载时间内储能电容输出电压上升，整个周期时间内保持电路的输入电流低脉动，有利于供电直流电源可靠性和整体变换效率的提升。
以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征及优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种控制脉冲功率输出时输入电流恒定的高效率电路，所述电路包括直流电源、交错并联Boost电路(1)和LLC谐振电路(2)，交错并联Boost电路(1)与LLC谐振电路(2)串联，其特征在于，所述交错并联Boost电路(1)的并联两支路驱动信号为180°互补且电感电流工作在带部分负电流的临界连续模式；所述LLC谐振电路(2)原边为半桥结构，副边为全波整流，且原边半桥上下开关管的驱动为固定的工作频率。
2.根据权利要求1所述的控制脉冲功率输出时输入电流恒定的高效率电路，其特征在于，该电路的输出侧加恒定幅值的低频脉冲功率，该低频脉冲功率的频率不高于10kHz。
3.根据权利要求1所述的控制脉冲功率输出时输入电流恒定的高效率电路，其特征在于，所述交错并联Boost电路(1)的输出电容C1的容值小于10μF。
4.根据权利要求1所述的控制脉冲功率输出时输入电流恒定的高效率电路，其特征在于，所述LLC谐振电路(2)的输出电容C4用于输出电压滤波及通过其上电压大范围变化提供脉冲功率解耦，其容值的计算公式为：
Figure FDA0003758743210000011
式中，Po为输出脉冲功率的幅值，Tp为输出脉冲功率的周期，Dp为输出脉冲功率的占比，Vo_max为稳定脉冲输出时输出电压的最高值，Vo_min为稳定脉冲输出时输出电压的最低值。
5.根据权利要求1所述的控制脉冲功率输出时输入电流恒定的高效率电路，其特征在于，该电路在脉冲负载状态下输入电流保持恒定的控制策略为：采用带有输出脉冲负载电流前馈的电压和电流双环控制系统控制输出电压和输入电流，输出电压经过控制系统进行误差放大后作为输入电流控制环路基准，输入电流控制环路经过控制系统进行误差放大后作为输入电感电流的基准，控制交错并联Boost电路(1)中MOS管的导通和关断。
6.根据权利要求5所述的控制脉冲功率输出时输入电流恒定的高效率电路，其特征在于，所述电压和电流双环控制系统中电压外环的反馈误差信号输出作为输入电流内环的基准，电压外环的带宽不高于最低输出脉冲负载频率的十分之一。
7.根据权利要求6所述的控制脉冲功率输出时输入电流恒定的高效率电路，其特征在于，所述电压和电流双环控制系统中电压外环的控制量为输出电压的峰值，其峰值电压的采样时机为空载时输出脉冲功率启动时刻或按最长脉冲功率周期采样。
8.根据权利要求7所述的控制脉冲功率输出时输入电流恒定的高效率电路，其特征在于，前馈脉冲负载电流信号中不包含输出脉冲负载频率及其奇数倍频的交流分量。
9.根据权利要求8所述的控制脉冲功率输出时输入电流恒定的高效率电路，其特征在于，前馈脉冲负载电流信号的采样使用低通滤波和对电流信号单周期积分取峰值取两者更高值的方式进行。
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