CN215734040U

CN215734040U - 一种零电压开关交错并联的高升压变换器

Info

Publication number: CN215734040U
Application number: CN202122342220.0U
Authority: CN
Inventors: 陈景文; 毛磊; 刘涛; 周婧; 赵钰哲
Original assignee: Shaanxi University of Science and Technology
Current assignee: Shaanxi University of Science and Technology
Priority date: 2021-09-27
Filing date: 2021-09-27
Publication date: 2022-02-01
Anticipated expiration: 2031-09-27

Abstract

一种零电压开关交错并联的高升压变换器，包括输入电压源、第一输入电感、第二输入电感、第一功率开关管、第二功率开关管、第一辅助开关管、第二辅助开关管、第一二极管、第二二极管、第一电容、第二电容、第三电容以及输出电容；第一功率开关管和第二功率开关管两端的电压；第一二极管和第二二极管的电流下降率由内置变压器的漏感LLK控制；第一功率开关管、第二功率开关管由相位相差180度的交错脉冲驱动，漏感LLK、并联电容和并联电容、第一辅助开关和第二辅助开关组成的电路提供零电压软开关操作，在栅极脉冲到达之前，第一功率开关管、第二功率开关管两端的电压降到零；具有高功率密度、高转换效率、电气元件少、可控性好的特点。

Description

一种零电压开关交错并联的高升压变换器

技术领域

本实用新型属于电力电子技术领域，具体涉及一种零电压开关交错并联的高升压变换器。

背景技术

近年来，随着低直流电压（通常小于40~50V）的光伏、燃料电池应用于高电压本地直流负载（400~750V）或者交流电网的可再生能源的集成度日益提高，对高效率的、高升压比的直流变换器的需求也不断提高。

传统的交错升压变换器具有输入电流纹波小、相位间热应力分布小、结构简单等优点，是一种实用的解决方案。但是，为了获得高电压增益，变换器需要根据占空比运行，增加了导通损耗，降低了可控性。同时，功率开关管需要承受较高的输出电压，承受较大的电流和电压应力。

为了解决交错升压变换器的缺点，采用隔离电压型变换器，例如移相全桥变换器，通过增加变压器的匝数比获得高电压增益，同时可以提供电流隔离。但是，输入电流的脉冲会使光伏、燃料电池的使用寿命减少。因此，为了抑制较大的输入电流纹波，需要更多的电解电容。此外，在高压应用中，输出二极管的电压应力需要远大于输出电压，降低了转换效率。采用隔离电流型变换器，可以实现高效率、高升压转换比、最小化输入电流纹波，但是，使用隔离反馈传感器会增加成本，并且需要考虑变换器的启动操作。

现有的技术中，有人提出采用一系列二极管-电容技术的无变压器交错式升压变换器，结构简单，可扩展。但是，使用过多的二极管和电容来增加电压增益，会降低转换效率；有人提出采用一种并联输入、串联输出的两级交错式升压变换器，该变换器的电压增益是传统的交错升压变换器的四倍，多级功率的处理，导致了效率降低，改变换器的开关管具有高电压应力，输入输出之间无公共接地；有人提出通过使用耦合电感和内置变压器,可以实现扩展电压增益，在这些结构中，输入功率电感被耦合电感取代，通过耦合电感和内置变压器的匝数比可以控制电压增益，大大提高了功率密度，但是开关损耗太高，在高功率和高开关频率的应用中受到了限制。

发明内容

为克服上述现有技术的不足，本实用新型的目的在于提供一种零电压开关交错并联的高升压变换器，改进了上述现有技术中低功率密度、低转换效率、高电压应力、高输入电流纹波、电气元件多、可控性差的缺点，具有高功率密度、高转换效率、低电压应力、低输入电流纹波、电气元件少、可控性好的特点。

为实现上述目的，本实用新型采用的技术方案是：

一种零电压开关交错并联的高升压变换器，包括输入电压源Vin、第一输入电感L1、第二输入电感L2、第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第一辅助开关管SA1、第二辅助开关管SA2、第一二极管D1、第二二极管D2、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3以及输出电容C0；

输入电压源Vin的正极与第一输入电感L1的第一端和第二输入电感L2的第一端均连接，负极和第一功率开关管S1的源极、第二功率开关管S2的源极及输出电容的第二端均与地连接；第一输入电感L1的第二端与第一功率开关管S1的漏极、第一辅助开关管的源极均连接；第二输入电感L2的第二端和第二功率开关管S2的漏极与第一电容C1的第二端和第三电容的第二端均连接；第一辅助开关管SA1的漏极与第一电容C1的第一端和第一二极管D1的阳极均连接；第一二极管D1的阴极与第二电容C2的第一端和第二二极管D2的阳极均连接；第二二极管D2的阴极与第三电容C3的第一端和第二辅助开关管SA2的源极均连接；第二辅助开关管SA2的漏极与输出电容C0的第一端连接。

还包括内置变压器和漏感，内置变压器初级侧的第一端和第一功率开关管S1的漏极与第一辅助开关管SA1的源极和内置变压器次级侧的第二端均连接，内置变压器初级侧的第二端与漏感的第一端连接；漏感的第二端和第二功率开关管S2的漏极与第二输入电感L2的第二端和第一电容C1的第二端以及第三电容C3的第二端均连接；内置变压器次级侧的第一端与第二电容C2的第一端均连接。

所述的第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第一辅助开关管、第二辅助开关管均为MOSFET开关管。

所述的第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第一辅助开关管SA1、第二辅助开关管SA2的占空比均不小于0.5。

所述的第一功率开关管S1、第二功率开关管S2均设有并联连接的二极管和并联连接的电容。

所述的第一功率开关管S1、第二功率开关管S2由相位相差180度的交错脉冲驱动。

所述的第一辅助开关管SA1、第二辅助开关管SA2相对于第一功率开关管S1、第二功率开关管S2由互补的脉冲驱动。

所述的第一辅助开关管SA1、第二辅助开关管SA2为第一功率开关管S1、第二功率开关管S2提供零电压开关。

所述的第一二极管D1、第二二极管D2电流下降速率由内置变压器的漏感控制。

本实用新型具有以下有益效果：

与现有技术相比，本实用新型由内置变压器电压倍增器与传统交错升压变换器组合而成。通过改变内置变压器的匝数比，可获得高电压增益，并将所述第一功率开关管和所述第二功率开关管的电压应力降到最低，避免了获得高电压增益的同时，占空比过高，大大降低了导通损耗；通过内置变压器电压倍增器和传统交错升压变换器中的有源钳位电路，所述第一功率开关管和所述第二功率开关管均具有零电压开关的性能，有效降低了开关损耗；所述二极管的电流下降速率由内置变压器的漏感控制，并以零电流开关进行切换，解决了电流反向恢复的问题；交错结构产生了较低的输入电流纹波和相间的共享热应力，提供了令人满意的均流性能；上述这些因素都降低了损耗，提高了电路性能，实现了高功率密度和高转换效率；上述这些特性有助于减少组件的总数，从而实现低成本。

附图说明

图1为本实用新型零电压开关交错并联的高升压变换器的拓扑结构图。

图2为本实用新型零电压开关交错并联的高升压变换器的工作模式1的示意图。

图3为本实用新型零电压开关交错并联的高升压变换器的工作模式2的示意图。

图4为本实用新型零电压开关交错并联的高升压变换器的工作模式3的示意图。

图5为本实用新型零电压开关交错并联的高升压变换器的工作模式4的示意图。

图6为本实用新型零电压开关交错并联的高升压变换器的工作模式5的示意图。

图7为本实用新型零电压开关交错并联的高升压变换器的工作模式6的示意图。

图8为本实用新型零电压开关交错并联的高升压变换器的工作模式7的示意图。

图9为本实用新型零电压开关交错并联的高升压变换器的工作模式8的示意图。

图10为本实用新型零电压开关交错并联的高升压变换器的工作模式9的示意图。

图11为本实用新型零电压开关交错并联的高升压变换器的工作模式10的示意图。

图12为本实用新型零电压开关交错并联的高升压变换器的工作模式11的示意图。

图13为本实用新型零电压开关交错并联的高升压变换器的工作模式12的示意图。

图14为本实用新型零电压开关交错并联的高升压变换器的工作模式13的示意图。

图15为本实用新型零电压开关交错并联的高升压变换器的工作模式14的示意图。

图16为本实用新型零电压开关交错并联的高升压变换器的工作模式15的示意图。

图17为本实用新型零电压开关交错并联的高升压变换器的工作模式16的示意图。

图中：Vin为输入电压源；L1为第一输入电感；L2为第二输入电感；S1为第一功率开关管；Cs1为第一功率开关管的并联电容；S2为第二功率开关管；Cs2为第二功率开关管的并联电容；N1为内置变压器初级侧线圈匝数；N2为双绕组内置变压器次级侧线圈匝数；LLK为绕组内置变压器的漏感；SA1为第一辅助开关管；SA2为第二辅助开关管；C1为第一电容；C2为第二电容；C3为第三电容；C0为输出电容；D1为第一二极管；D2为第二二极管；RO为负载；Vout为负载两端电压。

具体实施方式

下面结合附图对本实用新型的结构原理和工作原理作进一步详细说明。

参见图1，本实用新型零电压开关交错并联的高升压变换器，包括输入电压源Vin；第一输入电感L1；第二输入电感L2；第一功率开关管S1；第一功率开关管的并联电容Cs1；第二功率开关管S2；第二功率开关管的并联电容Cs2；内置变压器；漏感LLK；第一辅助开关管SA1；第二辅助开关管SA2；第一电容C1；第二电容C2；第三电容C3；输出电容CO；第一二极管D1以及第二二极管D2；

电压源Vin的正极与第一输入电感的L1第一端和第二输入电感L2的第一端均连接，负极和第一功率开关管S1的源极与第二功率开关管S2的源极和输出电容C0的第二端均与地连接；第一输入电感L1的第二端和第一功率开关管S1的漏极与内置变压器初级侧的第一端和第一辅助开关管SA1的源极以及内置变压器次级侧的第二端均连接；内置变压器初级侧的第二端与漏感LLK的第一端连接；第二输入电感L2的第二端和第二功率开关管S2的漏极与漏感LLK的第二端和第一电容C1的第二端以及第三电容C3的第二端均连接；内置变压器次级侧的第一端与第二电容C2的第一端连接；第一辅助开关管SA1的漏极与第一电容C1的第一端和第一二极管D1的阳极均连接；第一二极管D1的阴极与第二电容C2的第一端和第二二极管D2的阳极均连接；第二二极管D2的阴极与第三电容C3的第一端和第二辅助开关管SA2的源极均连接；第二辅助开关管SA2的漏极与输出电容CO的第一端连接。

其中：电压源Vin为系统提供电压；漏感LLK为内置变压器的漏感，N1为内置变压器的初级侧线圈匝数，N2为内置变压器的次级侧线圈匝数双绕组内置变压器的匝数比为N（N1/N2）双绕组内置变压器的匝数比N大大降低了第一功率开关管S1和第二功率开关管S2两端的电压，实现了具有低导通电阻的功率开关，降低了传导损耗和成本，改善了操作性能；第一二极管D1和第二二极管D2的电流下降率由内置变压器的漏感LLK控制，提供零电流关断，解决了电流反向恢复问题；第一功率开关管S1、第二功率开关管S2由相位相差180度的交错脉冲驱动，漏感LLK、并联电容Cs1和并联电容Cs2、第一辅助开关SA1和第二辅助开关SA2组成的有源谐振钳位电路，可以提供零电压软开关操作，在栅极脉冲到达之前，第一功率开关管S1、第二功率开关管S2两端的电压降到零，从而显著降低开关损耗；因此，本实用新型零电压开关交错并联的高升压变换器具有效率高、功率密度高、成本低的特点。

下面介绍本实用新型的工作过程：

如图2至4所示，一个开关周期有16种不同的工作模式，为了简化该变换器的电路分析，进行了以下假设：1）所有变换器中的半导体元件都被认为是理想的；2）所有电容都足够大，所有电容的电压在一个开关周期内保持不变，忽略所有电容的电压纹波；3）输入电感被认为足够大，忽略输入电感和励磁电感的电流纹波；

工作模式1：如图2所示，第一功率开关管S1和第二功率开关管S2均处于导通状态。在此模式下，电压源向第一输入电感L1和第二输入电感L2充电，输出电容CO向负载RO供电。

工作模式2：如图3所示，第一功率开关管S1处于导通状态，第二功率开关管S2处于关断状态。在此模式下，第二输入电感L2的电流以近似线性的方式向第二功率开关管S2的并联电容Cs2充电，零电压开关开始关闭。第二辅助开关管SA2和第一二极管D1两端的电压开始减小，第一辅助开关管SA1两端的电压开始增加。

工作模式3：如图4所示，在此模式下，第二功率开关管S2的并联电容Cs2的电压足够高，第二辅助开关管SA2的反并联二极管被开启，第二功率开关管S2被钳位。第三电容C3开始向负载放电，第一二极管D1两端的电压仍在下降。

工作模式4：如图5所示，在此模式下，第二功率开关管S2两端的电压足够高，第一二极管D1以零电流形式导通。第一电容C1开始放电，第二电容C2开始充电，第一二极管D1的电流反射到内置变压器的初级，第二二极管D2被第三电容C3和第一电容C1钳位。

工作模式5：如图6所示，在此模式下，第二辅助开关管SA2的反并联二极管导通，第二辅助开关管SA2以零电压开关导通。

工作模式6：如图7所示，第二辅助开关管SA2以零电压开关关闭。在此模式下，由于内置变压器中的磁通量不能突变，第二辅助开关管SA2的电流转移到了第二功率开关管S2的并联电容Cs2，第二辅助开关管SA2的电压开始减小。漏感LLK和第二功率开关管S2的并联电容Cs2组成了谐振电路，在第二功率开关管S2导通前，漏感LLK能足够储存第二功率开关管S2的并联电容Cs2的放电能量。

工作模式7：如图8所示，第二功率开关管S2两端的电压降为零，第二功率开关管S2反并联的二极管开始导通，第二功率开关管S2以零电压开关开始导通。在此模式下，第二辅助开关管SA2被负载RO和第三电容C3钳位。同时，第一二极管D1的电流不断减小，下降速率由漏感LLK控制。

工作模式8：如图9所示，第二功率开关管S2处于导通状态。在此模式下，漏感LLK的能量不断降低，漏感LLK能量降为零时，第一二极管D1以零电流开关关闭。

工作模式9：如图10所示，第一功率开关管S1和第二功率开关管S2均处于导通状态。在此模式下，电压源Vin向第一输入电感L1和第二输入电感L2充电，输出电容CO向负载RO供电。

工作模式10：如图11所示，第一功率开关管S1处于关闭状态。在此模式下，第一输入电感L1的电流以线性的方式向第一功率开关管S1的并联电容Cs1充电。第一功率开关管S1以零电压开关关闭，第一辅助开关管SA1和第二二极管D2两端的电压开始减小。

工作模式11：如图12所示，在此模式下，第一功率开关管S1两端的电压足够高，第一辅助开关管SA1的反并联二极管被导通，第一功率开关管S1被第一电容C1两端钳位，第二二极管D2两端的电压仍在下降。

工作模式12：如图13所示，第一功率开关管S1两端的电压足够高，第二二极管D2以零电流开关导通。在此模式下，第二电容C2开始放电，第三电容C3开始充电，第二二极管D2的电流反射到内置变压器的初级侧，第一二极管D1被第三电容C3和第一电容C1钳位。

工作模式13：如图14所示，在此模式下，第一辅助开关SA1的反并联二极管导通，第一辅助开关SA1以零电压开关开始导通。

工作模式14：如图15所示，第一辅助开关SA1以零电压开关关闭。在此模式下，第一功率开关管S1的并联电容Cs1远小于第一电容C1，内置变压器的磁通量不会突然改变，第一辅助开关SA1的电流流向第一功率开关管S1的并联电容Cs1，第一辅助开关SA1两端的电压开始减小。漏感LLK和第一功率开关管S1的并联电容Cs1组成了谐振电路，第一功率开关管S1导通前，漏感LLK能足够储存第二功率开关管S1的并联电容Cs1的放电能量。

工作模式15：如图16所示，第一功率开关管S1两端的电压降为零，第一功率开关管S1的反并联二极管开始导通。在此模式下，第一功率开关管S1以零电压开关开始导通。同时，第二二极管D2的电流不断减小，下降速率由漏感LLK控制。

工作模式16：如图17所示，第一功率开关管S1处于导通状态。在此模式下，漏感LLK的能量不断降低，漏感LLK能量降为零时，第二二极管D2以零电流开关关闭。

以上内容仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明权利要求书的保护范围之内。

Claims

1.一种零电压开关交错并联的高升压变换器，其特征在于，包括输入电压源Vin、第一输入电感L1、第二输入电感L2、第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第一辅助开关管SA1、第二辅助开关管SA2、第一二极管D1、第二二极管D2、第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3以及输出电容C0；

2.根据权利要求1所述的一种零电压开关交错并联的高升压变换器，其特征在于，还包括内置变压器和漏感，内置变压器初级侧的第一端和第一功率开关管S1的漏极与第一辅助开关管SA1的源极和内置变压器次级侧的第二端均连接，内置变压器初级侧的第二端与漏感的第一端连接；漏感的第二端和第二功率开关管S2的漏极与第二输入电感L2的第二端和第一电容C1的第二端以及第三电容C3的第二端均连接；内置变压器次级侧的第一端与第二电容C2的第一端均连接。

3.根据权利要求1所述的一种零电压开关交错并联的高升压变换器，其特征在于，所述的第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第一辅助开关管、第二辅助开关管均为MOSFET开关管。

4.根据权利要求1所述的一种零电压开关交错并联的高升压变换器，其特征在于，所述的第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第一辅助开关管SA1、第二辅助开关管SA2的占空比均不小于0.5。

5.根据权利要求1所述的一种零电压开关交错并联的高升压变换器，其特征在于，所述的第一功率开关管S1、第二功率开关管S2均设有并联连接的二极管和并联连接的电容。

6.根据权利要求1所述的一种零电压开关交错并联的高升压变换器，其特征在于，所述的第一功率开关管S1、第二功率开关管S2由相位相差180度的交错脉冲驱动。

7.根据权利要求1所述的一种零电压开关交错并联的高升压变换器，其特征在于，所述的第一辅助开关管SA1、第二辅助开关管SA2相对于第一功率开关管S1、第二功率开关管S2由互补的脉冲驱动。

8.根据权利要求1所述的一种零电压开关交错并联的高升压变换器，其特征在于，所述的第一辅助开关管SA1、第二辅助开关管SA2为第一功率开关管S1、第二功率开关管S2提供零电压开关。

9.根据权利要求1所述的一种零电压开关交错并联的高升压变换器，其特征在于，所述的第一二极管D1、第二二极管D2电流下降速率由内置变压器的漏感控制。