CN114759781A - 基于开关电容的输入交错并联软开关高电压增益dc-dc变换器 - Google Patents
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Abstract
本申请公开了一种基于开关电容的输入交错并联软开关高电压增益DC‑DC变换器，包括多个二极管‑电容‑电感单元、输入电感、开关管、电容以及输入电源和负载，通过一定的连接方式使变换器具有非极端占空比下的高电压增益能力和可拓展性，通过增加二极管‑电容‑电感单元的数量可进一步提高电压增益；输入端交错并联结构分散了输入电流应力，降低了输入电流纹波，有利于提高光伏或燃料电池等可再生能源电源的利用率和寿命；输入电感电流可实现自动均流，不需要额外的均流控制；开关管和二极管电压应力低；所有开关管均能实现零电压开通，所有二极管的关断电流下降速度被有效降低，实现软关断，有效降低变换器开关损耗；输入和输出具有共地连接。
Description
技术领域
本申请涉及电力电子功率变换器技术领域，特别涉及一种基于开关电容的输入交错并 联软开关高电压增益DC-DC变换器。
背景技术
发展可再生能源是解决化石能源危机和环境污染问题的重要途径。光伏(photovoltaic， PV)和燃料电池(Fuel Cell，FC)是两种具有广阔发展前景的可再生能源形式。PV模块和FC 电堆的输出电压较低，硅晶体PV模块的最大功率点电压一般在20～50V之间，而1kW的 FC电堆输出电压通常不高于50V。在PV和FC并网发电系统中，通常需要高电压增益 DC-DC变换器将PV模块和FC电堆的输出电压抬升到380～400V，与后级并网逆变器或直 流微网母线相连接。在燃料电池汽车中，FC电堆同样需要通过DC-DC变换器为后级蓄电 池供电，而蓄电池的电压远高于FC电堆输出电压。在这些场合中，高电压增益DC-DC变换器都发挥着重要作用。一般情况下希望高电压增益DC-DC变换器具备以下特性：(1)高 电压增益，很多场合要求电压增益在10倍及以上；(2)高效率，最大限度提高电能利用率， 并简化电力电子设备的散热需求；(3)连续的电压调节能力，绝大部分应用场合要求变换器在输入电压或负载功率变化时具备良好的稳压能力；(4)低输入电流纹波，有利于提高PV或FC等可再生能源电源的利用率和寿命；(5)输入输出具有共地连接，有利于无变压器的非隔离PV并网发电系统的共模干扰抑制。
传统的Boost变换器在实现高电压增益时受到极端占空比限制，开关管和二极管的电 压和电流应力都很高，效率损失严重。磁耦合器件(耦合电感或变压器)经常被用来提升 DC-DC变换器的电压增益，但是高匝比的磁耦合器件损耗较高，体积和重量上存在劣势，且不易制造。常见的变压器隔离型DC-DC变换器均为电压馈电型变换器，输入电流纹波大，输入滤波电容电流应力大，不适用于对电流纹波要求较高的可再生能源场合。
开关电容(switched-capacitor，SC)变换器是一种具有良好发展前景的升压技术，近年 来受到了大量的关注。传统的SC变换器仅由开关器件和电容组成，不包含磁性器件，具 有重量轻、功率密度高和易于集成等优势。而且SC变换器具有良好的可拓展性，可以通 过增加SC单元数量来有效提高电压转换比。但是传统SC变换器存在电荷再分配损耗和电 流尖峰问题，而且其电压转换比主要由拓扑本身决定，很难同时实现高效率和连续的电压 调节能力。所以传统的SC变换器只适用于小功率或者固定电压变比的场合，功率等级和应用范围受到明显限制。为了消除电荷再分配损耗和电流尖峰问题，很多文献提出谐振型SC变换器，通过在SC电路中插入谐振电感使电容的充放电电流变为正弦波形式，所有开 关器件均能实现零电流(zero-current switching，ZCS)开通，有效降低开关损耗，并提高 电容的利用率。然而，谐振型SC变换器的电压转换比仍然是固定的，并且谐振过程对于 谐振参数非常敏感，实际应用中不易控制。另一种方案是将传统的Boost、Buck等基于电 感的PWM变换器与SC电路相结合，产生混合型SC变换器，可以使用PWM技术实现连 续无损调压，但是混合SC变换器不能完全解决电荷再分配损耗和电流尖峰问题，而且开 关器件工作在硬开关状态，开关损耗高，限制了变换器效率的提升。
交错并联技术可以有效分散器件电流应力、提高效率、改善损耗分布、降低变换器输 入电流纹波，非常适用于具有较高输入电流的高电压增益DC-DC变换器。但是两个变换器 的简单并联连接使器件数量翻倍的同时并不能提高变换器电压增益，而且需要考虑如何实 现两部分电路的并联均流，通常需要高精度的电流采样电路和复杂的均流控制策略。所以， 具有交错并联结构的DC-DC变换器最好能够实现自动均流。
相关技术中，美国国际整流器公司的V.A.K.Prabhala和北卡罗莱纳州立大学的P.Fajri 等人于2016年提出的混合开关电容DC-DC变换器方案，具有输入交错并联结构，输入电 流连续且电流纹波较低，可以使用PWM调压，且开关电容单元数量可拓展，可实现较高的电压增益。但是，该方案拓扑中所有开关器件都工作在硬开关状态，而且电容充放电电流存在由各支路电容电压不平衡导致的尖峰和畸变现象。
相关技术中，北京交通大学雷浩东等人于2018年提出的基于开关电容的软开关高电压 增益DC-DC变换器方案，变换器可实现连续的输入电流和PWM调压，且所有开关管可实现零电压(zero-voltage switching,ZVS)开通，所有二极管可实现软关断。但是，该方案拓扑不具备输入交错并联结构，输入电感和主开关管的电流应力高，损耗集中，限制了变换器的功率等级和效率。另外，该拓扑的二极管和电容数量较多。
综上，相关技术的方法无法满足很多可再生能源应用场合对高性能、高效率、低输入 电流纹波的高电压增益DC-DC变换器的需求，缺少一种能够解决传统DC-DC变换器在实现高电压增益时性能下降严重问题的变换器，亟待解决。
发明内容
本申请旨在至少在一定程度上解决相关技术中的技术问题之一。
为此，本申请提出一种基于开关电容的输入交错并联软开关高电压增益DC-DC变换器， 解决了传统DC-DC变换器在实现高电压增益时性能下降严重的问题，满足很多可再生能源 应用场合对高性能、高效率、低输入电流纹波的高电压增益DC-DC变换器的需求。
为达到上述目的，本申请实施例提供一种基于开关电容的输入交错并联软开关高电压 增益DC-DC变换器，包括：第一DCI(二极管-电容-电感，diode-capacitor-inductor)单元 至第m DCI单元、输入直流电压源、第一输入电感、第二输入电感、第一主开关管、第二主开关管、第一同步整流开关管、第二同步整流开关管、第一开关电容、输出电容和负载；
所述第一DCI单元至第m DCI单元用于将输入电压转换成目标电压，其中，m为大于等于1的整数；
所述输入直流电压源正极与所述第一输入电感、所述第二输入电感的第一端子连接； 所述第一输入电感的第二端子连接所述第一主开关管的漏极和所述第一同步整流开关管的 源极；所述第二输入电感的第二端子连接所述第二主开关管的漏极和所述第一开关电容的 第二端子；所述第一开关电容的第一端子连接所述第一同步整流开关管的漏极；所述第一 主开关管和所述第二主开关管的源极连接所述输入直流电压源负极；所述第二同步整流开 关管的漏极连接所述输出电容的第一端子和所述负载的第一端子；所述输出电容的第二端 子和所述负载的第二端子连接所述输入直流电压源负极；
所述第一DCI单元的第一端子连接所述第一同步整流开关管的漏极和所述第一开关电 容的第一端子；
所述第一DCI单元的第二端子连接第二DCI单元的第一端子，第m-1个DCI单元的第二端子连接所述第m个DCI单元的第一端子，第m个DCI单元的第二端子连接所述第二 同步整流开关管的源极；
所有DCI单元的第三端子均连接所述第一输入电感的第二端子、所述第一同步整流开 关管的源极和所述第一主开关管的漏极；
所有DCI单元的第四端子均连接所述第二输入电感的第二端子、所述第一开关电容的 第二端子和所述第二主开关管漏极。
根据本申请的一个实施例，每个DCI单元包括：
第一二极管、第二二极管、第二开关电容、第三开关电容和辅助电感。
根据本申请的一个实施例，所述辅助电感的第一端子为所述DCI单元的第三端子，所 述辅助电感的第二端子与所述第二开关电容的第二端子连接；
所述第二开关电容的第一端子与所述第一二极管的阴极和所述第二二极管的阳极连 接；
所述第一二极管的阳极为所述DCI单元的第一端子；所述第二二极管的阴极与所述第 三开关电容第一端子连接，所述第二二极管的阴极为DCI单元的第二端子；所述第三开关 电容的第二端子为DCI单元的第四端子。
根据本申请的一个实施例，所述第一输入电感和所述第二输入电感的电感值相等。
根据本申请的一个实施例，所述第一DCI单元至第m DCI单元中所述辅助电感的电感 值相等。
根据本申请的一个实施例，所述第一主开关管和所述第二主开关管开关信号交错180°。
根据本申请的一个实施例，所述第一主开关管和所述第一同步整流开关管、所述第二 主开关管和所述第二同步整流开关管互补导通，并设置有预设时长的死区时间。
根据本申请的一个实施例，所述第一主开关管和所述第二主开关管的占空比工作在大 于0.5的范围内。
根据本申请实施例的基于开关电容的输入交错并联软开关高电压增益DC-DC变换器， 解决了如下技术问题：
(1)使用了开关电容升压技术，并解决了开关电容电路的电荷再分配损耗、电流尖峰 和电压调节困难的问题；
(2)解决变换器的开关器件(包括开关管和二极管)工作在硬开关状态的问题，使所 有的开关管都能实现ZVS开通，所有的二极管都能实现软关断，有效降低开关损耗，提高变换器效率；
(3)用交错并联结构分散输入电流带来的电流应力，降低变换器的输入电流纹波，提 高变换器功率等级和效率。同时，所提出的变换器可实现两个输入电感的自动均流，省去 了均流控制所需的硬件电路和均流控制策略设计。
具有以下有益效果：
(1)变换器具有非极端占空比条件下的高电压增益能力，且具有可拓展性，可通过增 加DCI单元的数量进一步提高电压增益；
(2)输入端的交错并联结构分散了输入电流应力，降低了输入电流纹波，有利于提高 PV或FC等可再生能源电源的利用率和寿命；
(3)输入电感电流可实现自动均流，不需要额外的均流控制；
(4)开关管和二极管的电压应力低；
(5)所有开关管实现ZVS开通，所有二极管的关断电流下降速度被有效降低，实现软关断，有效降低变换器开关损耗；
(6)输入和输出具有共地连接。
本申请附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明 显，或通过本申请的实践了解到。
附图说明
本申请上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和 容易理解，其中：
图1为根据本申请实施例提供的一种基于开关电容的输入交错并联软开关高电压增益 DC-DC变换器拓扑结构示意图；
图2为根据本申请实施例的MOSFET开关管结构示意图；
图3为根据本申请实施例的二极管结构示意图；
图4为根据本申请实施例的DCI单元结构示意图；
图5为根据本申请实施例的具有两个DCI单元(m＝2)的变换器拓扑结构示意图；
图6为根据本申请实施例的变换器稳态工作波形示意图；
图7为根据本申请实施例的变换器各阶段等效电路示意图；
图8为根据本申请实施例的不同DCI单元数量下的电压增益曲线。
具体实施方式
下面详细描述本申请的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同 或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描 述的实施例是示例性的，旨在用于解释本申请，而不能理解为对本申请的限制。
下面参照附图描述根据本申请实施例提出的基于开关电容的输入交错并联软开关高 电压增益DC-DC变换器。
本申请提出的基于开关电容的高效率高电压增益DC-DC变换器，同时具有以下特征：(1)10倍以上的高电压增益能力；(2)连续的无损的PWM电压调节，使其在 输入电压或负载的变化的情况具有良好的稳压能力；(3)输入交错并联且输入电感自 动均流，降低输入电流纹波和器件通态损耗，提高变换器功率容量，且不需要复杂的 均流控制；(4)所有开关器件电压应力远低于输出电压，允许使用低额定电压低导通 电阻的开关器件，大大降低开关器件的通态损耗，提高变换器效率；(5)所有开关器 件具有良好的软开关特性，大大降低开关器件的开关损耗，提高变换器效率。
具体而言，图1为根据本申请实施例提供的一种基于开关电容的输入交错并联软开关 高电压增益DC-DC变换器拓扑结构示意图。
如图1所示，该基于开关电容的输入交错并联软开关高电压增益DC-DC变换器包括： 第一DCI单元至第m DCI单元、输入直流电压源Vin、第一输入电感L1、第二输入电感L2、第一主开关管S1、第二主开关管S3、第一同步整流开关管S2、第二同步整流开关管S4、第 一开关电容C1、输出电容CO和负载RL。
在本申请的一个实施例中，第一输入电感和第二输入电感的电感值相等。
在本申请的一个实施例中，第一主开关管和第二主开关管开关信号交错180°。
在本申请的一个实施例中，第一主开关管和第一同步整流开关管、第二主开关管和第 二同步整流开关管互补导通，并留有一定的死区时间。
在本申请的一个实施例中，第一主开关管和第二主开关管的占空比工作在大于0.5的范 围内。
在本申请的实施例中，变换器中开关管的类型不受限制，可以是MOSFET、IGBT等，在图1中使用的是MOSFET开关管。其各端子的说明如图2所示。二极管包含阳极和阴极， 端子的说明如图3所示。
如图1所示，L1和L2是输入电感，电感值均为Lin；S1和S3是主开关管，S2和S4是同 步整流开关管；D1～D2m是二极管；C1～C2m+1是开关电容，电容值均为Cr；La1～Lam是辅助电 感，电感值均为La；CO是输出电容；RL表示等效负载电阻；Vin和VO分别表示变换器输入 电压和输出电压。
在图1中，每一个虚线框内为一个DCI单元，用于将输入电压转换成目标电压，并对输入电流进行并联均流。
在本申请的实施例中，每一个DCI单元由2个二极管：第一二极管和第二二极管；2个电容：第二开关电容和第三开关电容；1个电感：辅助电感组成，拓扑中共包含m个DCI 单元，其中，m为大于等于1的整数。DCI单元结构和四个对外连接端子名称如附图4所 示，每一个DCI单元包含以下元器件：Lam为电感，包含第一端子和第二端子；D2m-1、D2m为二极管；C2m和C2m+1为电容，各包含第一端子和第二端子。
在本申请的一个实施例中，第一DCI单元至第m DCI单元中辅助电感的电感值相等。
如图1所示，变换器具体连接方式为：
输入直流电压源正极与第一输入电感、第二输入电感的第一端子连接；第一输入电感 的第二端子连接第一主开关管的漏极和第一同步整流开关管的源极；第二输入电感的第二 端子连接第二主开关管的漏极和第一开关电容的第二端子；第一开关电容的第一端子连接 第一同步整流开关管的漏极；第一主开关管和第二主开关管的源极连接输入直流电压源负 极；第二同步整流开关管的漏极连接输出电容的第一端子和负载的第一端子；输出电容的 第二端子和负载的第二端子连接输入直流电压源负极。
第一DCI单元的第一端子连接第一同步整流开关管的漏极和第一开关电容的第一端 子；
第一DCI单元的第二端子连接第二DCI单元的第一端子，第m-1个DCI单元的第二端子连接第m个DCI单元的第一端子，第m个DCI单元的第二端子连接第二同步整流开关 管的源极；
所有DCI单元的第三端子均连接第一输入电感的第二端子、第一同步整流开关管的源 极和第一主开关管的漏极；
所有DCI单元的第四端子均连接第二输入电感的第二端子、第一开关电容的第二端子 和第二主开关管漏极。
如图4所示，DCI单元的连接方式为：辅助电感的第一端子为DCI单元的第三端子，辅助电感的第二端子与第二开关电容的第二端子连接；
第二开关电容的第一端子与第一二极管的阴极和第二二极管的阳极连接；
第一二极管的阳极为DCI单元的第一端子；第二二极管的阴极与第三开关电容第一端 子连接，第二二极管的阴极为DCI单元的第二端子；第三开关电容的第二端子为DCI单元 的第四端子。
在本申请的一个实施例中，如果DCI单元的数量m为2，那么变换器拓扑如附图5所示。
下面以具有2个DCI单元的变换器为例进行基本工作原理的分析。为了简化工作原理 分析，做出以下假设：(1)电容C1～C5的平均电压恒定；(2)输出电容CO足够大，输出电压保持恒定；(3)所有元器件均为理想元器件，但要考虑MOSFET开关管的并联结电容和反并联二极管。
附图5所示变换器在稳态工作时的主要波形如附图6所示，其中物理量的正方向标注 在附图5中。Ts表示开关周期。开关管S1和S3的开关信号交错180°，且占空比均为D，而 D′＝1-D。S1和S2、S3和S4分别互补导通，且留有合适的死区时间。主开关管S1和S3的 占空比应工作在大于0.5的范围内。变换器在一个开关周期内的工作过程可以分为8个阶 段。各阶段相对应的等效电路如附图7所示。变换器基本工作原理详细分析如下：
阶段1[t0,t2]：在t0时刻之前，主开关管S1和S3均为导通状态，同步整流开关管S2和S4处于关断状态。辅助电感电流ia1和ia2均为零，所有的二极管均处于关断状态。流过S1和S3的电流iS1和iS2分别等于输入电感电流iL1和iL2。
t0时刻，开关管S1关断，输入电感L1的电流iL1达到它的最大值。然后iL1为S1的并联结电容充电，为S2的并联结电容放电。当S2漏源电压vS2下降到零，它的反并联二极管开 始导通。在t1时刻，S2开通信号到来，S2实现ZVS开通。
随着开关管S1的漏源电压的上升，辅助电感电流ia1和ia2开始增加。此阶段内，二极管D2和D4导通，而D1和D3仍保持反偏截止状态。电容C2和C4处于放电状态，C3和C5处于充电状态。S2流过反向电流，该电流为电容C1充电。由于不考虑电容C1～C5的电压纹 波，此阶段内ia1和ia2可以表达为：
其中，VCi(i＝1,2,…,5)表示电容Ci的电压。
输入电感L1电流iL1在输入电压Vin和电容C1电压VC1的作用下线性下降，而iL2在Vin的作用下线性上升。iL1和iL2在此阶段的表达式为：
由附图7的(a)所示电流路径可知，开关管S1和S2的电流表达式为：
由式(3)可得，在此阶段内，ia1和ia2的增加会使电流iS2绝对值的降低，但是对is3没有影响，如附图6所示。
此阶段内，开关管S1和S4的漏源电压可表示为：
vS1＝VC1,vS4＝VO-VC5 (4)
二极管D1和D3的反向偏置电压可表示为：
vD1＝VC3-VC1,vD3＝VC5-VC3 (5)
在此阶段内，没有电流流过开关管S4，负载由输出电容单独供电。
阶段2[t2,t3]：t2时刻，(ia1+ia2)开始超过输入电感L1电流iL1，开关管S2开始流过一个 正向电流。电容C1进入放电状态。电路其他部分工作状态与阶段1相同。
阶段3[t3,t5]：t3时刻，因为(ia1+ia2)-iL1>0，开关管S2在流过正向电流的情况下关断。 电流(ia1+ia2)与iL1之差为S2的并联结电容充电，为S1的并联结电容放电。当S1的漏源电压vs1下降到零，它的反并联二极管开始导通。在t4时刻，开关管S1开通信号到来，S1实 现ZVS开通。
随着S1的漏源电压vs1下降到零，ia1和ia2开始下降。ia1和ia2的表达式为：
ia1和ia2的下降时间[t3,t5]与开关周期Ts的比例用d1表示，如附图6所示。
输入电感L1电流iL1在Vin的作用下线性增加，即：
由附图7的(c)所示电流路径可知，S1和S3的电流可表示为：
开关管S2的漏源电压为：
vS2＝VC1 (9)
阶段4[t5,t6]：t5时刻，辅助电感电流ia1和ia2以被限制的速度下降到零，因此二极管 D2和D4关断过程的反向恢复问题被有效抑制。在此阶段内，所有二极管均为反偏截止状态， 所有的开关电容C1～C5均为既不充电也不放电状态。负载仍由输出电容CO单独供电。开关 管S1和S3的电流分别等于iL1和iL2。二极管的电压可表示为t5时刻，辅助电感电流ia1和ia2以被限制的速度下降到零，因此二极管D2和D4关断过程的反向恢复问题被有效抑制。在 此阶段内，所有二极管均为反偏截止状态，所有的开关电容C1～C5均为既不充电也不放电 状态。负载仍由输出电容CO单独供电。开关管S1和S3的电流分别等于iL1和iL2。二极管的 电压可表示为：
阶段5[t6,t8]：t6时刻，S3关断，输入电感L2的电流iL2达到它的最大值。然后iL2为S3的并联结电容充电，为S4的并联结电容放电。当S4漏源电压vS4下降到零，它的反并联二 极管开始导通。在t7时刻，S4开通信号到来，S4实现ZVS导通。
随着开关管S3漏源电压的上升，辅助电感电流ia1和ia2开始反向增加。在此阶段内，二极管D1和D3导通，而D2和D4反偏截止。电容C2和C4处于充电状态，C1和C3处于放 电状态。开关管S4流过一个反向电流，这个电流给电容C5放电，并为输出电容CO和负载 供电。此阶段内ia1和ia2可表示为：
输入电感L2电流iL2线性下降，其表达式为：
由附图7的(e)所示电流路径可知，开关管S1和S4的电流表达式为：
此阶段内，开关管S2和S3的漏源电压可表示为：
vS2＝VC1+(VO-VC5),vS3＝VO-VC5 (14)
值得注意的是，尽管S2在此阶段内与阶段3和阶段4一样仍处于关断状态，但是它的 电压应力却高于阶段3和阶段4。
二极管D2和D4的反向偏置电压可表示为：
vD2＝VC3-VC1,vD4＝VC5-VC3 (15)
阶段6[t8,t9]：t8时刻，(ia1+ia2)的绝对值开始超过输入电感L2电流iL2，因此开关管S4开始流过一个正向电流，该电流由输出电容CO提供。电容C5进入充电状态。电路其他部分工作状态与阶段5相同。
阶段7[t9,t11]：t9时刻，由于-(ia1+ia2)-iL2>0，开关管S4在流过正向电流的情况下关 断。-(ia1+ia2)与iL2之间的差值电流为S4的并联结电容充电，为S3的并联结电容放电。当S3的漏源电压vS3下降到零，它的反并联二极管开始导通。在t10时刻，S3开通信号到来， S3实现ZVS导通。
随着S3的漏源电压vS3下降到零，辅助电感电流ia1和ia2的绝对值开始下降，ia1和ia2在此阶段的表达式为：
ia1和ia2的下降时间[t9,t11]与开关周期Ts的比例用d2表示，如附图6所示。
输入电感L2电流iL2在Vin的作用下线性增加，即：
由附图7的(g)所示电流路径可知，S1和S3的电流可表示为：
开关管S2和S4的漏源电压为：
vS2＝VC1,vS4＝VO-VC5 (19)
由式(19)可知，S2的电压应力再次跌落到与C1的电压相同，如附图6所示。
此阶段内负载由输出电容CO单独供电。电路其他部分工作状态与阶段6相同。
阶段8[t11,t12]：t11时刻，辅助电感电流ia1和ia2的绝对值以被限制的速度下降到零， 因此D1和D3关断过程的反向恢复问题被有效抑制。在此阶段内，所有二极管均为反偏截止状态，所有的开关电容C1～C5均为既不充电也不放电状态。负载仍由输出电容CO单独供电。S1和S3的电流分别等于iL1和iL2。此阶段电流路径图与阶段6相同，如附图7的(d)和 (h)所示。D1～D4的电压应力表达式与式(10)相同。
t12时刻主开关管S1再次关断，此开关周期结束，变换器开始下一个开关周期。
下面介绍本申请实施例的电压增益。
由L1的伏秒平衡原则可得电容C1的电压表达式为：
由输入电感L2的伏秒平衡原则可得以下表达式：
VinDTs+[Vin-(VO-VC5)]D′Ts＝0 (21)
如附图6所示，辅助电感电流ia1和ia2在t0时刻都等于零，且在t5时刻重新下降到零。 所以La1和La2在[t0,t5]时间段内符合伏秒平衡关系，由此可得以下表达式：
类似地，La1和La2在[t6,t11]时间段内也符合伏秒平衡原则，可得以下表达式：
由式(21)～(23)推导可得，2个DCI单元的变换器电压增益M的表达式为：
根据式(1)、式(11)和式(21)～(23)，辅助电感电流ia1和ia2的峰值Ia,peak和谷值Ia,val的表达式分别为：
变换器稳态工作情况下，每个电容在一个周期内的平均电流均为零，这样D1～D4中每 个二极管的平均电流均等于输出电流IO。根据二极管D1～D4电流波形分析，可得以下表达 式：
式中IO＝VO/RL。
由式(25)和式(26)推导可得，d1和d2的表达式为：
式中，fs为开关频率，因子Q＝RL/(Lafs)。
联立式(24)和式(27)可解得直流电压增益M为：
同样的分析可以拓展到具有m个DCI单元的拓扑。具有m个DCI单元的变换器的电压增益为：
由式(28)和式(29)可知，所提出的变换器的电压增益由DCI单元级数m、占空比 D、开关频率fs、辅助电感感值La以及负载电阻RL共同决定。在m取不同的值的情况下， 电压增益与占空比D之间的关系曲线如附图8所示，附图8中使用的相关参数为La＝3.5μH， fs＝100kHz，RL＝160Ω。由附图8可知，所提出的变换器可以获得相比于传统Boost变换器 高得多的电压增益，从而避免了极端占空比，并可以通过增加DCI单元数量m来大幅增加 电压增益。
下面介绍本申请实施例的元件器电压应力。
由式(20)～(23)可得开关电容C1～C5的平均电压表达式为：
变换器中开关管和二极管的电压被相关开关电容或输出电容的电压钳位。式(4)、式 (14)、式(19)和式(30)联立可得开关管S1、S3和S4的电压应力为：
由式(31)可知开关管S1、S3和S4的电压应力保持一致，且相当于一个传统Boost变换器在低输入电压和正常占空比工况下的输出电压。
如附图6所示，当开关管S2处于关断状态时，它在[t7,t9]时间段内承受的电压高于在[t4, t6]和[t10,t12]时间段内承受的电压。联立式(14)和式(30)可得开关管S2的电压应力表达 式为：
由式(31)和式(32)可知，开关管S2的电压应力是开关管S1、S3和S4电压应力的两倍。但是S2的开通和关断电压是式(32)所示电压应力的一半。开关管开关过程中所产生 的开关损耗由电压和电流波形交叠面积决定，所以尽管S2的电压应力高于其他开关管，较 低的开通和关断电压仍可以使S2的开关损耗保持较低水平。
二极管D1～D4的电压应力可由式(5)、(15)和(30)联立得到，如下所示：
由式(32)和式(33)可知，二极管D1～D4的电压应力与开关管S2相等，而每一个二极管关断时的关断电压也是式(33)所示二极管电压应力的一半，这一特点有利于降低二极管关断时的反向恢复损耗。
下面介绍本申请实施例的输入电感均流特性。
本申请提出的变换器输入端为交错并联结构，下面分析两个输入电感的电流分配情况。 为了得到输入电感电流的表达式，这里首先分析输入电感电流与开关电容充放电过程之间 的关系。为了便于分析，这里忽略了主开关管与同步整流管之间的死区时间。
在[t0,t3]时间段内，开关管S1处于关断状态，S2处于导通状态，充入开关电容C1、C3与C5的电荷均由输入电感L1的电流iL1提供，它们之间的关系可表示为：
QC1,t0-t3+QC3,t0-t3+QC5,t0-t3＝IL1,avgD′Ts (34)
式中，IL1,avg代表电感L1在一个开关周期内的平均电流。
在[t6,t9]时间段内，开关管S3处于关断状态，S4处于导通状态，开关电容C1、C3与C5释放的电荷由输入电感L2的电流iL2引出，它们之间的关系可表示为：
QC1,t6-t9+QC3,t6-t9+QC5,t6-t9＝IL2,avgD′Ts (35)
在[t0,t3]时间段内注入到电容C3或C5的电荷量，以及在[t6,t9]时间段内由电容C1或C3释放的电荷量，可由式(26)推导得到：
式中，QO＝IOTs。
电容C1在[t0,t2]时间段内被充电，在[t2,t3]和[t6,t11]时间段内被放电。由C1在一个开关 周期内的充放电平衡可得C1在[t0,t3]时间段内增加的电荷量满足表达式：
QC1,t0-t3＝QC1,t0-t2-QC1,t2-t3＝QC1,t6-t11＝QO (37)
类似地，由电容C5在一个开关周期内的充放电平衡可得C5在[t6,t9]时间段内释放的电 荷量满足表达式：
QC5,t6-t9＝QC5,t6-t8-QC5,t8-t9＝QC5,t0-t5＝QO (38)
将式(36)～(38)代入式(34)和式(35)可得两个输入电感的电流平均值表达式为：
联立式(28)和式(39)可得：
式中，Iin代表输入电流平均值。
由以上分析可知，从变换器中的各开关电容的充放电均衡原则出发可以推导出两个输 入电感的平均电流相等，所以两个输入电感可以实现硬件自然均流。这一特点对于交错并 联结构的变换器非常重要，可以为变换器省去额外的电流均衡控制系统，而该系统通常需 要高性能和高成本的电流采样电路和复杂的均流控制算法。所以自然均流特性可以降低变 换器成本，提高变换器适用性。
本申请实施例的基于开关电容的输入交错并联软开关高电压增益DC-DC变换器，相比 于相关技术的第一种方案(美国国际整流器公司的V.A.K.Prabhala和北卡罗莱纳州立大学 的P.Fajri等人于2016年提出的混合开关电容DC-DC变换器方案)所提出的变换器拓扑， 本申请根据变换器工作原理，做出如下改进：在一部分电容支路上串联辅助电感，将拓扑 中的两个二极管改为同步整流管，实现了所有开关管的零电压开通和所有二极管的软关断， 同时消除了电容充放电电流中存在的尖峰和畸变现象。这些改进大大降低了变换器的开关 损耗，有利于变换器效率的提升。相比于相关技术的第二种方案(北京交通大学雷浩东等 人于2018年提出的基于开关电容的软开关高电压增益DC-DC变换器方案)所提出的变换 器拓扑，本申请所提出的变换器拓扑具有输入交错并联结构，明显分散了输入电感和主开 关管的电流应力，有效降低器件通态损耗，同时降低了输入电流纹波。本申请所提出的变 换器拓扑可以使用更少数量的器件的实现相同或更高的电压增益，有利于降低变换器成本。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、 或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包 含于本申请的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须 针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一 个或N个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合 和组合。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者 隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐 含地包括至少一个该特征。在本申请的描述中，“N个”的含义是至少两个，例如两个，三 个等，除非另有明确具体的限定。
Claims (8)
1.一种基于开关电容的输入交错并联软开关高电压增益DC-DC变换器，其特征在于，包括：
第一DCI单元至第m DCI单元、输入直流电压源、第一输入电感、第二输入电感、第一主开关管、第二主开关管、第一同步整流开关管、第二同步整流开关管、第一开关电容、输出电容和负载；
所述第一DCI单元至第m DCI单元用于将输入电压转换成目标电压，其中，m为大于等于1的整数；
所述输入直流电压源正极与所述第一输入电感、所述第二输入电感的第一端子连接；所述第一输入电感的第二端子连接所述第一主开关管的漏极和所述第一同步整流开关管的源极；所述第二输入电感的第二端子连接所述第二主开关管的漏极和所述第一开关电容的第二端子；所述第一开关电容的第一端子连接所述第一同步整流开关管的漏极；所述第一主开关管和所述第二主开关管的源极连接所述输入直流电压源负极；所述第二同步整流开关管的漏极连接所述输出电容的第一端子和所述负载的第一端子；所述输出电容的第二端子和所述负载的第二端子连接所述输入直流电压源负极；
所述第一DCI单元的第一端子连接所述第一同步整流开关管的漏极和所述第一开关电容的第一端子；
所述第一DCI单元的第二端子连接第二DCI单元的第一端子，第m-1个DCI单元的第二端子连接所述第m个DCI单元的第一端子，第m个DCI单元的第二端子连接所述第二同步整流开关管的源极；
所有DCI单元的第三端子均连接所述第一输入电感的第二端子、所述第一同步整流开关管的源极和所述第一主开关管的漏极；
所有DCI单元的第四端子均连接所述第二输入电感的第二端子、所述第一开关电容的第二端子和所述第二主开关管漏极。
2.根据权利要求1所述的基于开关电容的输入交错并联软开关高电压增益DC-DC变换器，其特征在于，每个DCI单元包括：
第一二极管、第二二极管、第二开关电容、第三开关电容和辅助电感。
3.根据权利要求2所述的基于开关电容的输入交错并联软开关高电压增益DC-DC变换器，其特征在于，
所述辅助电感的第一端子为所述DCI单元的第三端子，所述辅助电感的第二端子与所述第二开关电容的第二端子连接；
所述第二开关电容的第一端子与所述第一二极管的阴极和所述第二二极管的阳极连接；
所述第一二极管的阳极为所述DCI单元的第一端子；所述第二二极管的阴极与所述第三开关电容第一端子连接，所述第二二极管的阴极为DCI单元的第二端子；所述第三开关电容的第二端子为DCI单元的第四端子。
4.根据权利要求1所述的基于开关电容的输入交错并联软开关高电压增益DC-DC变换器，其特征在于，
所述第一输入电感和所述第二输入电感的电感值相等。
5.根据权利要求3所述的基于开关电容的输入交错并联软开关高电压增益DC-DC变换器，其特征在于，
所述第一DCI单元至第m DCI单元中所述辅助电感的电感值相等。
6.根据权利要求1所述的基于开关电容的输入交错并联软开关高电压增益DC-DC变换器，其特征在于，
所述第一主开关管和所述第二主开关管开关信号交错180°。
7.根据权利要求1所述的基于开关电容的输入交错并联软开关高电压增益DC-DC变换器，其特征在于，
所述第一主开关管和所述第一同步整流开关管、所述第二主开关管和所述第二同步整流开关管互补导通，并设置有预设时长的死区时间。
8.根据权利要求1所述的基于开关电容的输入交错并联软开关高电压增益DC-DC变换器，其特征在于，所述第一主开关管和所述第二主开关管的占空比工作在大于0.5的范围内。
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