发明内容
本技术方案针对现有技术的不足,提供一种改进型H桥升降压直流变换器,具体如下:
一种改进型H桥升降压直流变换器,由输入源Vin、第一开关管S1、第二开关管S2、第一变压器T1、第三开关管S3、第四开关管S4、第一电容C1、第一二极管D1、第五开关管S5、第二电容C2和负载Ro构成;其中,
输入源Vin的正极连于第一开关管S1的漏极,第一开关管S1的源极连于第二开关管S2的漏极和第一变压器T1原边绕组Np的同名端,第一变压器T1原边绕组Np的非同名端连于第三开关管S3的漏极和第四开关管S4的源极,第四开关管S4的漏极连于第一电容C1的一端、第二电容C2的一端和第一变压器T1副边绕组Ns的同名端,第一变压器T1副边绕组Ns的非同名端连于第一二极管D1的阳极,第一二极管D1的阴极连于第五开关管S5的漏极,第五开关管S5的源极连于第二电容C2的另一端和负载Ro的一端,负载Ro的另一端连于第一电容C1的另一端、第三开关管S3的源极、第二开关管S2的源极和输入源Vin的负极。
上述改进型H桥升降压直流变换器的控制方法,所述第一开关管S1和第二开关管S2互补导通,第三开关管S3和第四开关管S4互补导通;在本变换器处于降压模式,第一开关管S1和第二开关管S2高频开关工作,第三开关管S3保持关断而第四开关管S4保持导通,同时第五开关管S5保持关断;在本变换器处于升压模式,第三开关管S3和第四开关管S4高频开关工作,第一开关管S1保持导通而第二开关管S2保持关断,同时第五开关管S5保持导通。
本技术方案中,所述开关管优选场效应管。
基于上述控制方法的改进型H桥升降压直流变换器,不需要极端占空比,通过调整变压器匝数比,可以实现较高的电压增益。
本技术方案具有如下技术效果:
(1)输入输出可以实现宽范围升降压变换;
(2)在极端升降压变换场合,可以不需要极端占空比就获得较大的电压增益,提高了变换器的效率;
具体实施方式
下面结合附图对本技术方案的技术方案进行详细说明。
如附图2所示,本技术方案所述改进型H桥升降压直流变换器由输入源Vin、第一开关管S1、第二开关管S2、第一变压器T1、第三开关管S3、第四开关管S4、第一电容C1、第一二极管D1、第五开关管S5、第二电容C2和负载Ro构成;其中,输入源Vin的正极连于第一开关管S1的漏极,第一开关管S1的源极连于第二开关管S2的漏极和第一变压器T1原边绕组Np的同名端,第一变压器T1原边绕组Np的非同名端连于第三开关管S3的漏极和第四开关管S4的源极,第四开关管S4的漏极连于第一电容C1的一端、第二电容C2的一端和第一变压器T1副边绕组Ns的同名端,第一变压器T1副边绕组Ns的非同名端连于第一二极管D1的阳极,第一二极管D1的阴极连于第五开关管S5的漏极,第五开关管S5的源极连于第二电容C2的另一端和负载Ro的一端,负载Ro的另一端连于第一电容C1的另一端、第三开关管S3的源极、第二开关管S2的源极和输入源Vin的负极。
基于上述改进型H桥升降压直流变换器的控制方法,所述第一开关管S1和第二开关管S2互补导通,第三开关管S3和第四开关管S4互补导通;
在降压模式:第一开关管S1和第二开关管S2高频开关工作,第三开关管S3保持关断而第四开关管S4保持导通,同时第五开关管S5保持关断;
在升压模式:第三开关管S3和第四开关管S4高频开关工作,第一开关管S1保持导通而第二开关管S2保持关断,同时第五开关管S5保持导通。
基于上述控制方法的改进型H桥升降压直流变换器,不需要极端占空比,通过调整变压器匝数比,可以实现较高的电压增益。
根据输入、输出电压关系,本改进型H桥升降压直流变换器主要有两种降压和升压模式,下面结合附图3~5,详细介绍其工作过程。
降压模式下,第一开关管S1和第二开关管S2高频开关工作,第三开关管S3保持关断而第四开关管S4保持导通,同时第五开关管S5保持关断,本技术方案改进型H桥升降压直流变换器等效成传统的Buck变换器,等效电路图如附图3所示,具体工作模态在此不再详述。
升压模式下,第三开关管S3和第四开关管S4高频开关工作,第一开关管S1保持导通而第二开关管S2保持关断,同时第五开关管S5保持导通,本改进型H桥升降压直流变换器等效成传统的Boost变换器和Flyback变换器在输入端共用储能电感、输出端电容串联,等效电路图如附图4所示。
本实施例中,开关管为场效应管。
下面详细分析本变换器的工作模态。
假设所有电感、电容、开关管和二极管都为理想器件,变压器原边绕组Np激磁电感为Lm,变压器匝数比(副边/原边)为n,根据开关管S3和S4的开关状态,在电感电流连续的情况下,变换器共有两种可能的开关模态。
开关模态1:开关管S3开通、S4关断,等效电路如附图5(a)所示,此时二极管D1关断,电感Lm的电流iLm变化率满足:
开关模态2:开关管S3关断、S4开通,等效电路如附图5(b)所示,此时二极管D1导通,电感Lm的电流iLm变化率满足:
假设开关管S3的占空比分别为d2,则对于Boost部分,根据电感伏秒平衡可以得到,输入、输出电压关系满足:
对于Flyback部分,输入、输出电压关系满足:
则在升压模式下,变换器总的电压增益为Boost部分和Flyback部分之和,得到:
由式(5)可知,本改进型H桥升降压变换器在升压模式下,不需要极端占空比,通过调整变换器匝数比,就可以实现较高的电压增益,能够适应任意的输入输出电压,满足宽范围升降压变换的应用需求,尤其适用于升压范围较大、降压范围较小的极端升降压变换应用场合。