CN107070222B - 一种双向dc/dc功率变换器控制电路的控制方法 - Google Patents

一种双向dc/dc功率变换器控制电路的控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种双向DC/DC功率变换器控制电路及其控制方法，属于功率变换器的控制电路领域。所述的控制电路包括分压检测电路、电压跟随器、A/D转换电路、数字控制器以及驱动电路；所述的控制方法，以控制高压侧的电压为例，当功率变换器处于稳态工作时，数字控制器采用PID控制模式来稳定高压侧电压；当分压检测电路检测到高压侧电压的波动超过给定阈值时，从PID控制模式切换到相应的Buck或Boost模式下的电容电荷平衡控制。针对现有技术的双向DC/DC功率变换器的动态性能不佳的问题，本发明在保证最优的暂态响应过程的同时还具有较高的稳态输出精度，适用于任意的非隔离型的双向DC/DC功率变换器。

Description

一种双向DC/DC功率变换器控制电路的控制方法
技术领域
本发明涉及功率变换器的控制电路领域，更具体地讲，涉及一种双向DC/DC功率变换器控制电路及其控制方法。
背景技术
随着太阳能、风能等可再生能源的广泛运用，可再生能源在发电时间上的不连续性和随机性等问题日益显著，使得它们并入微电网后引起母线电压波动，影响电能质量。通常通过双向DC/DC功率变换器连接直流母线和超级电容等储能设备，实现能量缓冲来稳定母线电压。双向DC/DC功率变换器实现了能量的双象限流动，即功率不仅可以从输入端流向输出端，也能从输出端流向输入端，在功能上相当于两个单向的DC/DC功率变换器，是典型的“一机两用”设备。在需要双向能量流动的应用场合，双向DC/DC功率变换器可以大幅度减轻系统的体积重量及成本，被广泛运用在电动汽车、储能系统、分布式发电、电能质量调节和航空电源系统等领域，因此具有重要的研究价值。
目前，关于双向DC/DC功率变换器的拓扑和效率等问题的研究已经取得了显著成就。但随着运用场合的增加，对双向DC/DC功率变换器的动态性能(包括暂态调节时间，超调量和下调量)也提出了更高的要求。对于如何提高DC/DC功率变换器动态性能的研究，国内外学者已经取得了一系列研究成果，比如《Low Cost Microcontroller BasedImplementation of Robust Voltage Based Capacitor Charge Balance ControlAlgorithm》，IEEE Transactions on Industrial Informatics,2013,9(2):869-879，文中提出了基于电容电荷平衡控制的控制策略，实现了Buck变换器的近似最佳动态响应过程；《Adaptive High-bandwidth Digitally Controlled Buck Converter with ImprovedLine and Load Transient response》,IET Power Electronics,2014,7(3):515-526，文中将一种自适应三阶数字控制器应用于Buck变换器中，减小了变换器的调节时间和输出电压偏差；《Direct Voltage Control of DC–DC Boost Converters Using Enumeration-Based Model Predictive Control》,IEEE Transactions on Power Electronics,2014,29(2):968-978，文中提出了一种基于枚举的模型预测控制策略，提高了变换器的动态性能和鲁棒性。虽然这些控制策略可以较好地改善功率变换器的动态性能，但它们都至少存在以下缺点之一：1)系统的开关频率是变化的，对滤波器的带宽设计提出更高的要求，滤波器设计起来难度较大；2)算法复杂，实现起来成本较高且不易调试；3)只适用于单向的DC/DC功率变换器，控制算法上不能做到吸收电流，所以不能应用于双向DC/DC功率变换器；4)开关次数多，开关变换器的开关损耗高，变换器转换效率较低。
中国发明专利，授权公告号CN 102522899B，授权公告日2013.11.06，公开了一种双管正激功率变换器的控制电路及其控制方法。一种双管正激功率变换器的控制电路，它包括开关管功率电路、储能变压器、同步整流电路、滤波电路、分压检测电路、差分放大电路、A/D转换电路以及数字控制器；一种双管正激功率变换器的控制电路的控制方法，当功率变换器处于稳态工作时，数字控制器采用PID控制模式稳定输出电压；当分压检测电路检测到输出电压的波动超过给定值，数字控制器将PID控制算法的参数和占空比信号保留，从PID控制模式切换到CBC控制模式。该发明在双管正激变换器控制电路中得到了广泛地应用，适用于任意隔离型的DC/DC功率变换器。其不足之处在于：1、拓扑结构上，正激变换器(buck和boost，以及buck-boost变换器)与双向变换器(buck-boost变换器补充了一个反向的二极管，使得电流可以双向流动)的电路拓扑结构不同，应用场合不同，由于二极管D3和D4的存在，仅能电流单向流动；2、对比文件1会考虑到磁通饱和问题，将占空比控制在50％，负载电流升流过程，是呈折线上升，即电流重复充电放电的过程，暂态调节时间变长，功率器件的开关次数会相应增加，功率器件的开关损耗增大，对散热要求高。
发明内容
1.发明要解决的技术问题
针对现有技术的双向DC/DC功率变换器的动态性能不佳的问题，一种双向DC/DC功率变换器控制电路及其控制方法。它是一种适用于双向DC/DC功率变换器的控制电路和控制算法，具有较高精度的稳态电压控制功能，同时还具有良好的动态性能。
2.技术方案
为解决上述问题，本发明提供的技术方案为：
一种双向DC/DC功率变换器控制电路，包括分压检测电路、A/D转换电路和数字控制器，还包括驱动电路和电压跟随器，双向DC/DC功率变换器，分压检测电路并联在双向DC/DC功率变换器的输入\输出电容的两端，分压检测电路、电压跟随器、A/D转换电路、数字控制器、驱动电路和双向DC/DC功率变换器的开关管功率电路开关管栅极依次串联。
优选地，所述的双向DC/DC功率变换器为非隔离型双向DC/DC功率变换器，包括依次并联相接的储能单元、低压侧滤波和储能电路、开关管功率电路和高压侧滤波电路，所述的输入\输出电容为低压侧滤波和储能电路的低压侧滤波电容或高压侧滤波电路。
优选地，所述的双向DC/DC功率变换器为双向Buck-Boost变换器，包括低压侧电压VL、低压侧滤波电容CL、储能电感L、开关管Q1和Q2、续流二极管D1、续流二极管D2和高压侧电容C，所述的储能单元为低压侧电压VL，所述的低压侧滤波和储能电路包括低压侧滤波电容CL和储能电感L，所述的开关管功率电路包括开关管Q1和Q2、续流二极管D1和续流二极管D2，所述的高压侧滤波电路包括高压侧电容C；
优选地，所述的分压检测电路包括电阻R1和R2，电阻R1的一端与双向DC/DC功率变换器的高压侧电容C的另一端连接，电阻R1的另一端与电阻R2的一端和电压跟随器连接，电阻R2的另一端与双向DC/DC功率变换器的高压侧电容C的一端共同接地。
优选地，所述的驱动电路与双向DC/DC功率变换器的开关管Q1和Q2的栅极连接。
优选地，所述的输入\输出电容与微网母线并联。
一种双向DC/DC功率变换器控制电路的控制方法：
步骤A、搭建以上所述的一种双向DC/DC功率变换器控制电路；
步骤B、根据输入\输出电容在双向DC/DC功率变换器的电路连接关系，列写出Buck模式和Boost模式下的输入\输出电容电流KCL方程；
步骤C、根据KCL方程画出输入\输出电容的电流波形，进而确定输入\输出电容的电流与0A电流构成的面积，通过几何面积计算方法列出相应的电容电荷充放电平衡方程；
步骤D、计算出双向DC/DC功率变换器的电感电流的上升时间Tup和下降时间Tdown；
步骤E、分压检测电路检测到输入\输出电容两端电压值，经过电压跟随器和A/D转换电路输送给数字控制器，数字控制器检测到输入\输出电容两端电压值的过冲量超过给定阈值时，数字控制器将PID控制算法的参数保留，从PID控制模式切换到相应的Buck模式下的CBC控制，执行步骤F；
数字控制器检测到输入\输出电容两端电压值的跌落量超过给定阈值时，数字控制器将PID控制算法的参数保留，从PID控制模式切换到相应的Boost模式下的CBC控制，执行步骤G；
步骤F、Buck模式下的CBC控制方法；
步骤G、Boost模式下的CBC控制方法。
优选地，步骤F中的Buck模式下的CBC控制方法为：
1)数字控制器输出占空比为100％的DPWM信号至DC/DC功率变换器的开关管功率电路一个开关管栅极，输出占空比为0％的DPWM信号至DC/DC功率变换器的开关管功率电路另一个开关管栅极，数字控制器的计数器开始计数；
2)在T1a时间段内采样两次电感电流值和输入\输出电容两端电压值，计算出输入\输出电容上的电流值；
3)计算电感的电流上升斜率和电流下降斜率，以及新的稳态占空比值和新的稳态下电感电流的纹波值；
4)计算输入\输出电容的充电电荷量A0和由CBC控制结束时电感的电流值iL_end恢复到电感的新稳态电流值iL2_ref所需的时间间隔T3；
5)计算电感L的新稳态电流值和输入\输出电容的充电电荷量A3；
6)计算电感电流的上升时间Tup和下降时间Tdown；
7)计数器计数时间等于时间间隔Tup时，数字控制器输出占空比为0％的DPWM信号至DC/DC功率变换器的开关管功率电路一个开关管栅极，输出给另一个开关管栅极的占空比保持为0％，计数器继续计数；
8)计数器计数时间等于时间间隔Tup+Tdown时，数字控制器重置PID控制算法的参数和占空比，重新切换回PID控制模式；
步骤G中的Boost模式下的CBC控制方法为：
1)数字控制器输出占空比为0％的DPWM信号至DC/DC功率变换器的开关管功率电路一个开关管栅极，输出占空比为100％的DPWM信号至DC/DC功率变换器的开关管功率电路另一个开关管栅极，数字控制器的计数器开始计数；
2)在T1a时间段内采样两次电感电流值和输入\输出电容两端电压值，计算出输入\输出电容上的电流值；
3)计算电感的电流上升斜率和电流下降斜率，以及新的稳态占空比值和新的稳态下电感电流的纹波值；
4)计算输入\输出电容的充电电荷量A0和由CBC控制结束时电感的电流值iL_end恢复到电感L的新稳态电流值iL2_ref所需的时间间隔T3；
5)计算电感的新稳态电流值和输入\输出电容的充电电荷量A3；
6)计算电感电流的上升时间Tup和下降时间Tdown；
7)计数器计数时间等于时间间隔Tup时，数字控制器输出占空比为0％的DPWM信号至DC/DC功率变换器的开关管功率电路另一个开关管栅极，输出给一个开关管栅极的占空比保持为0％，计数器继续计数；
8)计数器计数时间等于时间间隔Tup+Tdown时，数字控制器重置PID控制算法的参数和占空比，重新切换回PID控制模式。
8、根据权利要求7所述的一种双向DC/DC功率变换器控制电路的控制方法，其特征在于，所述的双向DC/DC功率变换器为双向Buck-Boost变换器，所述的输入\输出电容为高压侧电容C。
优选地，所述双向Buck-Boost变换器控制电路的Buck模式下的CBC控制方法为：
1)所述数字控制器输出占空比为100％的DPWM信号至开关管Q1，输出占空比为0％的DPWM信号至开关管Q2，数字控制器的计数器开始计数；
2)在T1a时间段内采样两次储能电感L电流值iL1、iLa(在储能电感L的任意一侧串联一个采样电阻，阻值根据电感电流峰值和差分运放的工作电压范围来决定，将电流信号转换成电压信号，再通过并联在采样电阻两侧的差分运放来采集这个电压信号)和高压侧电压值uH1、uHa，根据如下公式计算新的稳态下高压侧电流值iH2：
其中T1a为两次采样的时间间隔，iL1、iLa为在t1和ta时刻采样的电感电流值，uH1、uHa为在t1和ta时刻采样的高压侧电压值，C为高压侧电容值，Res为电容C的串联等效电阻值；
3)按照如下关系式分别计算储能电感L的电流上升斜率m1和电流下降斜率m2，以及新的稳态占空比值Dnew和新的稳态下电感电流的纹波值iL_ripple：
其中uH和uL分别为高压侧和低压侧的电压值，L为储能电感L的电感值，TS为功率变换器的开关周期值；
4)按照如下关系式分别计算电容C的充电电荷量A0和时间间隔T3：
Ao＝C[uH1-VH_ref+(iL1-iH2)Res] (1-4)
其中VH_ref为高压侧电压的稳态值；
5)按照如下关系式分别计算储能电感L的新稳态值iL2_ref、t3时刻的电感电流值iL2、电感电流偏差值α和电容C的放电电荷量A3：
6)按照如下关系式分别计算中间变量值β和γ：
γ＝(m1+m2)iH2-m2iL1 (1-8)
7)按照如下关系式分别计算储能电感L电流的上升时间Tup和下降时间Tdown：
8)计数器计数时间等于储能电感L电流的上升时间Tup时，数字控制器输出占空比为0％的DPWM信号至开关管Q1，输出给开关管Q2的占空比保持为0％，计数器继续计数；
9)计数器计数时间等于储能电感L电流的上升和下降时间之和Tup+Tdown时，重置PID控制算法的参数和占空比，重新切换回PID控制模式；
同理，Boost模式下的CBC控制方法为：
10)所述数字控制器输出占空比为100％的DPWM信号至开关管Q2，输出占空比为0％的DPWM信号至开关管Q1，数字控制器的计数器开始计数；
11)在T1a时间段内采样两次储能电感L电流值iL1、iLa和高压侧电压值uH1、uHa，根据如下公式计算新的稳态下高压侧电流值iH2：
其中T1a为两次采样的时间间隔，uH1、uHa为在t1和ta时刻采样的高压侧电压值，C为高压侧电容值；
12)按照如下关系式分别计算储能电感L的电流上升斜率m1和电流下降斜率m2，以及新的稳态占空比值Dnew和新的稳态下电感电流的纹波值iL_ripple：
其中uH和uL分别为高压侧和低压侧的电压值，L为储能电感L的电感值，TS为功率变换器的开关周期值；
13)按照如下关系式分别计算电容C的放电电荷量A0和时间间隔T3：
Ao＝C[VH_ref-uH1+(iL1-iH2)Res] (1-15)
其中VH_ref为高压侧电压的稳态值，Res为电容C的串联等效电阻值；
14)按照如下关系式分别计算储能电感L的新稳态值iL2_ref、t3时刻的电感电流值iL2、电感电流偏差值α和电容C的放电电荷量A3：
A3＝iH2T3 (1-18)
15)按照如下关系式分别计算中间变量值β和γ：
γ＝(m1+m2)iH2-m1iL2 (1-19)
16)按照如下关系式分别计算储能电感L电流的上升时间Tup和下降时间Tdown：
17)计数器计数时间等于储能电感L电流的上升时间Tup时，数字控制器输出占空比为0％的DPWM信号至开关管Q2，输出给开关管Q1的占空比保持为0％，继续计数；
18)计数器计数时间等于储能电感L电流的上升和下降时间之和Tup+Tdown时，暂态结束，回到稳态过程，控制器重置PID控制算法的参数和占空比，重新切换回PID控制模式。
优选地，分压检测电路采样高压侧电压值，数字控制器通过驱动电路输出占空比至开关管。
3.有益效果
采用本发明提供的技术方案，与现有技术相比，具有如下有益效果：
(1)本发明是基于电容充放电平衡原理的控制电路及控制方法，保证非隔离型双向DC/DC功率变换器在高压侧电源或负载电流出现阶跃变化时，在最短的时间内使电感电流和输出电压同时达到稳态值，从而使输出电压跌落或过冲幅度最小，系统恢复稳态的调节时间最短，使系统达到最佳的动态响应性能。与以前的单方向功率控制不同，本控制方法会根据功率的不同流向，自动选择相应的Buck或Boost模式下的CBC来实现双向功率的快速调节，特别适合于动态性能要求高、需要维持电压高精度的稳定、双向功率流动的应用场合；
(2)由于本发明采用线性-非线性复合控制的控制策略，稳态时采用传统的PID控制方法，动态过程中采用基于Buck或Boost模式下的电容电荷平衡原理的非线性控制方法，同时兼顾了快速响应和稳态精度两方面的要求；
(3)本发明基于Buck和Boost模式下的电容电荷平衡原理的非线性控制方法中，控制的均是变换器同一侧的同一个电容的电荷量充放电平衡，以上控制过程虽然是基于高压侧的控制，但同样适用于低压侧控制，即具有适合维持单侧电压稳定的控制特点；
(4)本发明在保证最优的暂态响应过程的同时还具有较高的稳态输出精度，特别适合于动态性能要求高、需要维持电压较高精度的稳定、双向功率流动的应用场合，适用于任意的非隔离型双向DC/DC功率变换器；
(5)微网电压(潮汐发电、太阳能发电和蓄电池等组成微网系统)，当母线电压突变时，要求短时间内快速恢复(CBC)，但是引起电压突变的原因有很多：功率剩余(本发明工作在buck模式下吸收走)或缺额(本发明工作在boost模式下补充)，而稳态的PID控制算法有一定稳态控制精度；
(6)本发明的控制电路及其控制方法主要是采用复合控制的策略，假设以控制高压侧的电压为例，在稳态时采用传统的PID控制来稳定变换器的高压侧电压，而在动态过程中则采用非线性控制方法，通过求解稳态方程、预测方法来实现高压侧滤波电容的充放电电荷量的平衡，进而得到快速的动态响应过程；
(7)本发明运用的CBC控制可以实现短时间的快速充电和放电，特别适合蓄电池、超级电容器组等储能系统的充放电，而现有CBC控制(应用于Buck、Boost、Buck/Boost等单向DC/DC电路拓扑)往往只能实现储能系统的充电过程，而不能实现放电过程；
(8)现有CBC控制技术均是应用于200W以下小功率场合，而本发明运用的CBC控制双向DC/DC功率变换器可以运用到2KW以下的中等功率场合。
附图说明
图1为本发明的控制电路图；
图2.1为控制电路的Boost模式下工作原理图及相应的电流参考方向；
图2.2为控制电路的Buck模式下工作原理图及相应的电流参考方向；
图3为基于电容充放电平衡控制算法的控制原理图；
图4为基于Buck模式下的CBC控制算法的双向DC/DC功率变换器动态响应示意图；
图5为基于Boost模式下的CBC控制算法的双向DC/DC功率变换器动态响应示意图；
图6为基于Buck模式下的CBC复合控制与传统PID控制的双向DC/DC功率变换器动态响应PSIM仿真对比图；
图7为基于Boost模式下的CBC复合控制与传统PID控制的双向DC/DC功率变换器动态响应PSIM仿真对比图；
图8.1为开关管Q1工作，开关管Q2关断时的双向Cuk功率变换器的工作原理及其电流参考方向；
图8.2为开关管Q1关断，开关管Q2工作时的双向Cuk功率变换器的工作原理及其电流参考方向；
图9.1为开关管Q1工作，开关管Q2关断时的双向Sepic功率变换器的工作原理及其电流参考方向；
图9.2为开关管Q1关断，开关管Q2工作时的双向Sepic功率变换器的工作原理及其电流参考方向。
示意图中的标号说明：
1、储能单元；2、低压侧滤波和储能电路；3、开关管功率电路；4、高压侧滤波电路；5、分压检测电路；6、电压跟随器；7、A/D转换电路；8、数字控制器；9、驱动电路。
具体实施方式
为进一步了解本发明的内容，结合附图及实施例对本发明作详细描述。
实施例1
本实施例的一种双向DC/DC功率变换器控制电路，如图1和图3，包括分压检测电路5、A/D转换电路7和数字控制器8，还包括驱动电路9和电压跟随器6，双向DC/DC功率变换器，分压检测电路5并联在双向DC/DC功率变换器的输入\输出电容的两端，分压检测电路5、电压跟随器6、A/D转换电路7、数字控制器8、驱动电路9和双向DC/DC功率变换器的开关管功率电路3开关管栅极依次串联。
如图1所示，分压检测电路5的输出端与电压跟随器6的输入端连接，电压跟随器6的输出端与A/D转换电路7的输入端连接，A/D转换电路7的输出端与数字控制器8的输入端连接，数字控制器8的输出端与驱动电路9的输入端连接，驱动电路9的输出端与双向DC/DC功率变换器的开关管功率电路3开关管栅极连接。
分压检测电路5测量出输入\输出电容两端的输入\输出电压实际值，经过电压跟随器6的同比例放大，再通过A/D转换电路7转换为相应的数字值，输入到数字控制器8，执行设定的控制算法，产生的PWM控制信号经过驱动电路9送至开关管功率电路3中的开关管栅极，控制这开关管执行相应的开通和关断动作，进而控制输入\输出电容两端得到高精度、稳定的输入\输出电压。
所述的开关管可以为MOS管、IGBT等功率器件，在实际应用中可根据功率等级需要进行选择不受限。
对比文件1，中国发明专利，授权公告号为CN 102522899B，公开的一种双管正激功率变换器的控制电路及其控制方法，1、在电流的控制算法上，电容电荷平衡(CBC)，电流的图形与本发明不同(两个电流的参考方向不同)，导致计算电荷(图4和图5中阴影部分图形面积)的公式不同，如果用对比文件1的控制方法达不到本发明的控制效果，本发明与对比文件1的控制过程完全不同；2、从电压变化的形状来看，本发明与对比文件1正向导通和反向导通的波形不同；本发明的占空比为100％，负载电流升流过程，是直线上升，即电流充电一次性完成，暂态调节时间变短，功率器件的开关次数为一次(由开变成关)，功率器件的开关损耗大幅减小。
对比文件2，基于电容电荷平衡的Boost型变换器控制研究(作者：方炜、邱亚杰、刘晓东和刘雁飞)，本发明与之相比：1、应用场合不同，对比文件2用在BOOST型变换器上，本发明是用于双向buck-boost变换器；2、目前为止，很多是在buck电路上应用CBC控制，很少用在boost，对比文件2虽然采用CBC控制BOOST电路，升压过程中，低压侧有电源，高压侧带负载，解决的问题是，负载变化时，维持高压侧电压稳定，高压侧是无源性质，必须从低压侧获取电流，不能主动提供电流，相应的buck电路，高压侧有电源，低压侧带负载，解决的问题是，负载变化时，维持低压侧电压稳定，低压侧是无源性质，必须从高压侧获取电流，不能主动提供电流。但本发明与之相比差别点较大，若定义BOOST电路电感电流方向为正，当双向变换器(buck-boost变换器)工作在buck模式下时，它的电感电流方向为负，BOOST电路工作模式仅是双向变换器(buck-boost变换器)工作模式中的一种，所以不构成对本发明技术方案的启示。
实施例2
本实施例的一种双向DC/DC功率变换器控制电路，如图1，在实施例1的技术方案基础上，所述的双向DC/DC功率变换器为非隔离型双向DC/DC功率变换器(一般来讲，非隔离型双向DC/DC功率变换器的开关管功率电路3中包括两个开关管)，包括依次并联相接的储能单元1、低压侧滤波和储能电路2、开关管功率电路3和高压侧滤波电路4，所述的输入\输出电容为低压侧滤波和储能电路2的低压侧滤波电容或高压侧滤波电路4。
对于隔离型双向DC/DC功率变换器拓扑不适用本发明控制方法，原因在于：隔离型双向DC/DC功率变换器工作模式复杂，CBC运用困难；而隔离型双向DC/DC功率变换器电路拓扑简单，工作模式少，电流波形简单，CBC中代表电荷量的图形面积计算容易实现。
本发明不仅仅局限于适用在双向Buck-Boost变换器中，还适用于其他类型的双向DC/DC变换器，比如双向Buck/Boost变换器、双向Cuk变换器、双向Sepic变换器等。
实施例3
本实施例的一种双向DC/DC功率变换器控制电路，如图1，在实施例1或2的技术方案基础上作进一步限定，所述的双向DC/DC功率变换器为双向Buck-Boost变换器，包括低压侧电压VL、低压侧滤波电容CL、储能电感L、开关管Q1和Q2、续流二极管D1、续流二极管D2和高压侧电容C，所述的储能单元1为低压侧电压VL，所述的低压侧滤波和储能电路2包括低压侧滤波电容CL和储能电感L，所述的开关管功率电路3包括开关管Q1和Q2、续流二极管D1和续流二极管D2，所述的高压侧滤波电路4包括高压侧电容C；
低压侧电压VL的正极与低压侧滤波电容CL的一端和储能电感L的一端均连接，低压侧滤波电容CL的另一端与低压侧电压VL的负极、续流二极管D2阳极、开关管Q2源极和高压侧电容C的一端均接地，储能电感L的另一端与开关管Q2漏极(MOS管)或集电极(IGBT)、续流二极管D2阴极、开关管Q1源极(MOS管)或发射极(IGBT)和续流二极管D1阳极连接，开关管Q1漏极(MOS管)或集电极(IGBT)与续流二极管D1阴极和高压侧电容C的另一端连接，所述的输入\输出电容为高压侧电容C或低压侧滤波电容CL。
本发明的双向DC/DC功率变换器在具体实施是以双向Buck-Boost变换器为例进行实现的，即根据双向Buck-Boost变换器同一侧的同一个电容的电荷量充放电平衡，可以对低压侧电压输出进行控制，也可以对高压侧电压输出进行控制，具备维持单侧电压稳定的特点。
本发明不仅局限于适用在双向Buck-Boost变换器中，还适用于其他类型的双向DC/DC变换器，比如双向Buck/Boost变换器、双向Cuk变换器、双向Sepic变换器等。
实施例4
本实施例的一种双向DC/DC功率变换器控制电路，如图1，在实施例1-3中任一个技术方案基础上作进一步限定，所述的分压检测电路5包括电阻R1和R2，电阻R1的一端与双向DC/DC功率变换器的高压侧电容C的另一端连接，电阻R1的另一端与电阻R2的一端和电压跟随器6连接，电阻R2的另一端与双向DC/DC功率变换器的高压侧电容C的一端共同接地。
通过分压检测电路5用于检测高压侧输出电压值，便于对高压侧电压进行追踪控制，也便于实现分阶段调节控制高压侧电压的目的，根据稳态和暂态的情况进行分开来控制，实现精细控制，进而能够得到快速的动态响应过程。
实施例5
本实施例的一种双向DC/DC功率变换器控制电路，如图1，在实施例3或4的技术方案基础上作进一步限定，所述的驱动电路9与双向DC/DC功率变换器的开关管Q1和Q2的栅极连接。驱动电路9将数字控制器8产生的PWM信号放大，输送给开关管Q1和Q2的栅极，以控制开关管Q1和Q2的开通和关断，可以对双向DC/DC功率变换器的工作模态进行控制。
实施例6
本实施例的一种双向DC/DC功率变换器控制电路，如图1，在实施例1-6任一个技术方案基础上作进一步限定，所述的输入\输出电容与微网母线并联。潮汐发电、太阳能发电和蓄电池等组成微网系统，当微网母线电压突变时，要求短时间内快速恢复，本发明在暂态时采用CBC控制算法能够实现暂态的快速调节，但是引起电压突变的原因有很多：功率剩余或功率缺额，当发生功率剩余时，本发明的双向DC/DC功率变换器要将功率吸收走，所以工作在buck模式下，而发生功率缺额时，本发明的双向DC/DC功率变换器要补充功率，所以工作在boost模式下，以满足稳定微网母线电压的需求，而当微网母线处于稳态时，本发明的双向DC/DC功率变换器工作在稳态，通过PID调节稳态精度，可以精细化控制微网母线电压。
实施例7
本实施例的一种双向DC/DC功率变换器控制电路的控制方法：
步骤A、搭建实施例1-6中任一项所述的一种双向DC/DC功率变换器控制电路，如图1和3；
步骤B、根据输入\输出电容在双向DC/DC功率变换器的电路连接关系，列写出Buck模式和Boost模式下的输入\输出电容电流KCL方程；
步骤C、根据KCL方程画出输入\输出电容的电流波形，进而确定输入\输出电容的电流与0A电流构成的面积，通过几何面积计算方法列出相应的电容电荷充放电平衡方程；
步骤D、计算出双向DC/DC功率变换器的电感电流的上升时间Tup和下降时间Tdown；
步骤E、分压检测电路5检测到输入\输出电容两端电压值，经过电压跟随器6和A/D转换电路7输送给数字控制器8，数字控制器8检测到输入\输出电容两端电压值的过冲量超过给定阈值(由输入\输出电容两端电压的控制精度决定，根据运用场合和需求确定)时，数字控制器8将PID控制算法的参数保留，从PID控制模式切换到相应的Buck模式下的CBC控制，执行步骤F；
数字控制器8检测到输入\输出电容两端电压值的跌落量超过给定阈值时，数字控制器8将PID控制算法的参数保留，从PID控制模式切换到相应的Boost模式下的CBC控制，执行步骤G；
步骤F、Buck模式下的CBC控制方法为：
1)数字控制器8输出占空比为100％的DPWM信号至DC/DC功率变换器的开关管功率电路3一个开关管栅极，输出占空比为0％的DPWM信号至DC/DC功率变换器的开关管功率电路3另一个开关管栅极，数字控制器8的计数器开始计数；
2)在T1a时间段内采样两次电感电流值和输入\输出电容两端电压值，计算出输入\输出电容上的电流值；
3)计算电感的电流上升斜率和电流下降斜率，以及新的稳态占空比值和新的稳态下电感电流的纹波值；
4)计算输入\输出电容的充电电荷量A0和由CBC控制结束时电感的电流值iL_end恢复到电感的新稳态电流值iL2_ref所需的时间间隔T3；
5)计算电感L的新稳态电流值和输入\输出电容的充电电荷量A3；
6)计算电感电流的上升时间Tup和下降时间Tdown；
7)计数器计数时间等于时间间隔Tup时，数字控制器8输出占空比为0％的DPWM信号至DC/DC功率变换器的开关管功率电路3一个开关管栅极，输出给另一个开关管栅极的占空比保持为0％，计数器继续计数；
8)计数器计数时间等于时间间隔Tup+Tdown时，数字控制器8重置PID控制算法的参数和占空比，重新切换回PID控制模式；
步骤G、Boost模式下的CBC控制方法为：
1)数字控制器8输出占空比为0％的DPWM信号至DC/DC功率变换器的开关管功率电路3一个开关管栅极，输出占空比为100％的DPWM信号至DC/DC功率变换器的开关管功率电路3另一个开关管栅极，数字控制器8的计数器开始计数；
2)在T1a时间段内采样两次电感电流值和输入\输出电容两端电压值，计算出输入\输出电容上的电流值；
3)计算电感的电流上升斜率和电流下降斜率，以及新的稳态占空比值和新的稳态下电感电流的纹波值；
4)计算输入\输出电容的充电电荷量A0和由CBC控制结束时电感的电流值iL_end恢复到电感L的新稳态电流值iL2_ref所需的时间间隔T3；
5)计算电感的新稳态电流值和输入\输出电容的充电电荷量A3；
6)计算电感电流的上升时间Tup和下降时间Tdown；
7)计数器计数时间等于时间间隔Tup时，数字控制器8输出占空比为0％的DPWM信号至DC/DC功率变换器的开关管功率电路3另一个开关管栅极，输出给一个开关管栅极的占空比保持为0％，计数器继续计数；
8)计数器计数时间等于时间间隔Tup+Tdown时，数字控制器8重置PID控制算法的参数和占空比，重新切换回PID控制模式。
Buck和Boost模式下的CBC控制方法对比如下：单从Buck和Boost模式下的CBC控制方法控制过程的文字表述上看两者的控制过程差异不大，即具有类似的控制过程—可用同一个控制流程图来表示，区别有两点：1)各个参数的计算公式不同，如附图2.1和2.2所示；2)双向Buck-Boost变换器，Buck模式在CBC时控制的是开关管Q1，此时Q2一直关断；Boost模式在CBC时控制的是开关管Q2，此时Q1一直关断。
实施例8
本实施例的一种双向DC/DC功率变换器控制电路的控制方法，所述的双向DC/DC功率变换器为双向Buck-Boost变换器，所述的输入\输出电容为高压侧电容C，所述双向Buck-Boost变换器控制电路如图1、2.1、2.2和3所示，结合图4和5，所述双向Buck-Boost变换器控制电路的控制方法包括实施例7中步骤A-E，其中，分压检测电路5采样高压侧电压值(高压侧电容C上的电压值)，数字控制器8通过驱动电路9输出占空比至开关管Q1和Q2，所述双向Buck-Boost变换器控制电路的Buck模式下的CBC控制方法为：
1)所述数字控制器8输出占空比为100％的DPWM信号至开关管Q1，输出占空比为0％的DPWM信号至开关管Q2，数字控制器8的计数器开始计数；
2)在T1a时间段内采样两次储能电感L电流值iL1、iLa(在储能电感L的任意一侧串联一个采样电阻，阻值根据电感电流峰值和差分运放的工作电压范围来决定，将电流信号转换成电压信号，再通过并联在采样电阻两侧的差分运放来采集这个电压信号)和高压侧电压值uH1、uHa，根据如下公式计算新的稳态下高压侧电流值iH2：
其中T1a为两次采样的时间间隔，iL1、iLa为在t1和ta时刻采样的电感电流值，uH1、uHa为在t1和ta时刻采样的高压侧电压值，C为高压侧电容值，Res为电容C的串联等效电阻值；
3)按照如下关系式分别计算储能电感L的电流上升斜率m1和电流下降斜率m2，以及新的稳态占空比值Dnew和新的稳态下电感电流的纹波值iL_ripple：
其中uH和uL分别为高压侧和低压侧的电压值，L为储能电感L的电感值，TS为功率变换器的开关周期值；
4)按照如下关系式分别计算电容C的充电电荷量A0和时间间隔T3：
Ao＝C[uH1-VH_ref+(iL1-iH2)Res] (1-4)
其中VH_ref为高压侧电压的稳态值；
5)按照如下关系式分别计算储能电感L的新稳态值iL2_ref、t3时刻的电感电流值iL2、电感电流偏差值α和电容C的放电电荷量A3：
6)按照如下关系式分别计算中间变量值β和γ：
γ＝(m1+m2)iH2-m2iL1 (1-8)
7)按照如下关系式分别计算储能电感L电流的上升时间Tup和下降时间Tdown：
8)计数器计数时间等于储能电感L电流的上升时间Tup时，数字控制器8输出占空比为0％的DPWM信号至开关管Q1，输出给开关管Q2的占空比保持为0％，计数器继续计数；
9)计数器计数时间等于储能电感L电流的上升和下降时间之和Tup+Tdown时，重置PID控制算法的参数和占空比，重新切换回PID控制模式；
同理，Boost模式下的CBC控制方法为：
10)所述数字控制器8输出占空比为100％的DPWM信号至开关管Q2，输出占空比为0％的DPWM信号至开关管Q1，数字控制器8的计数器开始计数；
11)在T1a时间段内采样两次储能电感L电流值iL1、iLa和高压侧电压值uH1、uHa，根据如下公式计算新的稳态下高压侧电流值iH2：
其中T1a为两次采样的时间间隔，uH1、uHa为在t1和ta时刻采样的高压侧电压值，C为高压侧电容值；
12)按照如下关系式分别计算储能电感L的电流上升斜率m1和电流下降斜率m2，以及新的稳态占空比值Dnew和新的稳态下电感电流的纹波值iL_ripple：
其中uH和uL分别为高压侧和低压侧的电压值，L为储能电感L的电感值，TS为功率变换器的开关周期值；
13)按照如下关系式分别计算电容C的放电电荷量A0和时间间隔T3：
Ao＝C[VH_ref-uH1+(iL1-iH2)Res] (1-15)
其中VH_ref为高压侧电压的稳态值，Res为电容C的串联等效电阻值；
14)按照如下关系式分别计算储能电感L的新稳态值iL2_ref、t3时刻的电感电流值iL2、电感电流偏差值α和电容C的放电电荷量A3：
A3＝iH2T3 (1-18)
15)按照如下关系式分别计算中间变量值β和γ：
γ＝(m1+m2)iH2-m1iL2 (1-19)
16)按照如下关系式分别计算储能电感L电流的上升时间Tup和下降时间Tdown：
17)计数器计数时间等于储能电感L电流的上升时间Tup时，数字控制器8输出占空比为0％的DPWM信号至开关管Q2，输出给开关管Q1的占空比保持为0％，继续计数；
18)计数器计数时间等于储能电感L电流的上升和下降时间之和Tup+Tdown时，暂态结束，回到稳态过程，控制器重置PID控制算法的参数和占空比，重新切换回PID控制模式。
实施例9
本实施例的一种双向DC/DC功率变换器控制电路，所述的双向DC/DC功率变换器为双向Cuk功率变换器，所述的输入\输出电容为电容C1或C2，所述双向Cuk功率变换器控制电路的控制方法，其中，以控制V2侧电压(电容C2上的电压)的稳定为例，附图8.1和8.2为双向Cuk功率变换器的工作原理及其电流参考方向，两种工作模式下的滤波电容C2的KCL(基尔霍夫电流定律)方程均可表示为：
iC2＝iL2-iH，
根据该KCL方程，重复步骤C-F，即可实现对双向Cuk功率变换器控制电路的控制。
实施例10
本实施例的一种双向DC/DC功率变换器控制电路，所述的双向DC/DC功率变换器为双向Sepic功率变换器，所述的输入\输出电容为图9.1和9.2中的电容C1或C2，所述双向Sepic功率变换器控制电路的控制方法，其中，以控制V2侧电压(图9.1和9.2中的电容C2上的电压)的稳定为例，附图9.1和9.2为双向Sepic功率变换器的工作原理及其电流参考方向，两种工作模式下的滤波电容C2的KCL(基尔霍夫电流定律)方程均可表示为：
iC2＝iL2-iH
根据该KCL方程，重复步骤C-F，即可实现对双向Cuk功率变换器控制电路的控制。
实施例11
本实施例的一种双向DC/DC功率变换器控制电路的控制方法，其过程为：假设以控制高压侧的电压为例，当双向DC/DC功率变换器工作于降压模式(Buck模式)时，由输入端(高压侧)输入在额定范围内变化的直流电压即输入电压uH(是指电压变化值，电压恒定值为VH)，功率变换器通过储能电感L和滤波电容CL构成的低压侧滤波和储能电路2向输出端(低压侧)传递能量；分压检测电路5测量出输入电压uH的实际值，经过电压跟随器6的同比例放大，再通过A/D转换电路7转换为相应的数字值，输入数字控制器8，执行设定的Buck模式下的CBC控制算法，产生的PWM控制信号经过驱动电路9送至开关管功率电路3中的开关管Q1和Q2(开关管可选择使用MOS管、IGBT等功率开关器件，根据具体实施要求而定)的栅极，控制开关管Q1和Q2执行相应的开通和关断动作，进而控制高压侧滤波电路4得到高精度、稳定的输入电压uH。
同理，当双向DC/DC功率变换器工作于升压模式(Boost模式)时，由低压侧的储能单元1输入在额定范围内变化的直流电压即输入电压uL，功率变换器通过储能电感L和滤波电容CL构成的低压侧滤波和储能电路2向输出端(高压侧)传递能量；分压检测电路5测量出输出电压uH的实际值，经过电压跟随器6的同比例放大，再通过A/D转换电路7转换为相应的数字值，输入数字控制器8，执行设定的Boost模式下的CBC控制算法，产生的PWM控制信号经过驱动电路9送至开关管功率电路3中的开关管Q1和Q2的栅极，控制开关管Q1和Q2执行相应的开通和关断动作，进而控制高压侧滤波电路4得到高精度、稳定的输出电压uH；
其中，当功率变换器处于稳态工作时，数字控制器8采用PID控制模式来稳定高压侧电压uH；当分压检测电路5检测出高压侧电压uH的过冲量超过给定阈值时，数字控制器8将PID控制算法的参数保留，从PID控制模式切换到相应的Buck模式下的CBC控制；当分压检测电路5检测出高压侧电压uH的跌落量超过给定阈值时，数字控制器8将PID控制算法的参数保留，从PID控制模式切换到相应的Boost模式下的CBC控制。
实施例12
本实施例的一种双向DC/DC功率变换器控制电路，如图1所示的控制电路中，假设以控制高压侧的电压为例，VL为低压侧电压，VH为高压侧电压。低压侧和高压侧电压是在额定范围内变化的直流电压，它们允许在某一瞬时出现较大的纹波成分，由数字控制器8提供PWM控制信号来控制开关管功率电路3中相应的开关管开通和关断，再经过高压侧滤波电路4在高压侧电容C两端形成一定稳定精度的高压侧电压VH，功率变换器所连接的微网母线并联连接在高压侧电容C两端；分压检测电路5并联于微网母线的两端，测量高压侧电压VH的实际值，再经过电压跟随器电路6进行同比例放大，通过A/D转换电路7转化为相应的数字值，输入数字控制器8中，由数字控制器8来判断高压侧电压的波动是否超过给定阈值，并选择相应的控制算法；若高压侧电压的波动在给定阈值范围内时，则执行设定的电压模式的PID控制算法；否则，若高压侧电压的过冲量超过给定阈值，则执行设定的Buck模式下的CBC控制算法；若高压侧电压的跌落量超过给定阈值，则执行设定的Boost模式下的CBC控制算法；无论数字控制器8执行何种算法，产生的PWM波控制信号均通过驱动电路9，送至开关管功率电路3中的开关管Q1和Q2的栅极，控制这两个开关管Q1和Q2执行相应的开通和关断动作，进而控制高压侧滤波电路4输出高精度、稳定的高压侧电压VH。
实施例13
本实施例的一种双向DC/DC功率变换器控制电路，如图3，所述的储能单元1中的电源Bat通常由蓄电池组或超级电容器组构成，用Res1表示蓄电池组或超级电容器组的串联等效电阻，蓄电池组或超级电容器组的正极连接着储能电感L和低压侧滤波电容CL，负极接地。
低压侧滤波和储能电路2包括储能电感L和低压侧滤波电容CL，储能电感L的一端连接着低压侧滤波电容CL和蓄电池组或超级电容器组的正极，另一端与开关管Q2的漏极(MOS管)或集电极(IGBT)相连，低压侧滤波电容CL的另一端与低压侧蓄电池组或超级电容器组的负极相连。
开关管功率电路3包括续流二极管D1、续流二极管D2、开关管Q1和开关管Q2；开关管Q1的漏极(MOS管)或集电极(IGBT)与续流二极管D1的阴极连接，开关管Q1的源极(MOS管)或发射极(IGBT)与续流二极管D1的阳极连接；开关管Q2的漏极(MOS管)或集电极(IGBT)连接着续流二极管D2的阴极、储能电感L和开关管Q1的源极，开关管Q2的源极(MOS管)或发射极(IGBT)连接着续流二极管D2的阳极和低压侧蓄电池组或超级电容器组的负极。
高压侧滤波电路4中的高压侧滤波电容C一端与开关管Q1的漏极(MOS管)或集电极(IGBT)相连，另一端接地；高压侧电容C两端的电压即为功率变换器的高压侧电压VH，微网母线与高压侧滤波电容C并联，功率变换器通过储能电感L和高压侧滤波电容C向微网母线传递或吸收能量，Res表示高压侧滤波电容C的串联等效电阻值。
如附图3所示，分压检测电路5由电阻R1和电阻R2构成，电阻R1和电阻R2的阻值比由参考电压Vref(根据数字控制器8的参考电压决定)的大小决定，通常选用1k以上的电阻串联后并联在微网母线上。将电阻R2上端的电压信号引出作为高压侧电压VH的实际检测值，经过电阻R3连接到电压跟随器电路6中的运算放大器OPA的正端，运算放大器OPA的负端直接与它的输出端相连，构成一个电压跟随器电路6。再通过A/D转换电路7转换为对应的数字值，输入至数字控制器8，执行设定的控制算法，产生PWM控制信号。
数字控制器8选择Texas Instruments公司的TMS320F28335控制芯片。输入信号为A/D转换电路7提供的高压侧电压检测信号的数字值。芯片正常工作用到的150MHz系统时钟由30MHz的外部晶振经过PLL锁相环倍频得到，相应的定时器等外设时钟由系统时钟分频得到。增量式PID以及Buck/Boost模式下的CBC算法均通过C语言编程实现，三种控制算法分别产生dv(n)、dk(n)和dt(n)控制信号，如附图3所示；最后，通过一个选择器实现PID和两种模式下的CBC控制之间的切换，输出的PWM信号经过驱动电路9来控制开关管Q1和Q2的开通和关断。
实施例14
本实施例的一种双向DC/DC功率变换器控制电路的控制方法，本发明所采用的控制算法是这样工作的，以微网母线电流发生正跃变时控制高压侧的电压为例，控制算法主要分为两个部分。当功率变换器处于稳态工作时，采用PID控制模式来稳定高压侧电压VH，当微网母线电流发生正跃变时，由于储能电感L的电流不能突变，因此高压侧滤波电容C充电，数字控制器8切换到Buck模式下的CBC控制，输出占空比为100％的信号至开关管Q1，输出占空比为0％的信号至开关管Q2，使得储能电感L的电流以最快的速度上升，从微网母线侧吸收电流，此过程中高压侧滤波电容C先充电再放电；当储能电感L的电流达到其峰值时，将开关管Q1的占空比信号置为0％，开关管Q2的占空比信号仍保持0％不变，高压侧滤波电容C充电，使得高压侧电压逐渐恢复到稳态值，如附图4所示。当动态过程结束后，切换回原来的PID控制模式。
如附图4和附图5所示，CBC控制策略的基本原则是在暂态过程中使双向DC/DC功率变换器高压侧滤波电容C的充电电荷量等于放电电荷量，同时电感电流和占空比在暂态过程结束时同时达到新的稳态值，从而使功率变换器的高压侧电压VH的超调或跌落量最小，暂态调节时间最短。如附图4所示，以微网母线电流发生正跃变为例，暂态过程中功率变换器工作在Buck模式下的CBC控制，要使暂态过程中高压侧滤波电容C的充电电荷量等于放电电荷量，则应满足的关系式为：
A0-A1+A2-A3＝0 (1-0)
其中A0和A2表示暂态过程中高压侧滤波电容C的充电电荷量，A1和A3表示暂态过程中高压侧滤波电容C的放电电荷量。
要使储能电感L电流在暂态过程结束时达到新的稳态值，则应满足：
iL_begin+m1Tup-m2Tdown＝iL_end(1-0’)
其中iL_begin为t1时刻的电感电流值(即iL1)，iL_end为t3时刻的电感电流值(即iL2)，m1和m2分别表示储能电感L的电流上升斜率和电流下降斜率，Tup和Tdown分别表示储能电感L电流的上升时间和下降时间。
基于以上控制原理，结合附图3和附图4，当分压检测电路4检测到高压侧电压VH的过冲量超过给定阈值时，数字控制器8将PID控制算法的参数保留，从PID控制模式切换到CBC控制模式(附图4中的t0时刻，即微网母线电流发生跃变的时间点，根据kcl方程，直接控制电感电流，达到间接控制电容电流目的)，Buck模式下CBC控制的具体执行步骤如下：
1)数字控制器8输出占空比为100％的DPWM信号至开关管Q1，输出占空比为0％的DPWM信号至开关管Q2，内部计数器开始计数；
2)在T1a时间段内采样两次电感电流值iL1、iLa和高压侧电压值uH1、uHa(附图4中的t1和ta时刻)，根据如下公式计算新的稳态下高压侧电流值iH2：
其中T1a为两次采样的时间间隔，iL1、iLa为在t1和ta时刻采样的电感电流值，uH1、uHa为在t1和ta时刻采样的高压侧电压值，C为高压侧电容值，Res为电容C的串联等效电阻值；
3)按照如下关系式分别计算储能电感L的电流上升斜率m1和电流下降斜率m2，以及新的稳态占空比值Dnew和新的稳态下电感电流的纹波值iL_ripple：
其中uH和uL分别为高压侧和低压侧的电压值，L为电感L的电感值，TS为功率变换器的开关周期值；
4)按照如下关系式分别计算电容C的充电电荷量A0和时间间隔T3：
Ao＝C[uH1-VH_ref+(iL1-iH2)Res] (1-4)
其中VH_ref为高压侧电压的稳态值；
5)按照如下关系式分别计算储能电感L的新稳态值iL2_ref、t3时刻的储能电感电流值iL2、储能电感电流偏差值α和电容C的放电电荷量A3：
6)按照如下关系式分别计算中间变量值β和γ，以及放电电荷量A1和充电电荷量A2：
γ＝(m1+m2)iH2-m2iL1 (1-8)
A2＝iH2Tdown(1-9’)
7)结合式(1-0)、(1-0’)、(1-8’)和(1-9’)，可以分别求得储能电感L电流的上升时间Tup和下降时间Tdown：
8)计数器计数时间等于时间间隔Tup时，数字控制器8输出占空比为0％的DPWM信号至开关管Q1，输出给开关管Q2的占空比保持为0％，继续计数；
9)计数器计数时间等于时间间隔Tup+Tdown时，重置PID控制算法的参数和占空比，重新切换回PID控制模式；
附图6为基于Buck模式下的CBC复合控制与传统PID控制的双向DC/DC功率变换器动态响应PSIM仿真对比图，在0.01s时微网母线侧发生母线电流正跃变(由4A跃变为6A)，两种控制策略均工作在Buck模式，双向DC/DC功率变换器从直流母线侧吸收功率。传统PID控制下的母线侧电压超调量为0.298V，调节时间为238μs；CBC复合控制模式下的母线侧电压下调量为0.243V，电压波动减小18％，调节时间为50μs，是PID控制模式的调节时间的21％。
附图7为基于Boost模式下的CBC复合控制与传统PID控制的双向DC/DC功率变换器动态响应PSIM仿真对比图，在0.01s时微网母线侧发生负载电流正跃变(由2A跃变为4A)，两种控制策略均工作在Boost模式，双向DC/DC功率变换器将功率注入微网母线。传统PID控制下的母线侧电压下调量为0.655V，调节时间为271μs；CBC复合控制模式下的母线侧电压下调量为0.636V，电压跌落量减小3％，调节时间为123μs，是PID控制模式的调节时间的46％。
如图6和图7，在最短的时间内使电感电流和输出电压同时达到稳态值，从而使输出电压跌落或过冲幅度最小，如图7，CBC+PID控制方法，电压跌落时，占空比为100％，boost模式下，开关管导通，电感电流在增大的时候，电容在放电，开关管仅动作一次，电压在一直下降，电压跌落快，而图7中体现，单纯的PID控制，电压下降过程，开关管反复开关，电压折线下降，电容反复充放电，根据电容电压积分曲线，所以电压下降过程为二次曲线，跌落较慢。
本发明是基于电容电荷充放电平衡原理的复合控制算法，保证非隔离型双向DC/DC功率变换器系统在高压侧电压的波动超过给定阈值时，在最短的时间内使储能电感L电流和高压侧电压同时达到新的稳态值，从而使输出电压跌落或过冲幅度最小，系统的暂态调节时间最短，使系统达到最佳的动态响应性能。与以往的单方向功率控制不同，本控制方法会根据功率的不同流向，自动选择相应的Buck或Boost模式下的CBC来实现双向功率的快速调节，特别适合于动态性能要求高、需要维持电压较高精度的稳定、双向功率流动的应用场合。
以上示意性的对本发明及其实施方式进行了描述，该描述没有限制性，附图中所示的也只是本发明的实施方式之一，实际的结构并不局限于此。所以，如果本领域的普通技术人员受其启示，在不脱离本发明创造宗旨的情况下，不经创造性的设计出与该技术方案相似的结构方式及实施例，均应属于本发明的保护范围。

Claims (4)

1.一种双向DC/DC功率变换器控制电路的控制方法，其特征在于：
步骤A、搭建一种双向DC/DC功率变换器控制电路；该控制电路，包括分压检测电路(5)、电压跟随器(6)、A/D转换电路(7)、数字控制器(8)、驱动电路(9)和双向DC/DC功率变换器，分压检测电路(5)并联在双向DC/DC功率变换器的输入\输出电容的两端，分压检测电路(5)、电压跟随器(6)、A/D转换电路(7)、数字控制器(8)、驱动电路(9)和双向DC/DC功率变换器的开关管功率电路(3)开关管栅极依次串联；
所述的双向DC/DC功率变换器为非隔离型双向DC/DC功率变换器，包括依次并联相接的储能单元(1)、低压侧滤波和储能电路(2)、开关管功率电路(3)和高压侧滤波电路(4)，所述的输入\输出电容为低压侧滤波和储能电路(2)的低压侧滤波电容或高压侧滤波电路(4)；
所述的双向DC/DC功率变换器为双向Buck-Boost变换器，包括低压侧电压VL、低压侧滤波电容CL、储能电感L、开关管Q1和Q2、续流二极管D1、续流二极管D2和高压侧电容C，所述的储能单元(1)为低压侧电压VL，所述的低压侧滤波和储能电路(2)包括低压侧滤波电容CL和储能电感L，所述的开关管功率电路(3)包括开关管Q1和Q2、续流二极管D1和续流二极管D2，所述的高压侧滤波电路(4)包括高压侧电容C；
所述的分压检测电路(5)包括电阻R1和R2，电阻R1的一端与双向DC/DC功率变换器的高压侧电容C的另一端连接，电阻R1的另一端与电阻R2的一端和电压跟随器(6)连接，电阻R2的另一端与双向DC/DC功率变换器的高压侧电容C的一端共同接地；
所述的驱动电路(9)与双向DC/DC功率变换器的开关管Q1和Q2的栅极连接；
所述的输入\输出电容与微网母线并联；
步骤B、根据输入\输出电容在双向DC/DC功率变换器的电路连接关系，列写出Buck模式和Boost模式下的输入\输出电容电流KCL方程；
步骤C、根据KCL方程画出输入\输出电容的电流波形，进而确定输入\输出电容的电流与0A电流构成的面积，通过几何面积计算方法列出相应的电容电荷充放电平衡方程；
步骤D、计算出双向DC/DC功率变换器的电感电流的上升时间Tup和下降时间Tdown；
步骤E、分压检测电路(5)检测到输入\输出电容两端电压值，经过电压跟随器(6)和A/D转换电路(7)输送给数字控制器(8)，数字控制器(8)检测到输入\输出电容两端电压值的过冲量超过给定阈值时，数字控制器(8)将PID控制算法的参数保留，从PID控制模式切换到相应的Buck模式下的CBC控制，执行步骤F；
数字控制器(8)检测到输入\输出电容两端电压值的跌落量超过给定阈值时，数字控制器(8)将PID控制算法的参数保留，从PID控制模式切换到相应的Boost模式下的CBC控制方法，执行步骤G；
步骤F、Buck模式下的CBC控制方法；
步骤G、Boost模式下的CBC控制方法。
2.根据权利要求1所述的一种双向DC/DC功率变换器控制电路的控制方法，其特征在于：步骤F中的Buck模式下的CBC控制方法为：
1)数字控制器(8)输出占空比为100％的DPWM信号至DC/DC功率变换器的开关管功率电路(3)一个开关管栅极，输出占空比为0％的DPWM信号至DC/DC功率变换器的开关管功率电路(3)另一个开关管栅极，数字控制器(8)的计数器开始计数；
2)在T1a时间段内采样两次电感电流值和输入\输出电容两端电压值，计算出输入\输出电容上的电流值；
3)计算电感的电流上升斜率和电流下降斜率，以及新的稳态占空比值和新的稳态下电感电流的纹波值；
4)计算输入\输出电容的充电电荷量A0和由CBC控制结束时电感的电流值iL_end恢复到电感的新稳态电流值iL2_ref所需的时间间隔T3；
5)计算电感L的新稳态电流值和输入\输出电容的充电电荷量A3；
6)计算电感电流的上升时间Tup和下降时间Tdown；
7)计数器计数时间等于时间间隔Tup时，数字控制器(8)输出占空比为0％的DPWM信号至DC/DC功率变换器的开关管功率电路(3)一个开关管栅极，输出给另一个开关管栅极的占空比保持为0％，计数器继续计数；
8)计数器计数时间等于时间间隔Tup+Tdown时，数字控制器(8)重置PID控制算法的参数和占空比，重新切换回PID控制模式；
步骤G中的Boost模式下的CBC控制方法为：
1)数字控制器(8)输出占空比为0％的DPWM信号至DC/DC功率变换器的开关管功率电路(3)一个开关管栅极，输出占空比为100％的DPWM信号至DC/DC功率变换器的开关管功率电路(3)另一个开关管栅极，数字控制器(8)的计数器开始计数；
2)在T1a时间段内采样两次电感电流值和输入\输出电容两端电压值，计算出输入\输出电容上的电流值；
3)计算电感的电流上升斜率和电流下降斜率，以及新的稳态占空比值和新的稳态下电感电流的纹波值；
4)计算输入\输出电容的充电电荷量A0和由CBC控制结束时电感的电流值iL_end恢复到电感L的新稳态电流值iL2_ref所需的时间间隔T3；
5)计算电感的新稳态电流值和输入\输出电容的充电电荷量A3；
6)计算电感电流的上升时间Tup和下降时间Tdown；
7)计数器计数时间等于时间间隔Tup时，数字控制器(8)输出占空比为0％的DPWM信号至DC/DC功率变换器的开关管功率电路(3)另一个开关管栅极，输出给一个开关管栅极的占空比保持为0％，计数器继续计数；
8)计数器计数时间等于时间间隔Tup+Tdown时，数字控制器(8)重置PID控制算法的参数和占空比，重新切换回PID控制模式。
3.根据权利要求2所述的一种双向DC/DC功率变换器控制电路的控制方法，其特征在于，所述的双向DC/DC功率变换器为双向Buck-Boost变换器，所述的输入\输出电容为高压侧电容C。
4.根据权利要求3所述的一种双向DC/DC功率变换器控制电路的控制方法，其特征在于，所述双向Buck-Boost变换器控制电路的Buck模式下的CBC控制方法为：
1)所述数字控制器(8)输出占空比为100％的DPWM信号至开关管Q1，输出占空比为0％的DPWM信号至开关管Q2，数字控制器(8)的计数器开始计数；
2)在T1a时间段内采样两次储能电感L电流值iL1、iLa(在储能电感L的任意一侧串联一个采样电阻，阻值根据电感电流峰值和差分运放的工作电压范围来决定，将电流信号转换成电压信号，再通过并联在采样电阻两侧的差分运放来采集这个电压信号)和高压侧电压值uH1、uHa，根据如下公式计算新的稳态下高压侧电流值iH2：
其中T1a为两次采样的时间间隔，iL1、iLa为在t1和ta时刻采样的电感电流值，uH1、uHa为在t1和ta时刻采样的高压侧电压值，C为高压侧电容值，Res为电容C的串联等效电阻值；
3)按照如下关系式分别计算储能电感L的电流上升斜率m1和电流下降斜率m2，以及新的稳态占空比值Dnew和新的稳态下电感电流的纹波值iL_ripple：
其中uH和uL分别为高压侧和低压侧的电压值，L为储能电感L的电感值，TS为功率变换器的开关周期值；
4)按照如下关系式分别计算电容C的充电电荷量A0和时间间隔T3：
Ao＝C[uH1-VH_ref+(iL1-iH2)Res] (1-4)
其中VH_ref为高压侧电压的稳态值；
5)按照如下关系式分别计算储能电感L的新稳态值iL2_ref、t3时刻的电感电流值iL2、电感电流偏差值α和电容C的放电电荷量A3：
6)按照如下关系式分别计算中间变量值β和γ：
γ＝(m1+m2)iH2-m2iL1 (1-8)
7)按照如下关系式分别计算储能电感L电流的上升时间Tup和下降时间Tdown：
8)计数器计数时间等于储能电感L电流的上升时间Tup时，数字控制器(8)输出占空比为0％的DPWM信号至开关管Q1，输出给开关管Q2的占空比保持为0％，计数器继续计数；
9)计数器计数时间等于储能电感L电流的上升和下降时间之和Tup+Tdown时，重置PID控制算法的参数和占空比，重新切换回PID控制模式；
同理，Boost模式下的CBC控制方法为：
10)所述数字控制器(8)输出占空比为100％的DPWM信号至开关管Q2，输出占空比为0％的DPWM信号至开关管Q1，数字控制器(8)的计数器开始计数；
11)在T1a时间段内采样两次储能电感L电流值iL1、iLa和高压侧电压值uH1、uHa，根据如下公式计算新的稳态下高压侧电流值iH2：
其中T1a为两次采样的时间间隔，uH1、uHa为在t1和ta时刻采样的高压侧电压值，C为高压侧电容值；
12)按照如下关系式分别计算储能电感L的电流上升斜率m1和电流下降斜率m2，以及新的稳态占空比值Dnew和新的稳态下电感电流的纹波值iL_ripple：
其中uH和uL分别为高压侧和低压侧的电压值，L为储能电感L的电感值，TS为功率变换器的开关周期值；
13)按照如下关系式分别计算电容C的放电电荷量A0和时间间隔T3：
Ao＝C[VH_ref-uH1+(iL1-iH2)Res] (1-15)
其中VH_ref为高压侧电压的稳态值，Res为电容C的串联等效电阻值；
14)按照如下关系式分别计算储能电感L的新稳态值iL2_ref、t3时刻的电感电流值iL2、电感电流偏差值α和电容C的放电电荷量A3：
A3＝iH2T3 (1-18)
15)按照如下关系式分别计算中间变量值β和γ：
γ＝(m1+m2)iH2-m1iL2 (1-19)
16)按照如下关系式分别计算储能电感L电流的上升时间Tup和下降时间Tdown：
17)计数器计数时间等于储能电感L电流的上升时间Tup时，数字控制器(8)输出占空比为0％的DPWM信号至开关管Q2，输出给开关管Q1的占空比保持为0％，继续计数；
18)计数器计数时间等于储能电感L电流的上升和下降时间之和Tup+Tdown时，暂态结束，回到稳态过程，控制器重置PID控制算法的参数和占空比，重新切换回PID控制模式。
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