CN102638163A - 一种dc-dc变换器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种DC-DC变换器及其控制方法，其装置由开关管Q、二极管D、电感L、电容C、采样电阻R、单片机以及驱动电路组成，在单片机上连接有三路采样电路，分别采集采样电阻R上的电压值A1，负载RL上的电压值A2以及直流电源Ui的输入电压值A3，单片机的输出端P1与驱动电路的输入端连接，驱动电路接收单片机输出的PWM信号并控制开关管Q的工作状态，在控制过程中，单片机将前馈型电压模式控制与模糊控制融为一体。其显著效果是：降低了成本，使得设备更加小型化和智能化，加快了系统的响应时间，具有很好的抗输入电压变化和负载变化的能力，提高了设备的可靠性。

Description

一种DC-DC变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及一种电源控制技术，具体地说是一种DC-DC变换器及其控制方法。
背景技术
当今世界进入电子信息时代，电力电子产业飞速发展，电源作为电子产业的基础，已成为一个重要的研究领域。DC-DC变换器又称开关电源，它可以将一个固定的直流电压变换为可变的直流电压，按照目前的习惯，开关电源专指电力电子器件工作在高频开关状态下的直流电源。其广泛应用于无轨电车、地铁、列车、电动车的无级变速和控制，同时使上述控制具有加速平稳、快速响应的性能，并同时收到节约电能的效果。开关电源不仅能起到调压的作用，同时还能起到有效抑制电网侧谐波电流噪声的作用。鉴于上述特性，DC-DC变换器目前受到越来越多的人重视，并提出了很多控制方法。
但现有技术的缺点是：现有的DC-DC变换器大多采用模拟电路控制，电路结构庞大，设备重，成本高，且模拟元件的稳定性不好。也有少数DC-DC变换器采用数字电路控制，往往选用DSP芯片，但是控制方法比较单一，要么仅仅采用PID控制，导致控制精度不高；要么仅仅采用模糊控制，导致控制时间较长。
发明内容
本发明的目的是提供一种DC-DC变换器，采用单片机搭建的数字电路进行控制，克服模拟电路控制时存在的诸多缺点，同时采用前馈型电压控制与模糊控制相融合的方法，既保证了控制时间，又保证了控制精度，提高了设备的可靠性。
为达到上述目的，本所采用的技术方案如下：
一种DC-DC变换器，由开关管Q、二极管D、电感L、电容C、采样电阻R、单片机以及驱动电路组成，其中：开关管Q的一端为直流电源Ui的正极输入端，开关管Q的另一端连接在二极管D的负端上，该二极管D的正端为直流电源Ui的负极输入端，所述二极管D的负端还与电感L的一端连接，该电感L的另一端与电容C的一端相连，电容C的另一端与采样电阻R的一端连接，采样电阻R的另一端连接在二极管D的正端上，负载RL连接在电容C的一端与二极管D的正端之间，在单片机上连接有三路采样电路，第一采样电路用于采集采样电阻R上的电压值A1，第二采样电路用于采集负载RL上的电压值A2，第三采样电路用于采集直流电源Ui的输入电压值A3，单片机的输出端P1与驱动电路的输入端连接，驱动电路的输出端连接在开关管Q的驱动端上，驱动电路接收单片机输出的PWM信号并控制开关管Q的工作状态。
利用单片机搭建而成的数字电路来代替普通模拟电路工作，控制开关管Q的工作状态，单片机通过采集采样电阻R上的电压值A1、负载RL上的电压值A2以及直流电源Ui的输入电压值A3来判定电路中的各种参数是否发生变化，从而确定输出PWM信号的占空比，通过PWM信号驱动开关管Q，不同暂空比的PWM信号对应不同的开关状态，最终使得DC-DC变化器维持在理想的输出电压下。
结合上述电路结构，该DC-DC变换器的具体控制方法如下：
步骤一：单片机初始化，设定输出电压目标值Uo、PWM信号频率值f、PWM信号占空比值d以及模糊控制表；
所述模糊控制表中的变量由电压误差等级
Figure BSA00000700086100031
电压误差增量等级
Figure BSA00000700086100032
以及模糊控制量m组成；
步骤二：连接直流电源Ui和负载RL，单片机以时间间隔Δt周期性获取采样电阻R上的电压值A1、负载RL上的电压值A2以及直流电源Ui的输入电压值A3；
步骤三：单片机计算输入电压微分值c、电容电流值I、以及输出电压误差值e，其中：
Figure BSA00000700086100033
A3为直流电源Ui当前时刻输入电压值，A′3为直流电源Ui上一时刻的输入电压值，Δt为两时刻之间的时间间隔；
Figure BSA00000700086100034
r为采样电阻R的电阻值，A1为当前时刻采样电阻R的电压值；
e＝A2-Uo，A2为当前时刻负载RL上的电压值A2，Uo为输出电压目标值；
步骤四：判定输入电压微分值c的范围；
如果c1≤c≤c2，则进入步骤五；
如果c＜c1，则设置占空比d＝d+βd，返回步骤二；
如果c＞c2，则设置占空比d＝d-βd，返回步骤二；
其中β为0～1之间的常数，c1、c2为电压微分值c的阈值；
步骤五：判定电容电流值I的范围；
如果|I|≤I′，则进入步骤六；
如果|I|＞I′，则设置占空比d＝d+γd，返回步骤二；
其中γ为0～1之间的常数，|I|为电电容电流值I的绝对值，I′为电容电流值I的阈值；
步骤六：判断输出电压误差值e的范围；
如果|e|≤E，则返回步骤二；
如果|e|＞E，则进入步骤七；
其中|e|为电压误差值e的绝对值，E为电压误差值e的阈值；
步骤七：量化误差
按照Δe＝e-e′计算电压误差增量Δe，其中e为当前时刻输出电压误差值，e’为上一时刻输出电压误差值；
根据电压误差值e的大小确定电压误差等级
Figure BSA00000700086100041
根据电压误差增量Δe的大小确定电压误差增量等级
Figure BSA00000700086100042
步骤八：确定模糊控制量m；
根据电压误差等级
Figure BSA00000700086100043
和电压误差增量等级
Figure BSA00000700086100044
查询模糊控制表，确定模糊控制量m；
步骤九：根据模糊控制量m设置占空比值d＝d+m*p，返回第二步循环进行，p为模糊控制量m的系数。
作为进一步描述，在步骤四中，β＝40％。
在步骤五中，γ＝30％。
本发明的显著效果是：采用单片机搭建的数字电路对DC-DC变换器进行控制，降低了成本，使得设备更加小型化和智能化，在控制过程中，不但采用前馈型电压模式控制，还采用了模糊控制，加快了系统的响应时间，具有很好的抗输入电压变化和负载变化的能力，提高了设备的可靠性。
附图说明
图1为本发明的电路原理图；
图2为本发明的控制流程图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细说明。
如图1所示，一种DC-DC变换器，由开关管Q、二极管D、电感L、电容C、采样电阻R、单片机以及驱动电路组成，其中：开关管Q的一端为直流电源Ui的正极输入端，开关管Q的另一端连接在二极管D的负端上，该二极管D的正端为直流电源Ui的负极输入端，所述二极管D的负端还与电感L的一端连接，该电感L的另一端与电容C的一端相连，电容C的另一端与采样电阻R的一端连接，采样电阻R的另一端连接在二极管D的正端上，负载RL连接在电容C的一端与二极管D的正端之间；
在单片机上连接有三路采样电路，第一采样电路用于采集采样电阻R上的电压值A1，第二采样电路用于采集负载RL上的电压值A2，第三采样电路用于采集直流电源Ui的输入电压值A3，单片机的输出端P1与驱动电路的输入端连接，驱动电路的输出端连接在开关管Q的驱动端上，驱动电路接收单片机输出的PWM信号并控制开关管Q的工作状态。
本电路属于降压斩波电路，即Buck型变换器，其目标输出电压Uo小于直流电源Ui的输入电压，从输入端到输出端电压降低。
通过单片机输出的PWM信号控制开关管Q的开关状态，开关管Q可以采用IGBT开关管，闭合时，二极管D处于反偏状态，其等效电阻趋于无穷大，直流电源Ui通过电感L向负载RL传递能量，同时由于电感L的存在，流过电感L的电流不能突变，只能线性增加，流过电容C的电流从负值向正值转变，因此负载RL上的输出电压Uo由小变大。
当开关管Q断开时，输入电源Ui停止向负载RL传输电能，电感L储存能量，保持电流不变，电感L两端的电压极性反向，二极管D正向导通，与电容C形成回路，使得负载RL上的电流不变，同时向电容充电，负载RL上的输出电压继续线性增加。随后由于电感L不断释放能量，电流线性减小，当电感L两端电压小于电容C两端电压时，电容C开始向负载RL放电，负载RL上的输出电压Uo逐渐减小。在下一时刻开关管Q再次闭合时，电感L的电流再次逐渐增大，如此往复。在负载RL上的输出电压Uo保持在某个值附近上下波动，产生纹波。当纹波很小时，可以认为输出电压保持稳定，即为直流。
如图2所示，在具体控制过程中，按照如下步骤进行：
步骤一：单片机初始化，设定输出电压目标值Uo、PWM信号频率值f、PWM信号占空比值d以及模糊控制表；
所述模糊控制表中的变量由电压误差等级电压误差增量等级
Figure BSA00000700086100072
以及模糊控制量m组成；
在此，我们预设Uo＝3V，f＝20kHz，d＝60％，模糊控制表如下：
Figure BSA00000700086100073
步骤二：连接直流电源Ui和负载RL，单片机以时间间隔Δt周期性获取采样电阻R上的电压值A1、负载RL上的电压值A2以及直流电源Ui的输入电压值A3；时间间隔Δt可以根据单片机的运算频率确定，采样间隔越小，控制精度越高，但是其运算量也越大，对单片机的性能要求也越高，这里我们选用的时间间隔为10us。
步骤三：单片机计算输入电压微分值c、电容电流值I、以及输出电压误差值e，其中：
Figure BSA00000700086100081
A3为直流电源Ui当前时刻输入电压值，A′3为直流电源Ui上一时刻的输入电压值，Δt为两时刻之间的时间间隔；
Figure BSA00000700086100082
r为采样电阻R的电阻值，一般取3～5Ω，A1为当前时
刻采样电阻R的电压值；
e＝A2-Uo，A2为当前时刻负载RL上的电压值A2，Uo为输出电压目标值；
步骤四：判定输入电压微分值c的范围；
如果c1≤c≤c2，则进入步骤五；
如果c＜c1，则设置占空比d＝d+βd，返回步骤二；
如果c＞c2，则设置占空比d＝d-βd，返回步骤二；
其中β为0～1之间的常数，c1、c2为电压微分值c的阈值，作
为最优，这里选择β＝40％，c1＝-500mV/10us，c2＝+500mV/10us。
步骤五：判定电容电流值I的范围；
如果|I|≤I′，则进入步骤六；
如果|I|＞I′，则设置占空比d＝d+γd，返回步骤二；
其中γ为0～1之间的常数，|I|为电电容电流值I的绝对值，I′为电容电流值I的阈值，作为最优，这里选择γ＝30％，I′＝0.5mA。
步骤六：判断输出电压误差值e的范围；
如果|e|≤E，则返回步骤二；
如果|e|＞E，则进入步骤七；
其中|e|为电压误差值e的绝对值，E为电压误差值e的阈值，这里选择E＝60mV；
步骤七：量化误差
按照Δe＝e-e′计算电压误差增量Δe，其中e为当前时刻输出电压误差值，e’为上一时刻输出电压误差值；
根据电压误差值e的大小确定电压误差等级
根据电压误差增量Δe的大小确定电压误差增量等级
Figure BSA00000700086100092
在具体量化过程中，电压误差值e与电压误差等级
Figure BSA00000700086100093
的映射关系如下表所示：
Figure BSA00000700086100094
通常情况电压误差值e处于正负500mV之间，如果超过这个值，则之间定义为最高等级。
同理，电压误差增量Δe与电压误差增量等级
Figure BSA00000700086100101
的映射关系如下表所示：
Figure BSA00000700086100102
步骤八：确定模糊控制量m；
根据电压误差等级和电压误差增量等级
Figure BSA00000700086100104
查询模糊控制表，确定模糊控制量m；
步骤九：根据模糊控制量m设置占空比值d＝d+m*p，返回第二步循环进行，p为模糊控制量m的系数，本设计中p＝5％。
上述方法将前馈型电压模式控制与模糊控制融为一体，在输入电压变化和负载电阻跳变两种情况下，通过测试电路的输出电压的变化情况可以看出，各项参数指标均可达到设计要求，硬件电路工作正常，电路有很好的鲁棒性。

Claims (4)

1.一种DC-DC变换器，其特征在于：由开关管Q、二极管D、电感L、电容C、采样电阻R、单片机以及驱动电路组成，其中：开关管Q的一端为直流电源Ui的正极输入端，开关管Q的另一端连接在二极管D的负端上，该二极管D的正端为直流电源Ui的负极输入端，所述二极管D的负端还与电感L的一端连接，该电感L的另一端与电容C的一端相连，电容C的另一端与采样电阻R的一端连接，采样电阻R的另一端连接在二极管D的正端上，负载RL连接在电容C的一端与二极管D的正端之间，在单片机上连接有三路采样电路，第一采样电路用于采集采样电阻R上的电压值A1，第二采样电路用于采集负载RL上的电压值A2，第三采样电路用于采集直流电源Ui的输入电压值A3，单片机的输出端P1与驱动电路的输入端连接，驱动电路的输出端连接在开关管Q的驱动端上，驱动电路接收单片机输出的PWM信号并控制开关管Q的工作状态。
2.一种如权利要求1所述DC-DC变换器的控制方法，其特征在于按照如下步骤进行：
步骤一：单片机初始化，设定输出电压目标值Uo、PWM信号频率值f、PWM信号占空比值d以及模糊控制表；
所述模糊控制表中的变量由电压误差等级
Figure FSA00000700086000011
电压误差增量等级
Figure FSA00000700086000012
以及模糊控制量m组成；
步骤二：连接直流电源Ui和负载RL，单片机以时间间隔Δt周期性获取采样电阻R上的电压值A1、负载RL上的电压值A2以及直流电源Ui的输入电压值A3；
步骤三：单片机计算输入电压微分值c、电容电流值I、以及输出电压误差值e，其中：
Figure FSA00000700086000021
A3为直流电源Ui当前时刻输入电压值，A′3为直流电源Ui上一时刻的输入电压值，Δt为两时刻之间的时间间隔；
Figure FSA00000700086000022
r为采样电阻R的电阻值，A1为当前时刻采样电阻R的电压值；
e＝A2-Uo，A2为当前时刻负载RL上的电压值A2，Uo为输出电压目标值；
步骤四：判定输入电压微分值c的范围；
如果c1≤c≤c2，则进入步骤五；
如果c＜c1，则设置占空比d＝d+βd，返回步骤二；
如果c＞c2，则设置占空比d＝d-βd，返回步骤二；
其中β为0～1之间的常数，c1、c2为电压微分值c的阈值；
步骤五：判定电容电流值I的范围；
如果|I|≤I′，则进入步骤六；
如果|I|＞I′，则设置占空比d＝d+γd，返回步骤二；
其中γ为0～1之间的常数，|I|为电电容电流值I的绝对值，I′为电容电流值I的阈值；
步骤六：判断输出电压误差值e的范围；
如果|e|≤E，则返回步骤二；
如果|e|＞E，则进入步骤七；
其中|e|为电压误差值e的绝对值，E为电压误差值e的阈值；
步骤七：量化误差
按照Δe＝e-e′计算电压误差增量Δe，其中e为当前时刻输出电压误差值，e’为上一时刻输出电压误差值；
根据电压误差值e的大小确定电压误差等级
Figure FSA00000700086000031
根据电压误差增量Δe的大小确定电压误差增量等级
Figure FSA00000700086000032
步骤八：确定模糊控制量m；
根据电压误差等级
Figure FSA00000700086000033
和电压误差增量等级
Figure FSA00000700086000034
查询模糊控制表，确定模糊控制量m；
步骤九：根据模糊控制量m设置占空比值d＝d+m*p，返回第二步循环进行，p为模糊控制量m的系数。
3.根据权利要求2所述的一种DC-DC变换器的控制方法，其特征在于：在步骤四中，β＝40％。
4.根据权利要求2所述的一种DC-DC变换器的控制方法，其特征在于：在步骤五中，γ＝30％。
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