CN103095105A - 输出电容低esr开关变换器双缘pfm调制电压型控制方法及其装置 - Google Patents

输出电容低esr开关变换器双缘pfm调制电压型控制方法及其装置 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种输出电容低ESR开关变换器双缘PFM调制电压型控制方法及其装置，在不影响输出电压纹波的情况下检测流过输出电容的电流，得到电流检测信号ic，同时检测输出电压，得到输出电压检测信号Vo，将电流检测信号和输出电压检测信号相加得到信号Vos，电压控制信号Vc与信号Vos经过时间运算器生成可变时间，结合预设的恒定时间，再经过控制时序生成器产生由恒定时间和可变时间组成的控制时序，控制开关变换器开关管的导通与关断。本发明可用于控制Buck变换器、Buck2变换器、Cuk变换器、Zeta变换器等多种拓扑结构的开关变换器，具有输出电压低纹波且无低频振荡、稳定范围广、瞬态响应速度快、稳压精度高的优点。

Description

输出电容低ESR开关变换器双缘PFM调制电压型控制方法及其装置
技术领域
本发明涉及电力电子设备，尤其是一种开关变换器的控制方法及其装置。
背景技术
近年来，电力电子器件技术和电力电子变流技术不断发展，作为电力电子重要领域的开关电源技术成为应用和研究的热点。开关电源主要由开关变换器和控制器两部分构成。开关变换器又称为功率主电路，主要有降压(Buck)、升压(Boost)、升降压(Buck-Boost)、正激、反激、半桥、全桥等多种拓扑结构。控制器用于监测开关变换器的工作状态，并产生控制脉冲信号控制开关管，调节供给负载的能量以稳定输出。对于同一个开关变换器，不同的控制方法使得变换器具有不同的瞬态和稳态性能。
传统的脉冲宽度调制(PWM)电压型控制是最为常见的开关变换器控制方法，其控制思想是：将变换器输出电压与基准电压进行比较得到的误差信号经过误差放大器补偿后生成控制电压，并将控制电压与固定频率锯齿波进行比较，获得脉冲控制信号，再通过驱动电路控制开关管的导通和关断，实现开关变换器输出电压的调节。近年来，越来越多的应用场合要求其供电电源具有快速瞬态响应速度和低输出电压纹波特性，一些精密电源、军用电源甚至要求输出电压纹波系数小于0.5％，这就要求其供电电源输出侧电容的等效串联电阻(ESR)值较低。传统的PWM调制电压型控制方法(含有锯齿波和误差放大器)实现简单，但因采用误差放大器，具有瞬态性能差、补偿网络设计复杂等缺点，难以满足设计要求。单环峰值电压控制方法，是含有RS触发器的PWM调制电压型控制方法之一，具有快速的负载瞬态响应能力，但是该方法依赖于输出电容的ESR，ESR太小时不能正常工作；同时，该方法在占空大于0.5时所控制的开关变换器会产生次谐波振荡，不能稳定工作。恒定导通时间调制电压型控制和恒定关断时间调制电压型控制是两种较为常见的开关变换器脉冲频率调制(PFM)电压型控制方法。传统的恒定导通时间调制电压型控制方法的基本思想是：每个开关周期开始时，开关管导通，变换器输出电压上升；经过恒定导通时间后，开关管关断，输出电压下降，当其下降至基准电压时，开关管再次导通，开始新的一个开关周期。
与含有锯齿波和误差放大器的PWM调制电压型控制相比，采用PFM调制电压型控制方法的开关变换器瞬态性能好，但稳态精度差；与含有RS触发器的PWM调制电压型控制相比，采用PFM调制电压型控制方法的开关变换器稳定性强。对于输出侧电容低ESR的开关变换器，采用含有锯齿波和误差放大器的PWM调制电压型控制方法会产生低频振荡，而采用含有RS触发器的PWM调制电压型控制和传统PFM调制电压型控制的开关变换器不能正常工作。
发明内容
本发明的目的是提供一种输出电容低ESR开关变换器的控制方法，使之同时具有很好的瞬态性能和稳态性能，适用于输出电压低纹波的多种拓扑结构的开关变换器。
本发明实现其发明目的所采用的技术方案是：输出电容低ESR开关变换器双缘PFM调制电压型控制方法，任意一个采样脉冲信号的开始时刻，在不影响输出电压纹波的情况下检测流过输出电容的电流，得到电流检测信号ic，同时检测输出电压，得到输出电压检测信号Vo；将电流检测信号ic和输出电压检测信号Vo相加得到信号Vos；电压控制信号Vc与信号Vos经过时间运算器生成可变时间，结合预设的恒定时间，再经过控制时序生成器产生由恒定时间和可变时间组成的控制时序，控制开关变换器开关管的导通与关断。
本发明所述之输出电容低ESR开关变换器双缘PFM调制电压型控制方法，预设恒定导通时间，时间运算器生成可变关断时间，控制时序生成器产生由恒定导通、关断、恒定导通组成的控制时序，或由关断、恒定导通、关断组成的控制时序。
预设恒定关断时间，时间运算器生成可变导通时间，控制时序生成器产生由恒定关断、导通、恒定关断组成的控制时序，或由导通、恒定关断、导通组成的控制时序。
电压控制信号Vc等于参考电压Vref，或由参考电压Vref与信号Vos经过误差放大器产生。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
一、与现有含有锯齿波和误差放大器的PWM调制电压型控制开关变换器相比，在输出电容低ESR情况下，本发明的输出电容低ESR开关变换器的输出电压无低频振荡，稳定性能好，稳压精度高；在负载或输入电压变化时，输出电压瞬态超调量小，调节时间短，瞬态性能好。
二、与现有含有RS触发器的PWM调制电压型控制开关变换器相比，在输出电容低ESR情况下均采用输出电容电流信息和输出电压信息叠加后形成调制信号，本发明的输出电容低ESR开关变换器在全占空比范围内稳定，稳压精度高，稳态性能好。
三、与现有的PFM调制电压型控制开关变换器相比，在输出电容低ESR情况下均采用输出电容电流信息和输出电压信息叠加后形成调制信号，本发明的开关变换器稳压精度高，稳态性能好；在大负载范围变化时，输出电压和电感电流瞬态超调量小，调节时间短，瞬态性能好。
本发明的另一目的是提供一种实现上述输出电容低ESR开关变换器双缘PFM调制电压型控制方法的装置，由电流检测电路I S、电压检测电路VS、加法器ADD、电压控制器VCM、时间运算器TM、控制时序生成器CP、驱动电路DR组成，其中：电压检测电路VS、加法器ADD、时间运算器TM、控制时序生成器CP、驱动电路DR依次相连；电压控制器VCM与时间运算器TM相连；电流检测电路IS与加法器ADD依次相连；加法器ADD与电压控制器VCM相连；控制时序生成器CP与电流检测电路IS相连；控制时序生成器CP与电压检测电路VS相连。
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
附图说明
图1为本发明实施例一方法的信号流程图。
图2为本发明实施例一的电路结构框图。
图3为本发明实施例一中，信号Vos、电压控制信号Vc、导通时间、关断时间、采样脉冲信号及驱动信号之间的关系示意图。
图4为本发明实施例一和含有RS触发器的PWM调制电压型控制开关变换器在稳态条件下输出电压Vo和信号Vos的时域仿真波形图。
图5为本发明实施例一和恒定导通时间调制电压型控制开关变换器在负载突变时输出电压的时域仿真波形图。
图6为本发明实施例二中，信号Vos、电压控制信号Vc、导通时间、关断时间、采样脉冲信号及驱动信号之间的关系示意图。
图7为本发明实施例二的电路结构框图。
图4中：a为含有RS触发器的PWM调制电压型控制开关变换器在稳态时的输出电压Vo和信号Vos波形；b为本发明实施例一在稳态时的输出电压Vo和信号Vos波形。
图5中：a为恒定导通时间调制电压型控制开关变换器在负载突变时的输出电压波形；b为本发明实施例一在负载突变时的输出电压波形。
具体实施方式
下面通过具体的实例并结合附图对本发明做进一步详细的描述。
实施例一
图1示出，本发明的一种具体实施方式为：输出电容低ESR开关变换器双缘PFM调制电压型控制方法及其装置DEF，其DEF装置主要由电流检测电路IS、电压检测电路VS、加法器ADD、电压控制器VCM、时间运算器TM、控制时序生成器CP、驱动电路DR组成。电压检测电路VS用于获取输出电压信息，电流检测电路IS用于在不影响输出电压纹波的情况下获取流过输出电容的电流信息，电压控制器VCM用于产生电压控制信号Vc，时间运算器TM用于生成可变时间，控制时序生成器CP在结合预设的恒定时间的基础上，产生由恒定导通、关断、恒定导通组成的控制时序或由导通、恒定关断、导通组成的控制时序，经由驱动电路DR，控制开关变换器TD开关管的导通与关断。
本例采用图2的装置，可方便、快速地实现上述控制方法。图2示出，本例的输出电容低ESR开关变换器双缘PFM调制电压型控制方法的装置，由变换器TD和开关管S的控制装置DEF组成。图3为本例信号Vos、电压控制信号Vc、导通时间、关断时间、采样脉冲信号及驱动信号之间的关系示意图。
本例的装置其工作过程和原理是：
控制装置DEF采用双缘PFM调制电压型控制的工作过程和原理是：图2、图3示出，在任意一个采样脉冲信号的开始时刻导通开关管，这个采样脉冲信号由控制时序生成器CP产生；同时，在不影响输出电压纹波的情况下电流检测电路IS检测流过变换器TD输出电容的电流，得到电流检测信号ic，电压检测电路VS检测变换器TD的输出电压，得到输出电压检测信号Vo；将电流检测信号和输出电压检测信号相加得到信号Vos。
预设恒定导通时间，电压控制信号Vc与信号Vos经过时间运算器TM产生可变关断时间toff，即toff=K1(Vos-Vc)+K2(ton1+ton2)，其中K1和K2为两个与信号Vos的纹波相关的系数，ton1和ton2为两个恒定导通时间。ton1、ton2和toff经过控制时序生成器CP产生频率可变的锯齿波Vsaw1，并产生由恒定导通、关断、恒定导通组成的控制时序，控制开关变换器开关管的导通与关断。在控制时序生成器CP中，将一个很小的常数与锯齿波Vsaw1进行比较，根据比较结果产生采样脉冲信号CLK1，用于确定开关周期、采样输出电压和采样输出电容的电流。
预设恒定关断时间，此时电压控制信号Vc与信号Vos经过时间运算器TM产生可变导通时间ton，即ton=K3(Vc-Vos)+K4toff，其中K3和K4为两个与信号Vos的纹波相关的系数，toff为恒定关断时间。将总的可变导通时间ton分解成两个导通时间ton1和ton2。ton1、ton2和toff经过控制时序生成器CP产生频率可变的锯齿波Vsaw2，并产生由导通、恒定关断、导通组成的控制时序，控制开关变换器开关管的导通与关断。在控制时序生成器CP中，将一个很小的常数与锯齿波Vsaw2进行比较，根据比较结果产生采样脉冲信号CLK2，用于确定开关周期、采样输出电压和采样输出电容的电流。
本例中，开关管S的控制脉冲由时间运算器TM和控制时序生成器CP一起产生，时间运算器TM用于生成可变时间，可变时间与预设的恒定时间经过控制时序生成器CP产生由恒定导通、关断、恒定导通组成的控制时序或由导通、恒定关断、导通组成的控制时序。以预设恒定导通时间为例，如图3所示，具体产生方式为：在每个周期开始时，开关管S导通、二极管D关断，电感电流由初始值开始上升，相应地信号Vos也开始上升；开关管S经过恒定导通时间ton1后关断，同时二极管D导通，电感电流随即开始下降，相应地信号Vos也开始下降。经过可变关断时间toff后，控制时序生成器CP使控制脉冲由低电平变为高电平，开关管S再次导通、二极管D再次关断，开关管S恒定导通ton2后当前周期结束。
本例的变换器TD为Buck变换器。
用Mat1ab/Simulink软件对本例的方法进行时域仿真分析，结果如下。
图4为采用含有RS触发器的PWM调制电压型控制和本发明的开关变换器在稳态条件下输出电压Vo和信号Vos波形的时域仿真波形图，分图a、b分别对应含有RS触发器的PWM调制电压型控制和本发明。在图4中可以看出，采用传统含有RS触发器的PWM调制电压型控制开关变换器(开关频率为50KHz)的输出电压在小于3V处波动，信号Vos的峰值等于3V，而采用本发明的平均输出电压稳定在3V，信号Vos的平均值等于3V。可见采用本发明具有更好的稳定性能和更高的稳压精度。仿真条件：输入电压Vin=5V、参考电压Vref=3V、电感L=20μH、电容C=1000μF(其等效串联电阻为3mΩ)、负载电流Io=1.5A、恒定导通时间ton1＝ton2=6μs；电流检测系数为0.05，输出电压检测系数为1；系数K1=1.33*10-4，系数K2=2/3。
图5为采用恒定导通时间调制电压型控制和本发明的开关变换器在负载突变时输出电压的时域仿真波形图，分图a、b分别对应恒定导通时间调制电压型控制和本发明。图5中，在6ms时负载由1A阶跃变化至10A，采用恒定导通时间调制电压型控制(恒定导通时间为6μs)经过约0.435ms后才能进入新的稳态，输出电压峰峰值波动528mV；而采用本发明的开关变换器进入新的稳态的调整时间为0.384ms，输出电压峰峰值波动431mV。可见本发明的开关变换器具有更好的负载瞬态性能。仿真条件：参考电压Vref=1.5V、恒定导通时间ton1=ton2=3μs；系数K1=2.67*10-4，系数K2=7/3；其它参数与图4一致。
实施例二
本发明采用实施例二方法的信号流程图亦如图1所示，其具体实施方式为：电压检测电路VS用于获取输出电压信息，电流检测电路IS用于在不影响输出电压纹波的情况下获取流过输出电容的电流信息，电压控制器VCM用于产生电压控制信号Vc，时间运算器TM用于生成可变时间，控制时序生成器CP在结合预设的恒定时间的基础上，产生由恒定关断、导通、恒定关断组成的控制时序或由关断、恒定导通、关断组成的控制时序，经由驱动电路DR，控制开关变换器TD开关管的关断与导通。
图6为本发明采用实施例二方法时信号Vos、电压控制信号Vc、导通时间、关断时间、采样脉冲信号及驱动信号之间的关系示意图。具体的工作过程及原理为：图6示出，在任意一个采样脉冲信号的开始时刻关断开关管，这个采样脉冲信号由控制时序生成器CP产生；同时，在不影响输出电压纹波的情况下电流检测电路IS检测流过变换器TD输出电容的电流，得到电流检测信号ic，电压检测电路VS检测变换器TD的输出电压，得到输出电压检测信号Vo；将电流检测信号和输出电压检测信号相加得到信号Vos。电压控制信号Vc与信号VOS经过时间运算器TM生成可变时间，结合预设的恒定时间，再经过控制时序生成器CP产生由恒定时间和可变时间组成的控制时序，控制开关变换器TD开关管的关断与导通。
预设恒定关断时间，此时电压控制信号Vc与信号Vos经过时间运算器TM产生可变导通时间ton，即ton=K5(Vc-Vos)+K6(toff1+toff2)，其中K5和K6为两个与信号Vos的纹波相关的系数，toff1和toff2为两个恒定关断时间。toff1、toff2和ton经过控制时序生成器CP产生频率可变的锯齿波，并产生由恒定关断、导通、恒定关断组成的控制时序，控制开关变换器开关管的关断与导通。
预设恒定导通时间，此时电压控制信号Vc与信号Vos经过时间运算器TM产生可变关断时间toff，即toff=K7(Vos-Vc)+K8ton，其中K7和K8为两个与信号Vos的纹波相关的系数，ton为恒定导通时间，将总的可变关断时间toff分解成两个关断时间toff1和toff2。toff1、toff2和ton经过控制时序生成器CP产生频率可变的锯齿波，并产生由关断、恒定导通、关断组成的控制时序，控制开关变换器开关管的关断与导通。
在控制时序生成器CP中，将一个很小的常数与频率可变的锯齿波进行比较，根据比较结果产生采样脉冲信号，用于确定开关周期、采样输出电压和采样输出电容的电流。
图7示出，本例控制的变换器TD为单管正激变换器，开关管S的控制装置采用DEF。同样通过仿真可以证明，采用本发明的单管正激变换器输出电压稳定，稳态精度高，负载瞬态性能好。
本发明方法除可用于以上实施例中的开关变换器外，也可用于Buck2变换器、双管正激变换器、Cuk变换器、Zeta变换器、推挽变换器、推挽正激变换器、半桥变换器、全桥变换器等多种电路拓扑。

Claims (7)

1.一种输出电容低ESR开关变换器双缘PFM调制电压型控制方法，其特征在于：任意一个采样脉冲信号的开始时刻，在不影响输出电压纹波的情况下检测流过输出电容的电流，得到电流检测信号ic，同时检测输出电压，得到输出电压检测信号Vo；将电流检测信号ic和输出电压检测信号Vo相加得到信号Vos；电压控制信号Vc与信号Vos经过时间运算器生成可变时间，结合预设的恒定时间，再经过控制时序生成器产生由恒定时间和可变时间组成的控制时序，控制开关变换器开关管的导通与关断。
2.根据权利要求1所述之输出电容低ESR开关变换器双缘PFM调制电压型控制方法，其特征在于：预设恒定导通时间，时间运算器生成可变关断时间，控制时序生成器产生由恒定导通、关断、恒定导通组成的控制时序，或由关断、恒定导通、关断组成的控制时序。
3.根据权利要求1所述之输出电容低ESR开关变换器双缘PFM调制电压型控制方法，其特征在于：预设恒定关断时间，时间运算器生成可变导通时间，控制时序生成器产生由恒定关断、导通、恒定关断组成的控制时序，或由导通、恒定关断、导通组成的控制时序。
4.根据权利要求1所述之输出电容低ESR开关变换器双缘PFM调制电压型控制方法，其特征在于：电压控制信号Vc等于参考电压Vref。
5.根据权利要求1所述之输出电容低ESR开关变换器双缘PFM调制电压型控制方法，其特征在于：电压控制信号Vc由参考电压Vref与信号Vos经过误差放大器产生。
6.一种实现权利要求或1或2或3或4或5所述的输出电容低ESR开关变换器双缘PFM调制电压型控制方法的装置，其特征在于：由电流检测电路IS、电压检测电路VS、加法器ADD、电压控制器VCM、时间运算器TM、控制时序生成器CP、驱动电路DR组成；所述的电压检测电路VS、加法器ADD、时间运算器TM、控制时序生成器CP、驱动电路DR依次相连；电压控制器VCM与时间运算器TM相连；电流检测电路IS与加法器ADD相连；加法器ADD与电压控制器VCM相连；控制时序生成器CP与电流检测电路IS相连；控制时序生成器CP与电压检测电路VS相连。
7.如权利要求6所述的装置，所述开关变换器可为多种拓扑结构的变换器：Buck变换器、Buck2变换器、Cuk变换器、Zeta变换器、单管正激变换器、双管正激变换器、推挽变换器、推挽正激变换器、半桥变换器和全桥变换器。
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