CN103312165A - 一种高频多相交错式变换装置及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种高频多相交错式变换装置及控制方法，属于电力电子与电力传动领域，该装置包括驱动和功率放大单元、EV管理器模块、AD采样模块、DSP处理器、串口通讯模块、人机交互模块、直流电压检测电路、直流电压调理电路、电流检测电路、电流调理电路和主电路；该系统采用双闭环控制技术，并采用新的拓扑结构，实现系统的稳定性及宽泛的稳定裕度；拓扑结构中前端三个电感交替工作，等效开关频率为传统开关频率6倍，实现整个变换器高频化，并减小输出电压及电流的纹波幅值和谐波分量；三个前端电感在单位时间内的等时长工作，降低对功率元件IGBT及二极管的功率要求，降低了整个装置的制造成本，提高了该直流变换器的应用价值。

Description

一种高频多相交错式变换装置及控制方法

技术领域

本发明属于电力电子与电力传动领域，具体涉及一种高频多相交错式变换装置及控制方法。

背景技术

近年来，由于传统能源（石油、煤等）的紧缺及其使用过程中对环境的影响，使得人们积极的寻找新能源来代替传统能源或寻找新的方法更高效的利用传统能源，这就使新能源问题得到广泛关注。随着世界经济的发展，汽车已经成为人们出行的重要工具之一，随之而来大量汽车尾气的排放以及消耗大量的传统能源，人们开始关注纯电动汽车、燃料混合汽车、油电混合汽车等新能源汽车的发展。

目前，燃料电池技术凭借其清洁、高效、可靠性强、功率密度高、工作温度低等特点，成为新能源汽车的主要储能装置之一。尽管燃料电池有很多优点，但是其还有动态响应慢的缺点，因此新能源汽车中燃料电池应该与能量存储装置（电池、超级电容器等）混合使用以满足电动汽车的瞬时功率峰值要求。两者配合使用且共用直流母线的关键是高性能直流变换器。高性能多相交错直流变换器可以实现整个装置的高频化，带来的好处是减小输入电感及输出电容的大小、直流母线上的电压电流的纹波及谐波成分。因此，高性能直流变换器可以有效的提高电能质量，是新能源领域中十分重要的研究方向。

发明内容

针对现有技术的不足，本发明提出一种高频多相交错式变换装置及控制方法，以达到实现高频化、减小谐波分量、提高输出电压稳定性、减小装置体积、降低成本的目的。

一种高频多相交错式变换装置，包括驱动和功率放大单元、EV管理器模块、AD采样模块、DSP处理器、串口通讯模块、人机交互模块、直流电压检测电路、直流电压调理电路、电流检测电路和电流调理电路，还包括主电路，所述的主电路包括第一电感、第二电感、第三电感、第一功率单元、第二功率单元、第三功率单元、电容和负载，其中，第一电感与第一功率单元连接形成第一桥臂；第二电感与第二功率单元连接形成第二桥臂；第三电感与第三功率单元连接形成第三桥臂；所述的第一桥臂的第一输出端、第二桥臂的第一输出端和第三桥臂的第一输出端分别连接电容的一端；所述的第一桥臂的第二输出端、第二桥臂的第二输出端和第三桥臂的第二输出端分别连接电容的另一端并连接电源负极；所述的负载与电容并联。

所述的第一功率单元包括第一功率开关管、第二功率开关管、第一二极管和第二二极管，其中，第一二极管的阳极连接第一功率开关管的集电极、第二二极管的阳极、第二功率开关管的集电极并作为第一功率单元的输入端；第一二极管的阴极连接第二二极管的阴极并作为第一功率单元的第一输出端；第一功率开关管的发射极连接第二功率开关管的发射极并作为第一功率单元的第二输出端。

所述的第二功率单元包括第三功率开关管、第四功率开关管、第三二极管和第四二极管，其中，第三二极管的阳极连接第三功率开关管的集电极、第四二极管的阳极、第四功率开关管的集电极并作为第二功率单元的输入端；第三二极管的阴极连接第四二极管的阴极并作为第二功率单元的第一输出端；第三功率开关管的发射极连接第四功率开关管的发射极并作为第二功率单元的第二输出端。

所述的第三功率单元包括第五功率开关管、第六功率开关管、第五二极管和第六二极管，其中，第五二极管的阳极连接第五功率开关管的集电极、第六二极管的阳极、第六功率开关管的集电极并作为第三功率单元的输入端；第五二极管的阴极连接第六二极管的阴极并作为第三功率单元的第一输出端；第五功率开关管的发射极连接第六功率开关管的发射极并作为第三功率单元的第二输出端。

采用一种高频多相交错式变换装置进行控制的方法，包括以下步骤：

步骤1、DSP判断是否接收到人机交互模块启动信号，若接收到，则执行步骤2；否则继续判断是否接收到启动信号；

步骤2、判断AD采样模块是否接收DSP发送的AD采样中断信号，若接收到，则执行步骤3；否则，则执行步骤4；

步骤3、AD采样模块对三个桥臂的输入电流和输出电压进行采样，并对采样的电流值和电压值进行累加求平均值；

步骤4、DSP内部的电压PID控制模块将电压给定值与步骤3中的电压平均值进行做差运算，并采用PI控制方法对上述差值进行计算，获得每个桥臂电流的给定值；

步骤5、DSP内部的电流PID模块将每个桥臂的电流给定值与步骤3中的电流平均值进行做差运算，并采用电流内环PI控制方法对上述差值进行计算，获得每个桥臂占空比的调整量；

步骤6、DSP内部的占空比数字量转换模块根据公式（1）和步骤5所获得的每个桥臂占空比的调整量，获得最终三个桥臂的输出占空比，并将上述输出占空比进行数字化转换得到能够直接使用的数字量；

占空比计算公式如下：

$U_d=\frac{U_{\mathrm{in}}}{1-2D}---\left(1\right)$

其中，U_d为变换装置输出电压；U_in为变换装置的输入电压；D为每个功率开关的占空比；

步骤7、判断DSP内部的GP1定时器是否产生中断信号，若是，则执行步骤8；否则，则返回执行步骤7；

步骤8、DSP将输出占空比数字化转换得到的数字量发送至EV管理器模块内部的比较寄存器中，根据EV管理器模块内部的计数器的值和比较寄存器中的值的关系，将比较结果发送至DSP内部的交错逻辑PWM脉冲产生模块；

步骤9、DSP内部的交错逻辑PWM脉冲产生模块根据EV管理器的比较结果，产生逻辑顺序为第一功率开关、第三功率开关、第五功率开关、第二功率开关、第四功率开关、第六功率开关的交错导通PWM脉冲，上述PWM脉冲导通时间相同并且每两个功率开关的起始导通时间相差1/6开关周期，将产生的交错逻辑PWM脉冲送至驱动和功率放大单元触发各个功率开关管；

步骤10：DSP将AD采样中断标志置为启动状态，发出中断信号，并返回执行步骤2。

本发明优点：

本发明一种高频多相交错式变换装置及控制方法，以DSP处理器为控制系统的核心，以功率开关器件及二极管为主电路器件，设计了一种基于理想电子变压器的多相交错式直流变换器，该系统采用双闭环控制技术及新的等分交错式开关逻辑。这种高频多相交错式直流变换器，采用了新的拓扑结构，充分证明该系统的稳定性及宽泛的稳定裕度。系统在输入电压波动的情况下仍然能够保证稳定的输出电压，系统较大的相位裕量保证了在暂态过程中系统的快速性，以满足整个系统瞬时功率峰值的要求。该直流变换器的拓扑结构中前端的三个电感交替工作，且每个电感作用过程由两个IGBT的开关状态决定，三个前端电感相互协调控制，使得该直流变换器的等效开关频率为传统boost变换器开关频率的6倍，这就实现了整个变换器的高频化。高频化的直流变换器可以有效的减小输出电压及电流的纹波幅值且使得输出电压电流中的谐波分量显著减少，这样就保证了该直流变换器输出稳定高质量的直流电源，而且显著的减小了前端电感，使得整个装置的体积得到了控制。

同时三个前端电感在单位时间内的等时长工作，相当于将输入功率及输入电流的等分，降低了对功率元件IGBT及二极管的功率要求，明显的降低了整个装置的制造成本，提高了该直流变换器的应用价值。

附图说明

图1为本发明一种实施例的整体结构框图；

图2为本发明一种实施例的多相交错式直流变换器主电路图；

图3为本发明一种实施例的数字处理器结构示意图；

图4为本发明一种实施例的直流电压检测电路图；

图5为本发明一种实施例的电流检测电路图；

图6为本发明一种实施例的驱动和功率放大单元电路图；

图7为本发明一种实施例的高频多相交错式变换装置控制的方法流程图；

图8为本发明一种实施例的占空比不同的小信号模型拓扑回路图；

图9为本发明一种实施例的占空比相同的小信号模型拓扑回路图；

图10为本发明一种实施例的触发脉冲的交错逻辑及各个桥臂作用时间示意图，其中，（a）为每个开关管导通时间等于Ts/6，（b）为每个开关管导通时间大于Ts/6；

图11为本发明一种实施例的系统模型的控制框图；

图12为本发明一种实施例的功率单元结构图；

图13为本发明一种实施例的三个桥臂的进线电流波形图；

图14为本发明一种实施例的直流电源的输入电流和三个桥臂的电流的波形图；

图15为本发明一种实施例的输出电压波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明一种实施例做进一步说明。

如图1所示，一种高频多相交错式变换装置，包括驱动和功率放大单元2、EV管理器模块3、AD采样模块4、DSP5、串口通讯模块6、人机交互模块7、直流电压检测电路8、直流电压调理电路9、电流检测电路10和电流调理电路11，还包括主电路1，所述的主电路包括第一电感L₁、第二电感L₂、第三电感L₃、第一功率单元、第二功率单元、第三功率单元、电容C和负载R，其中，第一电感L₁与第一功率单元串联形成第一桥臂；第二电感L₂与第二功率单元串联形成第二桥臂；第三电感L₃与第三功率单元串联形成第三桥臂；所述的第一桥臂的第一输出端、第二桥臂的第一输出端和第三桥臂的第一输出端分别连接电容C的一端；所述的第一桥臂的第二输出端、第二桥臂的第二输出端和第三桥臂的第二输出端分别连接电容C的另一端并连接电源负极；所述的负载R与电容C并联。

如图2所示，所述的第一功率单元包括第一功率开关管VT₁、第二功率开关管VT₂、第一二极管VD₁和第二二极管VD₂，其中，第一二极管VD₁的阳极连接第一功率开关管VT₁的集电极、第二二极管VD₂的阳极、第二功率开关管VT₂的集电极并作为第一功率单元的输入端；第一二极管VD₁的阴极连接第二二极管VD₂的阴极并作为第一功率单元的第一输出端；第一功率开关管VT₁的发射极连接第二功率开关管VT₂的发射极并作为第一功率单元的第二输出端。所述的第二功率单元包括第三功率开关管VT₃、第四功率开关管VT₄、第三二极管VD₃和第四二极管VD₄，其中，第三二极管VD₃的阳极连接第三功率开关管VT₃的集电极、第四二极管VD₄的阳极、第四功率开关管VT₄的集电极并作为第二功率单元的输入端；第三二极管VD₃的阴极连接第四二极管VD₄的阴极并作为第二功率单元的第一输出端；第三功率开关管VT₃的发射极连接第四功率开关管VT₄的发射极并作为第二功率单元的第二输出端。所述的第三功率单元包括第五功率开关管VT₅、第六功率开关管VT₆、第五二极管VD₅和第六二极管VD₆，其中，第五二极管VD₅的阳极连接第五功率开关管VT₅的集电极、第六二极管VD₆的阳极、第六功率开关管VT₆的集电极并作为第三功率单元的输入端；第五二极管VD₅的阴极连接第六二极管VD₆的阴极并作为第三功率单元的第一输出端；第五功率开关管VT₅的发射极连接第六功率开关管VT₆的发射极并作为第三功率单元的第二输出端。

本发明实施例中，所述的三个电感的电感式均为330uh；所述的六个二极管能承受的最大电流值10A相同；所述的六个功率开关的最大耐压和最大电流为1200V和25A。

如图2所示的主电路1，本发明实施例中采用多相交错式的拓扑结构，功率器件为6个IGBT和6个二极管，主电路采用3相并联式的交错boost升压方式，每两个IGBT共用一个前端电感，直流侧共用一个滤波电容，运用交错式的触发方式驱动6个功率开关管IGBT（VT₁、VT₂、VT₃、VT₄、VT₅、VT₆）。VT₁、VT₂、VT₃、VT₄、VT₅、VT₆的门极分别与驱动和功率放大单元2电路的输出端相连接。系统设计容量为15KW，额定电流50A，额定电压300V。

本发明实施例中，如图3所示，DSP5采用数字处理器TMS320F2812，其主要完成输入输出端的直流电压、三个前端电感电流的AD采样，多相交错式PWM波形输出，控制逻辑功能实现、系统的启动、停止、故障报警、故障保护、通讯、系统协调控制功能。

本发明实施例中，IGBT驱动电路由调理整形电路和功率放大电路组成，主要完成PWM信号的整形和功率放大功能，为IGBT提供驱动信号。

本发明实施例中，直流电压检测电路8的作用是将输出电压信号300V（最大波动±10%）信号转换为0V～3V范围内的电压信号，并输送给DSP的AD模块。如图4所示，本发明采用莱姆(LEM)公司生产的LV25-P型电压传感器（一次侧额定电流10mA），按照2500:1000的转化率将输出直流电压转换成电流信号输出(额定25mA)。转换后电流信号经过并联电阻(R1、R2、R3、R4)再次转换成电压信号（0～2.75V）。经过并联电阻转换的电压信号通过射随器进行电压信号的隔离，不改变电压幅值的大小。再将电压信号通过电压同相放大电路将电压信号控制在0V～3V范围内，最后送给AD采样模块4。为了防止噪声等因素产生较大电压烧毁DSP芯片，在直流电压检测电路8的末端采用了DAN217芯片，使电压信号限制在0V～3.3V安全电压范围内。输出直流电压检测电路8的输出端VOL_FBK连接TMS320F2812芯片的ADCINA0引脚。

本发明实施例中，电流检测电路10采用深圳硕亚公司的SCK11-100电流互感器，以第一个桥臂为例说明电流采样原理，电流检测电路10的作用是将输入电流信号转换为0V～3V范围内的电压信号，并输送给AD采样模块4。如图5所示，本发明采用深圳硕亚公司的SCK11-100电流互感器（一次侧额定电流±100A，峰值300A），二次侧将输入电流转换成电压信号输出(额定输出±4V)。由于本发明全部是直流信号因此没有负的输出信号，转换后的电压信号经过分压电阻(R21、R22)将原有信号进行幅值调整，转换成0～2V的电压信号。经过分压电阻转换的电压信号通过射随器进行电压信号的隔离，不改变电压幅值的大小。再将电压信号通过电压同相放大电路将电压信号控制在0V～3V范围内，最后送给DSP的AD模块。为了防止噪声等因素产生较大电压烧毁DSP芯片，在电流检测电路10的末端采用了DAN217U芯片，使电压信号限制在0V～3.3V安全电压范围内。电流检测电路10的输出端CUR_FBK连接TMS320F2812芯片的ADCINA1引脚。同样的采样电路对第二桥臂和第三桥臂的电流进行采样，第二桥臂的电流采样信号接到TMS320F2812芯片的ADCINA2引脚，第三桥臂的电流采样信号接到TMS320F2812芯片的ADCINA3引脚。

本发明实施例中，驱动和功率放大单元2如图6所示，图中为6个IGBT中一个IGBT的驱动放大调理电路，其他5个IGBT的驱动放大调理电路与其完全相同。驱动和功率放大单元2的作用是将DSP输出的PWM脉冲转换成IGBT开通关断所需要的±15V驱动信号。如图所示，DSP过来的PWM脉冲信号和参考地信号分别接在光耦A2601的2、3管脚上，A2601的7管脚通过一个稳压二极管接在+15V上，A2601的5管脚直接接在-15V上，8管脚经过电阻R9连接在驱动电路的内部参考地上，管脚6接在T3三极管的基极上，T3三极管的集电极和发射极分别经过电阻R10、R14连接到+15V和T1三极管、T2三极管的集电极，T1三极管的集电极和T2三极管的集电极分别接到±15V，T1三极管的发射极经过R13与T2三极管的发射极经过R15连接到一起，最终接到输出端子P1上。

采用一种高频多相交错式变换装置进行控制的方法，如图7所示，包括以下步骤：

本发明实施例中的系统控制目标是实现动态响应快速稳定；输出电压电流纹波小；输出直流电压稳定（当输入电压有扰动时）。

本系统是在传统boost直流变换器基础上衍生出来的新型多相交错式直流变换器（如图2所示），是一种典型的非线性系统。本发明采用小信号模型法对系统拓扑结构进行近似线性化处理，从而进行合理化的控制达到控制目标。

根据小信号模型法得到的小信号方程为：

$L_1\frac{d{\hat{i}}_{L1}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}={\hat{u}}_{\mathrm{in}}\left(t\right)-(1-2D_1){\hat{u}}_d\left(t\right)+2{\hat{d}}_1\left(t\right)U_d---\left(2\right)$

$L_2\frac{d{\hat{i}}_{L2}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}={\hat{u}}_{\mathrm{in}}\left(t\right)-(1-2D_2){\hat{u}}_d\left(t\right)+2{\hat{d}}_2\left(t\right)U_d---\left(3\right)$

$L_3\frac{d{\hat{i}}_{L3}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}={\hat{u}}_{\mathrm{in}}\left(t\right)-(1-2D_3){\hat{u}}_d\left(t\right)+2{\hat{d}}_3\left(t\right)U_d---\left(4\right)$

$C\frac{d{\hat{u}}_d\left(t\right)}{\mathrm{dt}}={(1-2D_1)\hat{i}}_{L1}\left(t\right)+(1-2D_2){\hat{i}}_{L2}\left(t\right)+(1-2D_3){\hat{i}}_{L3}\left(t\right)$    （5）

$-2I_{L1}{\hat{d}}_1\left(t\right)-2I_{L2}{\hat{d}}_2\left(t\right)-{2I}_{L3}{\hat{d}}_3\left(t\right)-\frac{{\hat{u}}_d\left(t\right)}{R}$

其中：

是输入电压u_in(t)的小信号分量；

是输入电流i_in(t)的小信号分量；

I_L1、I_L2、I_L3分别为三个前端电感的输入电流i_L1(t)、i_L1(t)、i_L1(t)的小信号分量和稳态分量；

U_d分别为是输入电压u_d(t)的小信号分量和稳态分量；

D₁、D₂、D₃分别为交错的三相占空比d₁(t)、d₂(t)、d₃(t)的小信号分量和稳态分量；

当每一相的占空比不相等时，根据小信号模型法得到的主电路等效回路如图8所示。当三相的占空比相同时等效回路如图9所示。本发明实施例中，前端电感相等(L₁=L₂=L₃=L)，且三相交错的触发脉冲占空比相等(D₁=D₂=D₃=D)，由于每项的IGBT等效触发占空比都相等，所以 ${\hat{i}}_{L1}\left(s\right)={\hat{i}}_{L2}\left(s\right)={\hat{i}}_{L3}\left(s\right)$ 且 ${\hat{i}}_{L1}\left(s\right)+{\hat{i}}_{L2}\left(s\right)+{\hat{i}}_{L3}\left(s\right)={\hat{i}}_{\mathrm{in}}\left(s\right).$ 因此本发明的小信号等效电路采用图9所示电路图。触发脉冲的交错逻辑及各个桥臂作用时间如图10所示，将一个周期分成六个部分，第一部分是第一个管子导通，其他IGBT关断，第二部分，第三个IGBT导通，其他IGBT关断，第三部分，第五个IGBT导通，其他IGBT关断，第四部分，第二个IGBT导通，其他关断，第五部分，第四个IGBT导通，其他关断，第六部分，第六个IGBT导通，其他关断。

根据图7的等效电路推到出输入电压与占空比、电感电流与占空比之间的传递函数如下所示：

输出电压与占空比之间传递函数G_ud(s)：

$G_{\mathrm{ud}}\left(s\right)=\frac{{\hat{u}}_d\left(s\right)}{\hat{d}\left(s\right)}=\frac{2U_d}{D^{\′}}\frac{1-\frac{L}{3D^{\′2}R}s}{\frac{\mathrm{LC}}{3D^{\′2}}{s}^2\frac{L}{3D^{\′2}R}s+1}---\left(6\right)$

D′=1-2D

其中，L为电感、

为输出电压、

表示微分；

输入电感电流与占空比之间的传递函数G_id(s)：

$G_{\mathrm{id}}\left(s\right)=\frac{{\hat{i}}_L\left(s\right)}{\hat{d}\left(s\right)}=\frac{4U_d}{3R{D}^{\′2}}\frac{\frac{1}{2}\mathrm{RCS}+1}{\frac{\mathrm{LC}}{3D^{\′2}}{s}^2\frac{L}{3D^{\′2}R}s+1}---\left(7\right)$

D′=1-2D                        （8）

稳态时，输入电压、输入电流、输出电压、占空比之间的数学关系为：

$U_d=\frac{U_{\mathrm{in}}}{1-2D}---\left(9\right)$

其中，U_in是输入电压u_in(t)的稳态分量；

$I_{L_1}=I_{L_2}=I_{L_3}=\frac{U_d}{3(1-2D)R}---\left(10\right)$

其中，

为第一桥臂输入电流；

为第二桥臂输入电流；

为第三桥臂输入电流；

步骤1、DSP判断是否接收到上位机启动信号，若接收到，则执行步骤2；否则继续判断是否接收到启动信号；

步骤2、判断AD采样模块是否接收DSP发送的AD采样中断信号，若接收到，则执行步骤3；否则，则执行步骤4；

步骤3、AD采样模块对三个桥臂的输入电流和输出电压进行采样，并对采样的电流值和电压值进行累加求平均值；

步骤4、DSP内部的电压PID控制模块将电压给定值与步骤3中的电压平均值进行做差运算，并采用PI控制方法对上述差值进行计算，获得每个桥臂电流的给定值；

本系统采用多相交错式双闭环控制方案，外环为直流电压环，内环为输入电感的电流环，PWM使用多相交错式触发方案。

系统的模型控制框图如图11所示，功率单元内部结构如图12所示。为了保证系统输出电压稳定，系统外环为电压外环，电流内环能够保证系统拥有快速的动态响应，两个闭环全部采用PI控制器。PI控制器不仅保证了系统控制变量（输出电压）的无静态误差，而且通过PI控制器对原有控制模型进行校正使得整个系统的增益裕度和相位裕度大幅度增加，显著地提高了原有系统的稳定性和动态响应速度，进而保证了电动汽车的瞬时功率峰值要求。

以电压外环为（电流内环PI控制器与其相同）例阐述PI控制器的数学表达式：

$I_L^{*}\left(t\right)=K_P\[e\left(t\right)+\frac{1}{T_I}\∫e\left(t\right)\mathrm{dt}\]---\left(11\right)$

其中：

表示给定与检测的偏差；

为电感电流；K_P为比例系数；T_I为积分时间常数；

为给定直流电压值；u_d为检测得到直流电压值；

将其离散化得：

$I_L^{*}\left(k\right)=K_P\[e\left(k\right)+\frac{T}{T_I}\underset{j=0}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}e\left(j\right)\]---\left(12\right)$

$=K_{p}e\left(k\right)+K_I\underset{j=0}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}e\left(j\right)$

其中：

——积分系数离散化后电感电流值、e(k)离散化后的比例偏差、T为采样周期、e(j)离散化后积分偏差、k积分次数；

步骤5、DSP内部的电流PID模块将每个桥臂的电流给定值与步骤3中的电流平均值进行做差运算，并采用电流内环PI控制方法对上述差值进行计算，获得每个桥臂占空比的调整量；

步骤6、DSP内部的占空比数字量转换模块根据公式（1）和步骤5所获得的每个桥臂占空比的调整量，获得最终三个桥臂的输出占空比，并将上述输出占空比进行数字化转换得到能够直接使用的数字量；

占空比计算公式如下：

$U_d=\frac{U_{\mathrm{in}}}{1-2D}---\left(1\right)$

其中，U_d为变换装置输出电压；U_in为变换装置的输入电压；D为每个功率开关的占空比；

步骤7、判断DSP内部的GP1定时器是否产生中断信号，若是，则执行步骤8；否则，则返回执行步骤7；

步骤8、DSP将输出占空比数字化转换得到的数字量发送至EV管理器模块内部的比较寄存器中，根据EV管理器模块内部的计数器的值和比较寄存器中的值的关系（计数器的值和比较寄存器中的值相等时输出PWM波），将比较结果发送至DSP内部的交错逻辑PWM脉冲产生模块；

步骤9、DSP内部的交错逻辑PWM脉冲产生模块根据EV管理器的比较结果，产生逻辑顺序为VT₁、VT₃、VT₅、VT₂、VT₄、VT₆的交错导通PWM脉冲，上述PWM脉冲且导通时间相同并且每两个功率开关的起始导通时间相差1/6开关周期，将产生的交错逻辑PWM脉冲送至驱动和功率放大单元触发各个功率开关管；

步骤10：DSP将AD采样中断标志置为启动状态，发出中断信号，并返回执行步骤2。

步骤2、3所述的采样及累加求均值过程是由EV事件管理器的硬件定时器决定的时间采样不受其他步骤限制，每隔固定时间产生采样中断进行采样累加求均值，以备电压外环和电流内环PI控制器计算使用。

本发明实施例中，每个IGBT开关频率为10k，实验波形如图13所示，图中说明了相互交错的三相电流的实际逻辑及系统交错换向时的平稳性。图14上面的直流电源输入电流及三个桥臂的电流说明了，当每个IGBT开关频率不变时，直流电源从输出电流的脉动频率变成了每个开关管脉动频率的6倍，大大减小了脉动幅值，这样的特性使电动汽车所使用的燃料电池，超级电容器等储能装置的使用寿命大大延长，使各个储能装置有稳定的输出电流，减少不必要的电流波动。这样的电流输入特性同样适用于新能源系统中（光伏系统，风电系统等）的储能装置使用。图15给出了本装置输出电压的波形，可以看出电压几乎没有任何波动且稳定，符合高质量直流电源的标准。

Claims (5)

1.一种高频多相交错式变换装置，包括驱动和功率放大单元、EV管理器模块、AD采样模块、DSP处理器、串口通讯模块、人机交互模块、直流电压检测电路、直流电压调理电路、电流检测电路和电流调理电路，其特征在于：还包括主电路，所述的主电路包括第一电感、第二电感、第三电感、第一功率单元、第二功率单元、第三功率单元、电容和负载，其中，第一电感与第一功率单元连接形成第一桥臂；第二电感与第二功率单元连接形成第二桥臂；第三电感与第三功率单元连接形成第三桥臂；所述的第一桥臂的第一输出端、第二桥臂的第一输出端和第三桥臂的第一输出端分别连接电容的一端；所述的第一桥臂的第二输出端、第二桥臂的第二输出端和第三桥臂的第二输出端分别连接电容的另一端并连接电源负极；所述的负载与电容并联。

2.根据权利要求1所述的一种高频多相交错式变换装置，其特征在于：所述的第一功率单元包括第一功率开关管、第二功率开关管、第一二极管和第二二极管，其中，第一二极管的阳极连接第一功率开关管的集电极、第二二极管的阳极、第二功率开关管的集电极并作为第一功率单元的输入端；第一二极管的阴极连接第二二极管的阴极并作为第一功率单元的第一输出端；第一功率开关管的发射极连接第二功率开关管的发射极并作为第一功率单元的第二输出端。

3.根据权利要求1所述的一种高频多相交错式变换装置，其特征在于：所述的第二功率单元包括第三功率开关管、第四功率开关管、第三二极管和第四二极管，其中，第三二极管的阳极连接第三功率开关管的集电极、第四二极管的阳极、第四功率开关管的集电极并作为第二功率单元的输入端；第三二极管的阴极连接第四二极管的阴极并作为第二功率单元的第一输出端；第三功率开关管的发射极连接第四功率开关管的发射极并作为第二功率单元的第二输出端。

4.根据权利要求1所述的一种高频多相交错式变换装置，其特征在于：所述的第三功率单元包括第五功率开关管、第六功率开关管、第五二极管和第六二极管，其中，第五二极管的阳极连接第五功率开关管的集电极、第六二极管的阳极、第六功率开关管的集电极并作为第三功率单元的输入端；第五二极管的阴极连接第六二极管的阴极并作为第三功率单元的第一输出端；第五功率开关管的发射极连接第六功率开关管的发射极并作为第三功率单元的第二输出端。

5.采用权利要求1所述的一种高频多相交错式变换装置进行控制的方法，其特征在于：包括以下步骤：

步骤1、DSP判断是否接收到人机交互模块启动信号，若接收到，则执行步骤2；否则继续判断是否接收到启动信号；

步骤2、判断AD采样模块是否接收DSP发送的AD采样中断信号，若接收到，则执行步骤3；否则，则执行步骤4；

步骤3、AD采样模块对三个桥臂的输入电流和输出电压进行采样，并对采样的电流值和电压值进行累加求平均值；

步骤4、DSP内部的电压PID控制模块将电压给定值与步骤3中的电压平均值进行做差运算，并采用PI控制方法对上述差值进行计算，获得每个桥臂电流的给定值；

步骤5、DSP内部的电流PID模块将每个桥臂的电流给定值与步骤3中的电流平均值进行做差运算，并采用电流内环PI控制方法对上述差值进行计算，获得每个桥臂占空比的调整量；

步骤6、DSP内部的占空比数字量转换模块根据公式（1）和步骤5所获得的每个桥臂占空比的调整量，获得最终三个桥臂的输出占空比，并将上述输出占空比进行数字化转换得到能够直接使用的数字量；

占空比计算公式如下：

$U_d=\frac{U_{\mathrm{in}}}{1-2D}---\left(1\right)$

其中，U_d为变换装置输出电压；U_in为变换装置的输入电压；D为每个功率开关的占空比；

步骤7、判断DSP内部的GP1定时器是否产生中断信号，若是，则执行步骤8；否则，则返回执行步骤7；

步骤8、DSP将输出占空比数字化转换得到的数字量发送至EV管理器模块内部的比较寄存器中，根据EV管理器模块内部的计数器的值和比较寄存器中的值的关系，将比较结果发送至DSP内部的交错逻辑PWM脉冲产生模块；

步骤9、DSP内部的交错逻辑PWM脉冲产生模块根据EV管理器的比较结果，产生逻辑顺序为第一功率开关、第三功率开关、第五功率开关、第二功率开关、第四功率开关、第六功率开关的交错导通PWM脉冲，上述PWM脉冲导通时间相同并且每两个功率开关的起始导通时间相差1/6开关周期，将产生的交错逻辑PWM脉冲送至驱动和功率放大单元触发各个功率开关管；

步骤10：DSP将AD采样中断标志置为启动状态，发出中断信号，并返回执行步骤2。

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