CN203135721U - 开关变换器双缘脉冲频率调制c型控制装置 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种开关变换器双缘脉冲频率调制C型控制装置，由电压检测电路VS、电流检测电路CS、误差补偿器EC、时间运算单元TU、变频锯齿波产生器SG、双缘脉冲调制器DPM以及驱动电路DR组成。本实用新型可用于控制Buck变换器、Boost变换器、Buck-Boost变换器、Cuk变换器、SEPIC变换器、Zeta变换器等多种拓扑结构的开关变换器，其优点是：瞬态响应速度快，稳压精度高，稳定性能好，电磁噪声小，抗干扰能力强，应用范围广，且具有限流功能。

Description

开关变换器双缘脉冲频率调制C型控制装置

技术领域

本实用新型涉及电力电子设备，尤其是一种开关变换器的控制装置。

背景技术

随着电力电子器件的不断发展和电力电子变流技术的不断更新，开关电源技术作为电力电子的重要领域受到越来越多的关注和研究。开关电源主要由开关变换器和控制电路两部分构成。开关变换器又称为功率主电路，主要有降压(Buck)、升压(Boost)、升降压(Buck-Boost)、正激、反激、半桥、全桥等多种拓扑结构。控制电路用于监测开关变换器的工作状态，并产生控制脉冲信号控制开关变换器的开关管，调节供给负载的能量以稳定输出。对于同一个开关变换器，采用不同控制方法的变换器具有不同的瞬态性能、稳态性能、稳压精度、保护功能(过压、欠压、过流等)、稳定性等指标。

传统的脉冲宽度调制(PWM)电压型控制是常见的开关变换器控制方法之一，其控制思想是：将变换器输出电压与基准电压进行比较得到的误差信号经过误差放大器补偿后生成控制电压，并将控制电压与固定频率的锯齿波进行比较，获得高、低电平的脉冲控制信号，再通过驱动电路控制开关管的导通和关断，实现开关变换器输出电压的调节。传统的PWM调制电压型控制方法实现简单，但因采用固定频率的锯齿波作为调制波，具有输入瞬态响应慢、负载瞬态响应慢等缺点，很难适用于要求具有快速的瞬态响应速度的场合。与PWM调制电压型控制相比，电流型控制具有更快的负载和输入瞬态响应速度，提高了输出电压的稳压精度，且由于其自身具有限流的功能，易于实现变换器的过流保护，在多个电源并联时，更便于实现均流。但是，传统的电流型控制方法(指峰值电流控制)在占空比大于0.5时会产生次谐波振荡，严重影响了变换器的稳定性能。恒定导通时间调制电流型控制是开关变换器脉冲频率调制(PFM)电流型控制方法之一，其基本思想是：每个开关周期开始时，开关管导通，变换器电感上升；经过恒定导通时间后，开关管关断，电感电流下降，当其下降至控制信号时，开关管再次导通，开始新的一个开关周期。与峰值电流控制相比，采用PFM调制电流型控制方法的开关变换器的稳定性能好，在占空比大于0.5时不会产生次谐波振荡问题。

实用新型内容

本实用新型的目的是提供一种开关变换器的控制装置，使之同时具有很好的瞬态性能和稳态性能，适用于多种拓扑结构的开关变换器。

一种开关变换器双缘脉冲频率调制C型控制装置，由电压检测电路VS、电流检测电路CS、误差补偿器EC、时间运算单元TU、变频锯齿波产生器SG、双缘脉冲调制器DPM以及驱动电路DR组成，其中：电压检测电路VS、误差补偿器EC、时间运算单元TU、变频锯齿波产生器SG、双缘脉冲调制器DPM、驱动电路DR依次相连；电流检测电路CS、时间运算单元TU、双缘脉冲调制器DPM依次相连；变频锯齿波产生器SG与误差补偿器EC相连；变频锯齿波产生器SG与电压检测电路VS相连；变频锯齿波产生器SG与电流检测电路CS相连。

与现有技术相比，本实用新型的有益效果是：

一、与现有的PWM调制电压型控制开关变换器相比，本实用新型的开关变换器在负载和输入电压发生改变时，均能快速调节开关变换器开关管导通或关断时间的长短，输出电压和电感电流超调量小，提高了变换器的瞬态性能，且具有限流功能。

二、与现有的PFM调制电压型控制开关变换器相比，本实用新型的开关变换器稳压精度高，稳态性能好，电磁噪声小，抗干扰能力强，且具有限流功能。

三、与现有的峰值电流控制开关变换器相比，本实用新型的开关变换器在占空比大于0.5时不会产生次谐波振荡，系统稳定性能好，无需斜坡补偿。

四、与现有的PFM调制电流型控制开关变换器相比，本实用新型的开关变换器在大负载范围变化时，输出电压和电感电流瞬态超调量小，调节时间短，瞬态性能好。

五、与现有的PWM或PFM调制V²型控制开关变换器相比，本实用新型的开关变换器不依赖与输出电容的等效串联电阻，在输出电压低纹波时能正常工作，抗干扰能力强，稳定性能好，且具有限流功能。

下面结合附图和具体实施方式对本实用新型作进一步详细的说明。

附图说明

图1为本实用新型实施例一方案的信号流程图。

图2为本实用新型实施例一的电路结构框图。

图3为本实用新型实施例一中，电感电流、控制电压V_c、时间t₁、时间t₂、时间t₃、采样脉冲信号CLK及驱动信号之间的关系示意图。

图4为本实用新型实施例一和传统峰值电流控制的开关变换器在稳态条件下输出电压的时域仿真波形图。

图5为本实用新型实施例一和传统峰值电流控制的开关变换器在稳态条件下电感电流的时域仿真波形图。

图6为本实用新型实施例一和传统PWM调制电压型控制的开关变换器在负载突变时输出电压的时域仿真波形图。

图7为本实用新型实施例一和传统PWM调制电压型控制的开关变换器在负载突变时电感电流的时域仿真波形图。

图8为本实用新型实施例二的电路结构框图。

图9为本实用新型实施例二中，电感电流、控制电压V_c、时间t₁、时间t₂、时间t₃、采样脉冲信号CLK及驱动信号之间的关系示意图。

图10为本实用新型实施例三的电路结构框图。

图4中：a为传统峰值电流控制开关变换器在稳态时的输出电压波形；b为本实用新型实施例一在稳态时的输出电压波形。

图5中：a为传统峰值电流控制开关变换器在稳态时的电感电流波形；b为本实用新型实施例一在稳态时的电感电流波形。

图6中：a为传统PWM调制电压型控制开关变换器在负载突变时的输出电压波形；b为本实用新型实施例一在负载突变时的输出电压波形。

图7中：a为传统PWM调制电压型控制开关变换器在负载突变时的电感电流波形；b为本实用新型实施例一在负载突变时的电感电流波形。

具体实施方式

下面通过具体的实例并结合附图对本实用新型做进一步详细的描述。

实施例一

图1示出，本实用新型的一种具体实施方式为：开关变换器双缘脉冲频率调制C型控制装置C-PFM，主要由电压检测电路VS、电流检测电路CS、误差补偿器EC、时间运算单元TU、变频锯齿波产生器SG、双缘脉冲调制器DPM以及驱动电路DR组成。电压检测电路VS用于获取输出电压值V_os，电流检测电路CS用于获取电感电流值I_s，误差补偿器EC用于产生控制电压V_c，时间运算单元TU用于产生三段时间t₁、t₂、t₃，变频锯齿波产生器SG用于产生频率可变的锯齿波V_saw和采样脉冲信号CLK，双缘脉冲调制器DPM用于产生以t₁、t₂、t₃为时序的控制脉冲信号，经由驱动电路DR，控制开关变换器TD开关管的导通与关断。

本例采用图2的装置，可方便、快速地实现上述方案。图2示出，本例的开关变换器双缘脉冲频率调制C型控制装置，由变换器TD和开关管S的控制装置C-PFM组成。图3为电感电流、控制电压V_c、时间t₁、时间t₂、时间t₃、采样脉冲信号CLK及驱动信号之间的关系示意图。

本例的装置其工作过程和原理是：

控制装置C-PFM采用双缘脉冲频率调制C型控制的工作过程和原理是：图2、图3示出，在任意一个采样脉冲信号CLK的开始时刻导通开关管，这个采样脉冲信号CLK由变频锯齿波产生器SG产生；同时，电压检测电路VS检测变换器TD的输出电压，得到输出电压值V_os，电流检测电路CS检测变换器TD的电感电流，得到电感电流值I_s，将输出电压值V_os与基准电压V_ref一同送入误差补偿器EC，生成控制电压V_c。预设一个恒定导通时间T_ON，t₁、t₃同为导通时间且满足t₁+t₃=T_ON，则t₂为关断时间。在时间运算单元TU中可计算出t₂=K₁(I_s-V_c)+K₂T_ON，其中K₁、K₂为两个与电感电流纹波相关的系数。根据时间t₁、t₂、t₃控制变频锯齿波产生器SG的频率，产生频率可变的锯齿波V_saw。在变频锯齿波产生器SG中，将一个很小的常数与锯齿波V_saw进行比较，根据比较结果产生采样脉冲信号CLK，用于确定开关周期、采样输出电压、采样电感电流和控制误差补偿器EC。在双缘脉冲调制器DPM中，将锯齿波V_saw、时间t₁、时间t₂进行比较，根据比较结果产生导通(t₁)、关断(t₂)、导通(t₃)的控制脉冲信号，经由驱动电路DR，控制变换器TD开关管S的导通与关断。

本例中，开关管S以t₁、t₂、t₃为时序的控制脉冲在双缘脉冲调制器DPM中产生，具体产生方式为：在每个周期开始时，开关管S导通、二极管D关断，电感电流由初始值开始上升；开关管S导通时间t₁后关断，同时二极管D导通，电感电流随即开始下降。经过关断时间t₂后，双缘脉冲调制器DPM使控制脉冲由低电平变为高电平，开关管S再次导通、二极管D再次关断，开关管S导通时间t₃后当前周期结束。

本例的变换器TD为Buck变换器。

用Matlab/Simulink软件对本例的方法进行时域仿真分析，结果如下。

图4为采用传统峰值电流控制和本实用新型的开关变换器在稳态条件下输出电压的时域仿真波形图，分图a、b分别对应传统峰值电流控制和本实用新型。图5为采用传统峰值电流控制和本实用新型的开关变换器在稳态条件下电感电流的时域仿真波形图，分图a、b分别对应传统峰值电流控制和本实用新型。在图4、图5中可以看出，采用传统峰值电流控制(开关频率为50KHz)开关变换器的输出电压在3V处波动，电感电流在1.5A处波动，变换器发生了次谐波振荡，输出电压和电感均不稳定，而采用本实用新型的平均输出电压稳定在3V，平均电感电流稳定在1.5A。可见采用本实用新型具有更好的稳定性能。图4、图5的仿真条件：输入电压V_in=5V、电压基准值V_ref=3V、电感L=20μH、电容C=1420μF(其等效串联电阻为30mΩ)、负载电流I_o＝1.5A；恒定导通时间T_ON=12μs，t₁=t₃=6μs；系数K₁=6.67*10^-6，系数K₂=2/3。

图6为采用传统PWM调制电压型控制和本实用新型的开关变换器在负载突变时输出电压的时域仿真波形图，分图a、b分别对应传统PWM调制电压型控制和本实用新型。图7为采用传统PWM调制电压型控制和本实用新型的开关变换器在负载突变时电感电流的时域仿真波形图，分图a、b分别对应传统PWM调制电压型控制和本实用新型。图6、图7中，在6ms时负载由1A阶跃变化至10A，采用传统PWM调制电压型控制(开关频率为50KHz)经过约1.82ms后进入新的稳态，输出电压峰峰值波动654mV，电感电流峰峰值波动15.53A；而采用本实用新型的开关变换器进入新的稳态的调整时间为1.76ms，输出电压峰峰值波动421mV，电感电流峰峰值波动11.07A。可见本实用新型的开关变换器输出电压和电感电流瞬态超调量小，调节时间短，负载瞬态性能好。图6、图7的仿真条件：电压基准值V_ref=1.5V，系数K₁=1.33*10^-5，系数K₂=7/3，恒定导通时间T_ON=6μs，t₁=t₃＝3μs，其它参数与图4、图5一致。

实施例二

图8示出，本例控制的变换器TD为Boost变换器，开关管S的控制装置采用C-PFM。图9为本实用新型实施例二中，电感电流、控制电压V_c、时间t₁、时间t₂、时间t₃、采样脉冲信号CLK及驱动信号之间的关系示意图。

具体的工作过程及原理为：图8、图9示出，在任意一个采样脉冲信号CLK的开始时刻关断开关管，同时，电压检测电路VS检测变换器TD的输出电压，得到输出电压值V_os，电流检测电路CS检测变换器TD的电感电流，得到电感电流值I_s，将输出电压值V_os与基准电压V_ref一同送入误差补偿器EC，生成控制电压V_c。预设一个恒定关断时间T_OFF，t₁、t₃同为关断时间且满足t₁+t₃=T_OFF，则t₂为导通时间。在时间运算单元TU中可计算出t₂=K₃(V_c-I_s)+K₄T_OFF，其中K₃、K₄为两个与电感电流纹波相关的系数。根据时间t₁、t₂、t₃控制变频锯齿波产生器SG的频率，产生频率可变的锯齿波V_saw。在变频锯齿波产生器SG中，将一个很小的常数与锯齿波V_saw进行比较，根据比较结果产生采样脉冲信号CLK，用于确定开关周期、采样输出电压、采样电感电流、控制误差补偿器EC。在双缘脉冲调制器DPM中，将锯齿波V_saw、时间t₁、时间t₂进行比较，根据比较结果产生关断(t₁)、导通(t₂)、关断(t₃)的控制脉冲信号，经由驱动电路DR，控制变换器TD开关管S的关断与导通。

同样通过仿真证明，采用本实用新型的Boost变换器输出电压稳定，稳态精度高，负载瞬态性能好。

实施例三

如图10所示，本例与实施例一基本相同，不同之处是：本例控制的变换器TD为Buck-Boost变换器。

本实用新型除可用于以上实施例中的开关变换器外，也可用于Cuk变换器、SEPIC变换器、Zeta变换器、正激变换器、反激变换器、推挽变换器、半桥变换器、全桥变换器等多种电路拓扑。

Claims (2)

1.一种开关变换器双缘脉冲频率调制C型控制装置，其特征在于：由电压检测电路VS、电流检测电路CS、误差补偿器EC、时间运算单元TU、变频锯齿波产生器SG、双缘脉冲调制器DPM以及驱动电路DR组成；所述的电压检测电路VS、误差补偿器EC、时间运算单元TU、变频锯齿波产生器SG、双缘脉冲调制器DPM、驱动电路DR依次相连；电流检测电路CS、时间运算单元TU、双缘脉冲调制器DPM依次相连；变频锯齿波产生器SG与误差补偿器EC相连；变频锯齿波产生器SG与电压检测电路VS相连；变频锯齿波产生器SG与电流检测电路CS相连。 

2.如权利要求1所述的装置，所述开关变换器为多种拓扑结构的变换器：Buck变换器、Boost变换器、Buck-Boost变换器、Cuk变换器、SEPIC变换器、Zeta变换器、正激变换器、反激变换器、推挽变换器、半桥变换器和全桥变换器。 

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