CN104539164A - 电流型双向dc-dc变换器不等宽pwm加双移相控制方法 - Google Patents

电流型双向dc-dc变换器不等宽pwm加双移相控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种电流型双向DC-DC变换器不等宽PWM加双移相控制方法，属于电力电子领域高频开关电源方向。本发明方法通过同时调节低压侧空比和高压侧全桥两个桥臂间的移相角，使得在变压器低压侧电压为零时，其电流在降到一个较小的不为零的电流值后不再反向增长，使得在此功率不传递的阶段漏感电流有效值较小，降低电路通态损耗，同时降低漏感电流峰值，减小了功率器件应力，从而提高电路的效率和性能。而这个较小的不为零的电流值可以确保副边开关管在很宽的负载范围同时实现ZVS软开关，进一步降低电路损耗，实现较低环流损耗和软开关之间的优化。同时虽然两侧占空比不同，但其之间的差值确是固定的，使系统的闭环实时控制容易实现。

Description

电流型双向DC-DC变换器不等宽PWM加双移相控制方法
技术领域
本发明专利提供应用于一种隔离式电流型双向DC-DC变换器的不等宽PWM加双移相控制策略，属于电力电子领域的高频开关电源方向。
背景技术
对于应用在高压场合的电流型双向DC-DC变换器，低压侧采用具有有源钳位电路的电流型半桥拓扑，高压侧采用全桥型拓扑。低压侧的具有有源钳位电路的电流型半桥拓扑能够很好的降低低压侧电流的纹波，提高蓄电池的使用寿命。高压侧采用全桥型拓扑，能够实现开关管ZVS开通，减小开通损耗。对于双向DC-DC变换器，低压侧开关设备过高的电流应力以及变换器的环路电流损耗还有开关管软开关一直是我们所面临的挑战，极大地限制了变换器的效率。目前，为了降低环流损耗，实现软开关现在常用的控制方法主要有：①移相加脉宽调制控制法；②双移相调制控制法。方法一：IEEE Transaction on powerelectronics【电力电子期刊】于2008年发表了“A ZVS Bidirectional DC-DCConverter With Phase-Shift Plus PWM Control Scheme”【一种采用移相加脉宽调制控制的零电压开关的双向直流变换器】一文，通过采样低压侧钳位电容电压和高压侧输出电压，调节低压侧开关管的占空比，从而实现变压器原副边电压的匹配，从而降低了变压器漏感电流在功率传递阶段的斜率，减小了电流应力和环流损耗，从而提高了变换器的功率密度和效率。然而，当低压侧蓄电池电压较低并且在轻载的场合时，变压器低压侧电压在一个周期内有较长的时间为零，能量不能从低压侧传递到高压侧。而此时，变压器低压侧电流不为零，此时较大的环流会在低压侧电路中产生损耗，而不能传递功率，从而造成较低的变换器效率。而且在功率较小的状态下变压器漏感上会产生较大的峰值电流，从而产生极大的电流应力，对功率器件带来损害。方法二：IEEE Transaction onpower electronics【电力电子期刊】于2008年发表了“Eliminate Reactive Power andIncrease System Efficiency of Isolated Bidirectional Dual-Active-Bridge DC–DCConverters Using Novel Dual-Phase-Shift Control”【采用双移相控制的能够消除无功功率，提高系统功率的隔离式双向有源桥式直流直流变换器】一文，通过采用双移相控制，能够减小环流损耗，但是采用这种控制方法，变换器漏感电流仍然会有较大尖峰，而且变换器实现软开关(开关管ZVS开通)范围较窄，开关损耗高，影响系统效率。
对于电压源型双向DC-DC变换器，IEEE Transaction on industrial electronics【工业电子期刊】于2012年发表了“Efficiency-Optimized High-Current DualActive Bridge Converter for Automotive Applications”【应用于汽车中的大电流有源双桥变换器的功率优化】一文已经提出了不等宽PWM和移动控制，但是为了实现一定的功率传递，两侧的PWM脉宽和移相角有无数种组合，需要采用线性插值来实现。所以一般要建立非常复杂、庞大的数据库。无法实现闭环实时控制。
对于电流源型双向DC-DC变换器，专利(专利申请号：201410486450.6)已经提出了一种等宽加双移相的调制策略，低压侧和高压侧两侧有效占空比是一样的。采用该方法，在同样的工作条件下，虽然可以实现变压器最小电流应力。但是采用该专利无论在Buck模式还是Boost模式下，无法同时实现高压侧所有开关器件ZVS软开关，因此高压侧开关损耗高，效率低、电磁兼容性差。无法实现开关损耗和较低的电流应力之间的优化。
发明内容
本发明的目的是为了克服上述的不足，提出了一种电流型双向DC-DC变换器的不等宽PWM加双移相控制方法，通过同时调节低压侧的占空比和高压侧全桥两个桥臂间的移相角，使得在变压器低压侧电压为零时，变压器低压侧电流在降到一个较小的不为零的电流值后不再反向增长，从而使得在此功率不传递的阶段漏感电流有效值较小，降低电流造成的电路通态损耗，同时降低漏感电流峰值，减小了功率器件应力，从而提高了电路的效率和性能。而这个较小的不为零的电流值可以确保副边开关管在很宽的负载范围同时实现ZVS软开关，进一步降低电路损耗。实现了较低的环流损耗和开关器件软开关之间的优化。同时虽然两侧的占空比是不同的，但是它们之间的差值确是固定的，所以可以很容易实现系统的闭环的实时控制。
本发明是通过下述技术方案实现的。
一种隔离式电流型双向DC-DC变换器的不等宽PWM加双移相控制方法，控制方法基于隔离式电流型双向DC-DC变换器拓扑，主电路低压侧由具有有源钳位电路的电流型半桥拓扑构成，高压侧采用全桥拓扑。
隔离式电流型双向DC-DC变换器的不等宽PWM加双移相控制方法包括两个控制环路，低压侧脉宽调制(PWM)控制环和两个移相控制环(低压侧电压vab和高压侧电压vcd之间的移相，以及高压侧全桥两个桥臂之间的移相)；具体控制步骤如下：
步骤一：根据变压器变比N(N＝N1：N2)，变压器原边漏感Lr，变换器开关频率fs，高压侧开关管的结电容Coss(Coss＝CS1＝CS2＝CS3＝CS4)，以及高压侧电压v2，对于低压侧变压器漏感，其所需要的最低偏置电流为：
i Lr = v 2 2 C oss L r
不论该变流器工作在Buck还是Boost模式，高压侧有效占空比均大于低压侧占空比且为固定值，高压侧电压vcd和低压侧电压vab之间有效占空比固定的差值α为：
α = π 2 f s 2 N 2 C oss L r
通过基准数字载波发生器生成基准载波Vtr1，初始相位为0；同时产生与基准载波相位差180°，开关频率相同的交错载波Vtr2；
步骤二：低压侧电压vab和高压侧电压vcd之间的移相控制环的调节；
低压侧电压vab和高压侧电压vcd之间的移相控制环通过电压传感器采样高压侧电压v2的值作为移相控制环的电压反馈，计算电压给定值Vref与v2的差值，该差值作为移相控制环电压数字PI调节器1的输入，电压数字PI调节器1的输出经限幅器限幅后作为移相控制环电流数字PI调节器2的给定；通过电流传感器采样低压侧电流iL的值作为移相控制环的电流反馈，计算电流数字PI调节器给定值与iL的差值作为电流数字PI调节器2的输入，电流数字PI调节器2的输出经限幅器限幅后作为高压侧开关管载波与基准载波的移相角Φ；基准载波Vtr1经载波移相控制器与移相角Φ叠加后得到相位为Φ的载波Vtr3，将Vtr3与其峰值的一半Vtr3(peak)/2经比较器比较后得到高压侧开关超前桥臂开关管S1的驱动信号，其经反向器反向后得到开关管S3的驱动信号；
步骤三：低压侧PWM控制环的调节；
通过电压传感器采样低压侧钳位电容上的电压Vc(即变压器低压侧电压vab的正向最大值)，与经过DSP计算出来的电压给定Vref/n(这里n＝N2：N1)进行求差后作为PWM控制环的数字PI调节器3的输入，将PWM控制环数字PI调节器3的输出经限幅器限幅后作为载波Vtr1和Vtr2的比较值Vm，其中与Vtr1比较产生的控制信号作为开关管Q2的PWM驱动信号，反向后作为开关管Q2a的PWM驱动信号；与Vtr2比较产生的控制信号作为开关管Q1的PWM驱动信号，反向后作为开关管Q1a的PWM驱动信号；
步骤四：高压侧全桥两个桥臂之间移相角的调节；
将步骤三得到的PWM控制环数字PI调节器3的输出Vm作为高压侧全桥电路开关管的移相角进行调节，具体做法是将Vtr3移相(2Vm/Vtr1-1)π-α得到Vtr4作为副边开关滞后桥臂(S2，S4)的载波Vtr4(由图3可以看出，如果高压侧两个桥臂移相角为(2Vm/Vtr1-1)π，则高压侧变压器两端电压波形vcd会与低压侧变压器两端电压波形vab完全相同，而此移相值为(2Vm/Vtr1-1)π-α，造成变压器原副边波形不等宽，变压器高压侧两端电压的正脉宽以及负脉宽时间为(1-Vm/Vtr1)π+α，大于低压侧变压器两端电压的正脉宽以及负脉宽时间(1-Vm/Vtr1)π)与其峰值的一半Vtr4(peak)/2经比较器比较后得到副边开关滞后桥臂开关管S4的驱动信号，其经反向器反向后得到开关管S2的驱动信号。
作为优选，所述开关管为存在反并联的体二极管和漏源极的寄生电容的开关管。
作为优选，所述步骤二、步骤三以及步骤四没有先后顺序。
电流型双向DC-DC变换器的工作过程：
变换器上电后，数字控制器DSP依据设定的控制方法产生高压侧和低压侧开关管的PWM信号，变换器开始工作：DSP按照步骤三调节低压侧开关管的占空比，使低压侧箝位电容上的电压跟随其给定电压Vref/n；再按照步骤二和步骤四调节高压侧全桥两个桥臂之间的移相角实现低压侧和高压侧电压匹配；从而使得漏感电流斜率在功率传递阶段为零，在环流阶段漏感电流有一段时间为较小不为零的值，有效地降低了电路的电流应力和环流损耗，提高了变压器功率密度和效率，同时利用这段较小不为零的电流实现高压侧开关管ZVS，降低开关损耗，进一步提高整个变换器效率。
当高压侧电压v2低于给定时，低压侧开关管信号相位超前于高压侧开关管，变换器工作在升压(boost)模式，实现高压侧电压的稳定。当高压侧电压高于给定时，移相控制的外环调节器饱和，此时原边开关管信号相位滞后于高压侧开关管，此时变压器工作在降压(buck)模式，实现低压侧恒流源输出。
电流型双向DC-DC变换器拓扑的连接关系如下所述：
低压侧输入端蓄电池(V1)，其正电压侧分别接电感L1和L2的一端；L1的另一端(定义为a点)接一只MOSFET开关管(Q1a)的源极和一只MOSFET开关管(Q1)的漏极；开关管Q1a的漏极接钳位电容(Cd1)的一端，电容另一端和开关管Q1的源极接蓄电池的负电压侧；同样，L2的另一端接一只MOSFET开关管(Q2a)的源极和一只MOSFET开关管(Q2)的漏极；开关管Q2a的漏极接钳位电容(Cd2)的一端，电容另一端和开关管Q2的源极接蓄电池的负电压侧；L1不与蓄电池正电压侧相接的一端(a点)连接漏感(Lr)一端，Lr另一端接变压器原边侧一端(定义为a1点)。L2不与蓄电池正电压侧相接的一端(b点)接变压器低压侧另一端(定义为b1点)。
高压侧，开关管S1，S3串联，即S1的漏极接高压侧的正相端，S1的源极与S3的漏极相接(定义为c点)，S3的源极接高压侧负电压侧。开关管S2，S4串联，即S2的漏极接高压侧的正相端，S2的源极与S4的漏极相接(定义为d点)，S4的源极接高压侧负电压侧。c点接变压器副边与a1为同名端的一端，d点接变压器副边与b1为同名端的一端。电容Co为高压侧滤波电容，Co一端与高压侧正相端相连，Co另一端与高压侧负相端相连。
有益效果
1、本发明的隔离式电流型双向DC-DC变换器的不等宽PWM加双移相控制方法，由于本发明通过采用高压侧全桥两桥臂之间移相控制控制，产生等效的PWM宽度，而低压侧亦采用PWM控制，而原、副边采用移相控制，以控制功率的方向和大小。在环流阶段，变压器两侧电压vab和vcd和电压波形匹配。从而实现变压器原边漏感电流在变压器原边电压为零时电流同时保持一个较小的接近于零的值，降低了环流损耗，提高了系统的变换效率。
2、本发明的隔离式电流型双向DC-DC变换器的不等宽PWM加双移相控制方法，低压侧和高压侧占空比故意设计成不一致，使得在环流阶段，当低压侧输出电流电压为零时，漏感电流维持一个较小的非零值，该小电流可以用于高压侧开关管环流期间的充、放电，以实现高压侧开关管的ZVS软开关。不管该变流器工作在升压(BOOST)还是降压(BUCK)模式，可以在很宽的负载范围内实现高压侧所有开关管的软开关。
3、无论工作模式是在升压还是降压，无论负载的大小如何。高压侧的有效占空比均比低压侧的占空比大一个很小的固定值，该固定值可以根据主电路参数来进行预先设计，并且没有增加控制的维度，这就容易实现整个系统的闭环实时控制。
附图说明
图1为本发明实施例隔离式双向DC-DC变换器电路结构示意图；
图2为本发明实施例的PWM加双移相不对称控制方法原理示意图；
图3为本发明实施例主要波形图。
具体实施方式
下面将结合附图和实施例对本发明加以详细说明，同时也叙述了本发明技术方案解决的技术问题及有益效果，需要指出的是，所描述的实施例仅旨在便于对本发明的理解，而对其不起任何限定作用。
本实施例一种电流型双向DC-DC变换器的不等宽PWM加双移相控制方法，基于如图1所示电路实现，iL为低压侧电流，iL1、iL2分别为输入电感L1、L2的电流，iLr为漏感电流，变换器高压侧输出电压为V2，变压器原边电压为a、b两点之间的电压vab，变压器副边电压为c、d两点之间的电压vcd。S1、S2、S3、S4、Q1、Q1a、Q2、Q2a分别代表对应开关管的门极信号。隔离式双向DC-DC变换器不等宽PWM加双移相控制方法原理图如图2所示。该控制方法分为脉宽调制(PWM)控制环和移相控制环。
本实施例及其电路拓扑工作过程如下：
变换器上电开始工作后，对于移相控制环，当高压侧电压V2较低，变换器工作在升压(boost)模式。数字运算控制器(DSP)通过传感器采样低压侧电流iL和高压侧电压V2作为反馈。Vref为高压侧电压给定，将Vref-V2的值经过移相环数字PI调节器1和限幅器，输出值作为数字PI调节器2的给定，再将其与采样的低压侧电流iL相减，误差值经过数字PI调节器2和限幅器作为输出调节值，经过载波移相控制器得到移相相位Φ，将由DSP根据变换器开关频率设定的基本数字载波Vtr1叠加相位Φ后得到载波Vtr3，将恒定值Vtr3(peak)/2(Vtr3(peak)为载波Vtr3的峰值)与载波Vtr3相比后产生高压侧超前桥臂开关管(S1，S3)的PWM控制信号。由此可知，高压侧开关管的占空比恒为0.5。
当高压侧电压V2大于给定值Vref时，变换器将工作在降压(buck)模式。此时，Vref-V2为一负值，通过数字PI调节器1的积分作用与限幅器的限幅，其输出值变为限幅器的最小值，即电流给定为负，从而使变换器工作在降压(buck)模式。此时，电流环数字PI调节器2的输出值同样变为负；经过载波移相控制器得到的移相相位角Φ此时亦为负值，即其得到的载波Vtr3相位超前于基本数字载波Vtr1角度Φ。由此，变换器的高压侧开关管的PWM控制信号超前于原边，使得功率由高压侧流向低压侧，从而实现变换器的双向切换。
然后通过数字运算控制器(DSP)对低压侧钳位电压给定Vref/n和低压侧钳位电压反馈Vc(即两个电容Cd1和Cd2的电压)进行比较后经过数字PI调节器3和限幅器后得到载波Vm，然后将Vm分别与载波Vtr1和Vtr2相比较得到低压侧开关Q1和Q2的PWM控制信号。其中，载波Vtr1和Vtr2相位相差180°，从而实现Q1和Q2的交错开通，降低了低压侧输入电流的脉动，提高了蓄电池寿命。同时Q1a和Q2a分别与Q1和Q2互补导通，所以，对Q1和Q2取逻辑反，得到低压侧开关Q1a和Q2a的PWM控制信号。此外，将低压侧占空比再减去一个较小的角度α作为移相角的给定，得到副边超前桥臂和滞后桥臂的相位差，从而以Vtr3为基准得到滞后桥臂开关管(S2，S4)的载波信号Vtr4，将其与Vtr4(peak)/2进行比较得到S2，S4的PWM控制信号。
PWM控制环的具体控制信号变化过程如下：当Vc>Vref/n时，即低压侧箝位电容电压高于低压侧箝位电容电压给定，此时为了使得变压器低压侧电压跟随其给定，调节器输出值变小，低压侧开关的占空比降低，使得箝位电容电压减小，也就是使得变压器低压侧电压vab的幅值减小(变压器低压侧电压vab幅值为低压侧箝位电容电压)。同理，当Vc<Vref/n时，此时变压器低压侧箝位电容电压低于给定，这时调节器就会增大低压侧开关的占空比，使得变压器低压侧电压vab增大，从而实现变压器原边电压与变压器副边电压相匹配。
与此同时，将通过低压侧占空比(Vm/Vtr1)计算出的值(2Vm/Vtr1-1)π减去一个较小的角度α作为高压侧两桥臂的移相角给定，调节高压侧开关管的超前和滞后桥臂的相位关系实现不等宽占空比给定，从而实现原边漏感电流在零电平状态下漏感电流斜率为零，从而实现在大占空比，小功率状况下的较低的环流和电流应力，提高变换器的工作效率。同时，在零电平状态，由于变压器两侧电压vab和vcd不等宽，漏感电流维持一个较小的接近于零的值，利用此小电流实现高压侧全桥开关管ZVS软开关，进一步提升效率。
综上，通过本发明提出的这种控制方法，可以很好的实现不等宽PWM加双移相的控制方法，从而从根本上减小了在大占空比和小功率下的低压侧开关管电流应力和变换器的环流损耗，实现副边全桥开关管的ZVS软开关，提高变换器的效率和功率密度。同时，该控制方法可以实现双向直流直流变换器的无缝切换，具有良好的动态和稳态性能。
以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种隔离式电流型双向DC-DC变换器的不等宽PWM加双移相控制方法，基于隔离式电流型双向DC-DC变换器拓扑，主电路低压侧由具有有源钳位电路的电流型半桥拓扑构成，高压侧采用全桥拓扑，其特征在于：包括两个控制环路，低压侧脉宽调制(PWM)控制环和两个移相控制环(低压侧电压vab和高压侧电压vcd之间的移相，以及高压侧全桥两个桥臂之间的移相)；具体控制步骤如下：
步骤一：根据变压器变比N(N＝N1：N2)，变压器原边漏感Lr，变换器开关频率fs，高压侧开关管的结电容Coss(Coss＝CS1＝CS2＝CS3＝CS4)，以及高压侧电压v2，对于低压侧变压器漏感，其所需要的最低偏置电流为：
i Lr = v 2 2 C oss L r
不论该变流器共组在Buck还是Boost模式，高压侧有效占空比均大于低压侧占空比且为固定值，高压侧电压vcd和低压侧电压vab之间有效占空比固定的差值α为：
&alpha; = &pi; 2 f s 2 N 2 C oss L r
通过基准数字载波发生器生成基准载波Vtr1，初始相位为0；同时产生与基准载波相位差180°，开关频率相同的交错载波Vtr2；
步骤二：低压侧电压vab和高压侧电压vcd之间的移相控制环的调节；
低压侧电压vab和高压侧电压vcd之间的移相控制环通过电压传感器采样高压侧电压v2的值作为移相控制环的电压反馈，计算电压给定值Vref与v2的差值，该差值作为移相控制环电压数字PI调节器1的输入，电压数字PI调节器1的输出经限幅器限幅后作为移相控制环电流数字PI调节器2的给定；通过电流传感器采样低压侧电流iL的值作为移相控制环的电流反馈，计算电流数字PI调节器给定值与iL的差值作为电流数字PI调节器2的输入，电流数字PI调节器2的输出经限幅器限幅后作为高压侧开关管载波与基准载波的移相角Φ；基准载波Vtr1经载波移相控制器与移相角Φ叠加后得到相位为Φ的载波Vtr3，将Vtr3与其峰值的一半Vtr3(peak)/2经比较器比较后得到高压侧开关超前桥臂开关管S1的驱动信号，其经反向器反向后得到开关管S3的驱动信号；
步骤三：低压侧PWM控制环的调节；
通过电压传感器采样低压侧钳位电容上的电压Vc(即变压器低压侧电压vab)，与经过DSP计算出来的电压给定Vref/n(这里n＝N2：N1)进行求差后作为PWM控制环的数字PI调节器3的输入，将PWM控制环数字PI调节器3的输出经限幅器限幅后作为载波Vtr1和Vtr2的比较值Vm，其中与Vtr1比较产生的控制信号作为开关管Q2的PWM驱动信号，反向后作为开关管Q2a的PWM驱动信号；与Vtr2比较产生的控制信号作为开关管Q1的PWM驱动信号，反向后作为开关管Q1a的PWM驱动信号；
步骤四：高压侧全桥两个桥臂之间移相角的调节；
将步骤三得到的PWM控制环数字PI调节器3的输出Vm作为高压侧全桥电路开关管的移相角进行调节，具体做法是将Vtr3移相(2Vm/Vtr1-1)π-α得到Vtr4作为副边开关滞后桥臂(S2，S4)的载波Vtr4(由图3可以看出，如果高压侧两个桥臂移相角为(2Vm/Vtr1-1)π，则高压侧变压器两端电压波形vcd会与低压侧变压器两端电压波形vab完全相同，而此移相值为(2Vm/Vtr1-1)π-α，造成变压器原副边波形不等宽，变压器高压侧两端电压的正脉宽以及负脉宽时间为(1-Vm/Vtr1)π+α，大于低压侧变压器两端电压的正脉宽以及负脉宽时间(1-Vm/Vtr1)π)与其峰值的一半Vtr4(peak)/2经比较器比较后得到副边开关滞后桥臂开关管S4的驱动信号，其经反向器反向后得到开关管S2的驱动信号。
2.根据权利要求1所述的一种隔离式电流型双向DC-DC变换器的不等宽PWM加双移相控制方法，其特征在于：所述开关管为存在反并联的体二极管和漏源极的寄生电容的开关管。
3.根据权利要求1所述的一种隔离式电流型双向DC-DC变换器的不等宽PWM加双移相控制方法，其特征在于：所述步骤二、步骤三以及步骤四没有先后顺序。
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