CN112886801A - 改善pwm模式与移相模式切换时电压电流过冲的方法和系统 - Google Patents

改善pwm模式与移相模式切换时电压电流过冲的方法和系统 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种改善PWM模式与移相模式切换时电压电流过冲的方法和系统，应用于移相全桥电路，包括：确定模式切换的电流点I1；控制模式强制设置为PWM模式，并根据设备允许输出的最大电压将电压分段，然后带电阻负载，分别测试几个时刻的PWM模式下DSP发出的驱动波形的移相角；将控制模式强制设置为移相模式，分别测试几个时刻的移相模式下DSP发出的驱动波形的移相角；测得的数据绘制成表；根据表中的数据，采用线性拟合的方式计算出在分段电压点之间输出相同功率的情况下，移相模式与PWM模式移相角间的关系；分别计算切换后的移相角。本发明提供了一种控制方法，在不更换器件、不增加器件的基础上，有效改善控制PWM模式与移相模式切换时的电压、电流过冲。

Description

改善PWM模式与移相模式切换时电压电流过冲的方法和系统
技术领域
本发明涉及测量测试用电子设备领域，具体涉及一种针对测试电源不同控制模式切换时改善输出电压、电流过冲的方法。
背景技术
在测试电源领域，由于被测设备种类繁多，所以就要求我们的直流测试电源能够提供宽范围输出，以满足各种测试条件。而移相全桥是目前直流测试电源比较常用的一种拓扑架构，如公开号为CN110932556A的专利申请公开了一种移相全桥电路拓扑低压输出机构，包括变压器T、移相全桥电路、整流电路以及LC滤波电路，所述变压器T的原边与移相全桥电路相连，所述移相全桥电路与外界电源相连，所述变压器T副边与整流电路相连，所述整流电路与LC滤波电路相连。该发明中，通过外界电源与移相全桥电路相连进行供电，且外界电源为直流电源，再依次经过移相全桥电路、变压器 T、整流电路以及滤波电路进行输出电压，使得能量通过变压器T传递到变压器T副边时，在空载或轻载情况下，即使输出端没有足够的负载，也能够输出低压。
但是移相全桥拓扑架构由于受现有半导体器件发展水平的限制(结电容的存在)，导致当移相角移到“0”时，原边还是会有能量向副边传递。这一特性直接导致了使用移相全桥拓扑的直流测试电源空载或轻载时无法输出低压。目前现有的文献中尚未查找到针对此问题的改善措施。当然，通过使用SiC或GaN等新一代半导体器件可以缓解此问题，但是一方面会带来成本上的增加，另一方面通过此方式只能是缓解此问题，而不能有效改善。而且还与输出电压范围有关，电压范围越宽，问题会更严重，那么通过使用新一代半导体器件的方式所带来的效果也会变差。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于如何低成本的实现直流测试电源的宽范围稳定的输出。
本发明通过以下技术手段实现解决上述技术问题的：一种改善PWM模式与移相模式切换时电压电流过冲的方法，应用于移相全桥电路，包括如下步骤：
步骤1、首先确定进行模式切换的电流点I1，即当输出电流＞I1时，进入移相模式，当输出电流＜I1时，进入PWM模式；
步骤2、将控制模式强制设置为PWM模式，并且根据设备允许输出的最大电压Umax，将电压分为N段，然后带电阻负载，分别测试
Figure RE-GDA0002993250290000021
Figure RE-GDA0002993250290000022
(Umax，I1)这几个时刻的PWM模式下DSP发出的驱动波形的移相角D1、D2、……、DN-1、DN；
步骤3、同理，将控制模式强制设置为移相模式，也分别测试
Figure RE-GDA0002993250290000023
Figure RE-GDA0002993250290000024
(Umax，I1)这几个时刻的移相模式下DSP发出的驱动波形的移相角D*1、D*2、……、D*N-1、D*N；
步骤4、将步骤2、3中测得的数据绘制成表；
步骤5、根据表中的数据，采用线性拟合的方式计算出在分段电压点之间输出相同功率的情况下，移相模式移相角与PWM模式移相角之间的关系；
步骤6、当PWM模式向移相模式切换时，根据切换时刻的PWM模式移相角，采用式(1)求出切换后D*N-1～D*N之间的移相模式的移相角DPS(N-1)；同理，当移相模式向PWM模式切换时，根据切换时刻的移相模式移相角，采用式(2)求出切换后DN-1～DN之间的PWM模式的移相角DPWM(N-1)，计算公式如下：
Figure RE-GDA0002993250290000031
Figure RE-GDA0002993250290000032
本发明提供了一种软件控制方法，通过计算模式切换时的移相角，在不更换器件、不增加器件的基础上，能够有效改善控制PWM模式与移相模式切换时的电压、电流过冲。
进一步的，I1值的确定方法如下：
在移相模式下，用闭环测试，输出设置为一固定值，然后逐渐加载，观察当电流加至多少安培时，输出电压能够稳定在该固定值，并记录此时的电流值即为I1。
进一步的，所述固定值为1V。
进一步的，所述步骤4中，将步骤2、3中测得的数据绘制成表包括三栏：工作点、相应工作点对应的PWM模式移相角以及相应工作点对应的移相模式移相角，工作点包括
Figure RE-GDA0002993250290000033
Figure RE-GDA0002993250290000034
(Umax，I1)，相应工作点对应的PWM模式移相角分别为D1、D2、……、 DN-1、DN，相应工作点对应的移相模式移相角分别为D*1、D*2、……、D*N-1、D*N。
进一步的，所述移相全桥电路的拓扑结构为：
移相全桥电路的原边包括四个开关管A、B、C、D组成的全桥结构、电感L1、谐振电感Ls、电容C1、隔直电容C2，开关管A、B串联，开关管C、D串联，移相全桥电路接在母线Vbus+与Vbus-之间，母线Vbus+与 Vbus-之间接电容C1，开关管A、B之间的结点通过电感L1、隔直电容C2 连接谐振电感Ls的一端，谐振电感Ls的另一端连接原边变压器的一端，开关管C、D之间的结点连接原边变压器的另一端，直流电压加在母线 Vbus+与Vbus-之间；
移相全桥电路的副边包括四个二极管串并联组成的整流电路以及电感电容并联组成的LC滤波电路，LC滤波电路并联在整流电路输出端，LC滤波电路与整流电路的的正向输入端之间连接电感L2，整流电路的2个输入端分别连接副边变压器的两端，LC滤波电路的输出端分别输出Vout+和 Vout-。
进一步的，移相全桥电路的拓扑结构的控制电路包括FPGA以及DSP， FPGA输出端分别连接开关管A、B、C、D的栅极，输出4路控制信号分别控制开关管A、B、C、D，DSP的4路输出端分别连接FPGA，步骤6将计算结果发送给DSP，控制移相全桥电路在PWM模式和移相模式之间切换。
进一步的，移相模式：所有MOS管始终以50％占空比导通，数字控制芯片DSP通过调节MOS管A、B及MOS管C、D之间的移相角的大小来实现输出电压及功率的大小，FPGA对DSP发出的驱动信号A、B、C、D 不做任何处理，直接转发给相应的MOS管；
PWM模式：
在相同拓扑结构下，DSP发出的脉冲驱动信号A、B、C、D经FPGA 时，FPGA首先将开关管A和D驱动信号相与，然后将这个相与后的驱动信号A*和D*作为MOS管A和D的驱动；同样地将B和C驱动信号相与，然后再将相与后的驱动信号B*和C*作为MOS管B和C的驱动。
本发明还提供了一种改善PWM模式与移相模式切换时电压电流过冲的系统，应用于移相全桥电路，包括如下模块：
模式切换的电流点确定模块，用来确定进行模式切换的电流点I1，即当输出电流＞I1时，进入移相模式，当输出电流＜I1时，进入PWM模式；
PWM模式强制设置模块，用来将控制模式强制设置为PWM模式，并且根据设备允许输出的最大电压Umax，将电压分为N段，然后带电阻负载，分别测试
Figure RE-GDA0002993250290000051
(Umax， I1)这几个时刻的PWM模式下DSP发出的驱动波形的移相角D1、D2、……、 DN-1、DN；
移相模式强制设置模块，用来将控制模式强制设置为移相模式，也分别测试
Figure RE-GDA0002993250290000052
(Umax，I1)这几个时刻的移相模式下DSP发出的驱动波形的移相角D*1、D*2、……、D*N-1、D*N；
绘制表模块，用来将PWM模式强制设置模块和移相模式强制设置模块中测得的数据绘制成表；
线性拟合模块，用来根据表中的数据，采用线性拟合的方式计算出在分段电压点之间输出相同功率的情况下，移相模式移相角与PWM模式移相角之间的关系；
计算并输出移向角模块，用来当PWM模式向移相模式切换时，根据切换时刻的PWM模式移相角，采用式(1)求出切换后D*N-1～D*N之间的移相模式的移相角DPS(N-1)；同理，当移相模式向PWM模式切换时，根据切换时刻的移相模式移相角，采用式(2)求出切换后DN-1～DN之间的PWM模式的移相角DPWM(N-1)，计算公式如下：
Figure RE-GDA0002993250290000061
Figure RE-GDA0002993250290000062
进一步的，I1值的确定方法如下：
在移相模式下，用闭环测试，输出设置为一固定值，然后逐渐加载，观察当电流加至多少安培时，输出电压能够稳定在该固定值，并记录此时的电流值即为I1。
进一步的，移相全桥电路的拓扑结构的控制电路包括FPGA以及DSP， FPGA输出端分别连接开关管A、B、C、D的栅极，输出4路控制信号分别控制开关管A、B、C、D，DSP的4路输出端分别连接FPGA，计算并输出移向角模块将计算结果发送给DSP，控制移相全桥电路在PWM模式和移相模式之间切换。
本发明的优点在于：提供了一种软件控制方法，在不更换器件、不增加器件的基础上，能够有效改善控制PWM模式与移相模式切换时的电压、电流过冲；并且适应性强，不受所使用的的开关管器件及电压输出范围限制，不管是输出电压范围宽还是窄，都能够起到相同的改善效果；不需要硬件电路的改动，成本低。
附图说明
图1为移相全桥电路拓扑图；
图2为移相模式和PWM模式示意图；
图3为线形拟合曲线。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
通过研究，在空载或轻载时，将控制模式由移相模式切换至PWM模式，可以实现低压输出。但是这样会带来新的问题，那就是在这两种控制模式进行切换的时候，会导致输出电压、输出电流的突变，尤其是在短路运行的时候，电流过冲会更严重，这会直接影响用户端设备的稳定运行。
本发明提供了一种控制方法，在不更换器件、不增加器件的基础上，能够有效改善控制模式切换时的电压、电流过冲，并且适应性强，不管是输出电压范围宽还是窄，都能够起到相同的改善效果。
参阅图1，本发明改善PWM模式与移相模式切换时电压电流过冲的方法应用于移相全桥电路。
移相全桥电路的拓扑结构为：
移相全桥电路的原边包括四个开关管A、B、C、D组成的全桥结构、电感L1、谐振电感Ls、电容C1、隔直电容C2，开关管A、B串联，开关管C、D串联，移相全桥电路接在母线Vbus+与Vbus-之间，母线Vbus+与Vbus-之间接电容C1，开关管A、B之间的结点通过电感L1、隔直电容C2 连接谐振电感Ls的一端，谐振电感Ls的另一端连接原边变压器的一端，开关管C、D之间的结点连接原边变压器的另一端。直流电压加在母线 Vbus+与Vbus-之间。图1中开关管A、B、C、D均为MOS管。
移相全桥电路的副边包括四个二极管串并联组成的整流电路以及电感电容并联组成的LC滤波电路，LC滤波电路并联在整流电路输出端，LC滤波电路与整流电路的的正向输入端之间连接电感L2，整流电路的2个输入端分别连接副边变压器的两端，LC滤波电路的输出端分别输出Vout+和 Vout-。
控制电路包括FPGA以及DSP，FPGA输出端分别连接开关管A、B、 C、D的栅极，输出4路控制信号分别控制开关管A、B、C、D，DSP的4 路输出端分别连接FPGA。
结合图2，目前常用的应用于上述移相全桥电路的移相模式进行宽范围电压输出的原理介绍如下：
移相模式：即为常见的移相全桥拓扑控制方式，如图1中，MOS管A、 B、C、D的驱动信号分别对应图2中的驱动波形A、B、C、D，所有MOS 管始终以50％占空比导通(此处忽略死区)，数字控制芯片DSP通过调节 MOS管A、B及MOS管C、D之间的移相角的大小来实现输出电压及功率的大小，此时图1中的FPGA对DSP发出的驱动信号A、B、C、D不做任何处理，直接转发给相应的MOS管。
PWM模式原理介绍如下：
在相同拓扑结构下，DSP发出的脉冲驱动信号A、B、C、D经FPGA 时，FPGA首先将开关管A和D驱动信号相与，然后将这个相与后的驱动信号A*和D*作为MOS管A和D的驱动；同样地将B和C驱动信号相与，然后再将相与后的驱动信号B*和C*作为MOS管B和C的驱动。
而实际使用时，通过对移相模式和PWM模式切换时DSP发出的驱动波形移相角的测试发现，在模式切换时，导致电压及电流过冲的根本原因是在相同移相角的情况下，移相模式输出的能量会比PWM模式大很多，所以导致在PWM模式向移相模式切换时，输出的能量突然增大，所以就产生了输出电压及电流的过冲。
本发明具体采用以下方法改善输出电压及电流的过冲：
步骤1、首先需要确定进行模式切换的电流点I1，即当输出电流＞I1时，进入移相模式，当输出电流＜I1时，进入PWM模式。至于如何确定I1的值，可参考以下方法：
在移相模式下，用闭环测试，输出设置为1V，然后逐渐加载，看当电流加至多少安培时，输出电压能够稳定在1V，并记录此时的电流值即为I1。
步骤2、将控制模式强制设置为PWM模式，并且根据设备允许输出的最大电压Umax，将电压分为N段(分段越细，效果越好，具体需根据实测效果来定)，然后带电阻负载，分别测试
Figure RE-GDA0002993250290000091
Figure RE-GDA0002993250290000092
(Umax，I1)这几个时刻的PWM模式下DSP发出的驱动波形的移相角；
步骤3、同理，将控制模式强制设置为移相模式，也分别测试
Figure RE-GDA0002993250290000093
Figure RE-GDA0002993250290000094
(Umax，I1)这几个时刻的移相模式下DSP发出的驱动波形的移相角，该步骤与步骤2执行顺序不限，也可以先执行该步骤3，再执行步骤2；
步骤4、将步骤2、3中测得的数据绘制成如下表1所示：
表1
Figure RE-GDA0002993250290000101
步骤5、根据表1中的数据，采用线性拟合的方式计算出在分段电压点之间输出相同功率的情况下，移相模式移相角与PWM模式移相角之间的关系，如图3所示；
步骤6、当PWM模式向移相模式切换时，根据切换时刻的PWM模式移相角，采用式(1)求出切换后D*N-1～D*N之间的移相模式的移相角DPS(N-1)；同理，当移相模式向PWM模式切换时，根据切换时刻的移相模式移相角，采用式(2)求出切换后DN-1～DN之间的PWM模式的移相角DPWM(N-1)，计算公式如下：
Figure RE-GDA0002993250290000102
Figure RE-GDA0002993250290000103
DN-1为
Figure RE-GDA0002993250290000104
时刻PWM模式时的移相角，D*N-1为
Figure RE-GDA0002993250290000105
Figure RE-GDA0002993250290000106
时刻移相模式时的移相角，DN为(Umax，I1)时刻PWM模式时的移相角，D*N为(Umax，I1)时刻移相模式时的移相角，由于DN-1与D*N-1以及DN与D*N都是在输出相同功率时测得的移相角，所以可以认为PWM模式时的移相角DPWM(N-1)与移相模式时的移相角DPS(N-1)所输出的功率应是基本相同的，分段越细，通过线性拟合出来的公式计算出来的切换前后的移相角所输出的功率差异就会越小，切换时的过冲也会越小。
下面以某款直流电源为例进行说明：
此电源输出电压范围：0-1000V；
输出电流范围：0-30A。
接下来按照上文中提到的6个步骤依次进行计算：
步骤1：移相模式闭环控制下，测得电源能稳定输出1V时的电流为 1.5A左右，此处为了保险起见，留了一点裕量，取I1＝2A。
步骤2：将控制模式强制设置为PWM模式，将电压分为10段，分别为(100V,2A)、(200V,2A)、……、(900V,2A)、(1000V,2A),然后带电阻负载，分别测试这10个点PWM模式下DSP发出的驱动波形的移相角；
步骤3：同理，将控制模式强制设置为移相模式，也分别测试(100V,2A)、 (200V,2A)、……、(900V,2A)、(1000V,2A)这几个点的移相模式下DSP 发出的驱动波形的移相角；
步骤4：将步骤2、3中测得的数据绘制成如下表2所示：
表2
Figure RE-GDA0002993250290000111
Figure RE-GDA0002993250290000121
步骤5：此步骤此处不做说明；
步骤6：假设当输出电压为450V时，PWM模式向移相模式切换，由于DSP是能够知道切换前PWM模式下DSP的移相角是多少，假设为 DPWM(450V)，此时可根据式1求出切换后移相模式下的移相角应为：
Figure RE-GDA0002993250290000122
DPS(450V)＝1.84DPWM(450V)-0.222
同理，当输出电压为450V时，从移相模式切换到PWM模式时，可将切换前移相模式下的移相角DPS(450V)代入式2，求出切换后PWM模式下的移相角应为：
Figure RE-GDA0002993250290000123
DPWM(450V)＝0.5435DPS(N-1)+0.1206
以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (10)

1.一种改善PWM模式与移相模式切换时电压电流过冲的方法，应用于移相全桥电路，其特征在于：包括如下步骤：
步骤1、首先确定进行模式切换的电流点I1，即当输出电流＞I1时，进入移相模式，当输出电流＜I1时，进入PWM模式；
步骤2、将控制模式强制设置为PWM模式，并且根据设备允许输出的最大电压Umax，将电压分为N段，然后带电阻负载，分别测试
Figure FDA0002891964560000011
Figure FDA0002891964560000012
这几个时刻的PWM模式下DSP发出的驱动波形的移相角D1、D2、……、DN-1、DN；
步骤3、同理，将控制模式强制设置为移相模式，也分别测试
Figure FDA0002891964560000013
Figure FDA0002891964560000014
这几个时刻的移相模式下DSP发出的驱动波形的移相角D*1、D*2、……、D*N-1、D*N；
步骤4、将步骤2、3中测得的数据绘制成表；
步骤5、根据表中的数据，采用线性拟合的方式计算出在分段电压点之间输出相同功率的情况下，移相模式移相角与PWM模式移相角之间的关系；
步骤6、当PWM模式向移相模式切换时，根据切换时刻的PWM模式移相角，采用式(1)求出切换后D*N-1～D*N之间的移相模式的移相角DPS(N-1)；同理，当移相模式向PWM模式切换时，根据切换时刻的移相模式移相角，采用式(2)求出切换后DN-1～DN之间的PWM模式的移相角DPWM(N-1)，计算公式如下：
Figure FDA0002891964560000015
Figure FDA0002891964560000016
2.如权利要求1所述的改善PWM模式与移相模式切换时电压电流过冲的方法，其特征在于：I1值的确定方法如下：
在移相模式下，用闭环测试，输出设置为一固定值，然后逐渐加载，观察当电流加至多少安培时，输出电压能够稳定在该固定值，并记录此时的电流值即为I1。
3.如权利要求2所述的改善PWM模式与移相模式切换时电压电流过冲的方法，其特征在于：所述固定值为1V。
4.如权利要求1所述的改善PWM模式与移相模式切换时电压电流过冲的方法，其特征在于：所述步骤4中，将步骤2、3中测得的数据绘制成表包括三栏：工作点、相应工作点对应的PWM模式移相角以及相应工作点对应的移相模式移相角，工作点包括
Figure FDA0002891964560000021
Figure FDA0002891964560000022
相应工作点对应的PWM模式移相角分别为D1、D2、……、DN-1、DN，相应工作点对应的移相模式移相角分别为D*1、D*2、……、D*N-1、D*N。
5.如权利要求1所述的改善PWM模式与移相模式切换时电压电流过冲的方法，其特征在于：所述移相全桥电路的拓扑结构为：
移相全桥电路的原边包括四个开关管A、B、C、D组成的全桥结构、电感L1、谐振电感Ls、电容C1、隔直电容C2，开关管A、B串联，开关管C、D串联，移相全桥电路接在母线Vbus+与Vbus-之间，母线Vbus+与Vbus-之间接电容C1，开关管A、B之间的结点通过电感L1、隔直电容C2连接谐振电感Ls的一端，谐振电感Ls的另一端连接原边变压器的一端，开关管C、D之间的结点连接原边变压器的另一端，直流电压加在母线Vbus+与Vbus-之间；
移相全桥电路的副边包括四个二极管串并联组成的整流电路以及电感电容并联组成的LC滤波电路，LC滤波电路并联在整流电路输出端，LC滤波电路与整流电路的的正向输入端之间连接电感L2，整流电路的2个输入端分别连接副边变压器的两端，LC滤波电路的输出端分别输出Vout+和Vout-。
6.如权利要求5所述的改善PWM模式与移相模式切换时电压电流过冲的方法，其特征在于：移相全桥电路的拓扑结构的控制电路包括FPGA以及DSP，FPGA输出端分别连接开关管A、B、C、D的栅极，输出4路控制信号分别控制开关管A、B、C、D，DSP的4路输出端分别连接FPGA。
7.如权利要求6所述的改善PWM模式与移相模式切换时电压电流过冲的方法，其特征在于：
移相模式：所有MOS管始终以50％占空比导通，数字控制芯片DSP通过调节MOS管A、B及MOS管C、D之间的移相角的大小来实现输出电压及功率的大小，FPGA对DSP发出的驱动信号A、B、C、D不做任何处理，直接转发给相应的MOS管；
PWM模式：
在相同拓扑结构下，DSP发出的脉冲驱动信号A、B、C、D经FPGA时，FPGA首先将开关管A和D驱动信号相与，然后将这个相与后的驱动信号A*和D*作为MOS管A和D的驱动；同样地将B和C驱动信号相与，然后再将相与后的驱动信号B*和C*作为MOS管B和C的驱动。
8.一种改善PWM模式与移相模式切换时电压电流过冲的系统，应用于移相全桥电路，其特征在于：包括如下模块：
模式切换的电流点确定模块，用来确定进行模式切换的电流点I1，即当输出电流＞I1时，进入移相模式，当输出电流＜I1时，进入PWM模式；
PWM模式强制设置模块，用来将控制模式强制设置为PWM模式，并且根据设备允许输出的最大电压Umax，将电压分为N段，然后带电阻负载，分别测试
Figure FDA0002891964560000041
Figure FDA0002891964560000042
这几个时刻的PWM模式下DSP发出的驱动波形的移相角D1、D2、……、DN-1、DN；
移相模式强制设置模块，用来将控制模式强制设置为移相模式，也分别测试
Figure FDA0002891964560000043
这几个时刻的移相模式下DSP发出的驱动波形的移相角D*1、D*2、……、D*N-1、D*N；
绘制表模块，用来将PWM模式强制设置模块和移相模式强制设置模块中测得的数据绘制成表；
线性拟合模块，用来根据表中的数据，采用线性拟合的方式计算出在分段电压点之间输出相同功率的情况下，移相模式移相角与PWM模式移相角之间的关系；
计算并输出移向角模块，用来当PWM模式向移相模式切换时，根据切换时刻的PWM模式移相角，采用式(1)求出切换后D*N-1～D*N之间的移相模式的移相角DPS(N-1)；同理，当移相模式向PWM模式切换时，根据切换时刻的移相模式移相角，采用式(2)求出切换后DN-1～DN之间的PWM模式的移相角DPWM(N-1)，计算公式如下：
Figure FDA0002891964560000044
Figure FDA0002891964560000051
9.如权利要求8所述的改善PWM模式与移相模式切换时电压电流过冲的系统，其特征在于：I1值的确定方法如下：
在移相模式下，用闭环测试，输出设置为一固定值，然后逐渐加载，观察当电流加至多少安培时，输出电压能够稳定在该固定值，并记录此时的电流值即为I1。
10.如权利要求8所述的改善PWM模式与移相模式切换时电压电流过冲的系统，其特征在于：移相全桥电路的拓扑结构的控制电路包括FPGA以及DSP，FPGA输出端分别连接开关管A、B、C、D的栅极，输出4路控制信号分别控制开关管A、B、C、D，DSP的4路输出端分别连接FPGA，计算并输出移向角模块将计算结果发送给DSP，控制移相全桥电路在PWM模式和移相模式之间切换。
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