CN106655783A - 一种数字电源控制电路及方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种数字电源控制电路及方法，包括：EMI滤波器、滤波电容、移相全桥变换器、高频变压器、整流滤波电路、驱动保护电路和DSP控制电路；移相全桥变换电路根据所述母线电压输出脉宽可调的高频交流方波电压；高频变压器用于实现电气隔离和升压；DSP控制电路用于对输出电压和输出电流进行采样，并与参考值进行比较，根据比较结果输出一定占空比的PWM控制信号；驱动保护电路用于根据所述PWM控制信号驱动移相全桥电路中的开关管工作；当电源出现过压、过流或过温故障时，驱动保护电路根据所述DSP控制电路输出的PWM控制信号关闭移相全桥电路中的开关管，实现功率器件的保护。

Description

一种数字电源控制电路及方法

技术领域

本发明属于电源技术领域，更具体地，涉及一种数字电源控制电路及方法。

背景技术

近年来，移相全桥变换器作为一种性能优异的变换器，在中大功率变换器中得到了广泛的应用，全桥移相PWM开关电源DC/DC电路中模拟控制芯片元件参数的精度和一致性、元件老化、功耗大、控制不够灵活等问题依然存在，存在误差、老化、温度影响、漂移、非线性不易补偿、控制精度偏低等缺点。

发明内容

针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供一种数字电源控制方法，旨在解决现有技术中模拟控制芯片存在误差、控制精度低的问题。

本发明提供了一种数字电源控制电路，包括：依次连接的EMI滤波器、滤波电容、移相全桥变换器、高频变压器和整流滤波电路，与所述移相全桥变换器连接的驱动保护电路，与所述驱动保护电路连接的DSP控制电路；所述EMI滤波器和所述滤波电容用于对输入的DC电压进行滤波，并输出稳定的母线电压；所述移相全桥变换电路根据所述母线电压输出脉宽可调的高频交流方波电压；所述高频变压器用于实现电气隔离和升压；所述整流滤波电路用于对所述高频变压器副边的高频交流方波电压进行整流和滤波，后输出28V的直流电压；所述DSP控制电路用于对输出电压和输出电流进行采样，并与参考值28V进行比较，根据比较结果输出一定占空比的PWM控制信号；所述驱动保护电路用于根据所述PWM控制信号驱动所述移相全桥电路中的开关管工作；当电源出现过压、过流或过温故障时，所述驱动保护电路根据所述DSP控制电路输出的PWM控制信号关闭所述移相全桥电路中的开关管，实现功率器件的保护。

更进一步地，所述移相全桥变换器包括：MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3、MOS管Q4、二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、电容C1、电容C2、电容C3、电容C4和电感Lr；所述MOS管Q1的漏极和MOS管Q2的漏极作为移相全桥变换器的输入端正极，MOS管Q1的源极与MOS管Q3的漏极连接后作为移相全桥变换器的输出端负极，MOS管Q3的源极和MOS管Q4的源极作为移相全桥变换器的输入端负极；MOS管Q2的源极与MOS管Q4的漏极连接后与电感Lr的一端连接，电感Lr的另一端作为移相全桥变换器的输出端正极；所述MOS管Q1的栅极、所述MOS管Q2的栅极、所述MOS管Q3的栅极和所述MOS管Q4的栅极用于接收PWM驱动信号；所述二极管D1并联连接在MOS管Q1的漏极和源极之间，电容C1与二极管D1并联连接；所述二极管D2并联连接在MOS管Q2的漏极和源极之间，电容C2与二极管D2并联连接；所述二极管D3并联连接在MOS管Q3的漏极和源极之间，电容C3与二极管D3并联连接；所述二极管D4并联连接在MOS管Q4的漏极和源极之间，电容C4与二极管D4并联连接。

更进一步地，MOS管Q1和MOS管Q2不同时导通；MOS管Q3和MOS管Q4不同时导通。

更进一步地，所述DSP控制电路为型号TMS320F28335的DSP芯片。

本发明还提供了一种数字电源控制方法，包括下述步骤：

(1)判断是否有启动信号，若是，则启动初始化步骤，并当初始化完成后电源运行；若否，则判断是否有停止信号，若是，则设置禁止PWM输出寄存器，电源停止运行；

(2)通过ADC中断来进行AD转换数据的读取，获得采集的电压、电流和温度；

(3)通过EPWM1周期中断来进行PI控制，并获得移相角和重载比较寄存器值；

(4)通过EPWM2下溢中断来获得重载比较寄存器值，并与EPWM1周期中断共同生成移相PWM信号实现控制占空比；

(5)通过EPWM3周期中断来进行定时计数。

更进一步地，所述初始化包括DSP初始化、外设模块初始化和对全局变量进行初始化；所述DSP初始化具体为：设置系统时钟频率，设置高速外设HISPCP和低速外设LOSPCP寄存器，设置I/O口复用控制寄存器，将通用GPIOx口各引脚定义为基本功能或外设功能，设置PIE控制器；所述外设模块初始化具体为：对ADC模数转化模块进行初始化，并对PWM模块进行初始化。

更进一步地，PI控制具体包括：

(3.1)根据电压采集值和电压参考值获得电压偏差值＝电压参考值–电压采集值；

(3.2)对积分值进行限幅处理后获得比例值和积分值；

(3.3)根据所述比例值和积分值获得输出值Result＝比例值+积分值，并对所述输出值进行限制处理，使其通过输出值计算的移相角在0～180°范围内变化；

(3.4)根据公式θ＝Tp/2-(Result*Tp/2)/4096/2计算移相角θ；其中，Result为步骤(3.3)计算的输出值，Tp为PWM的周期；

(3.5)在EPWM1周期中断及EPWM2下溢中断中分别设置PWM1计数器、PWM4计数器、PWM2计数器和PWM3计数器的值，生成移相PWM驱动信号。

更进一步地，在ADC中断中，50微秒中断一次；在EPWM1周期中断中，50微秒中断一次；在EPWM2下溢中断中，50微秒中断一次；在EPWM3周期中断中，500微秒中断一次。

本发明中，用数字化方法代替模拟控制，可以消除温度漂移等常规模拟调节器难以克服的缺点，有利于参数整定和变参数调节，便于通过程序软件的改变方便地调整控制方案和实现多种新型控制策略，同时可减少元器件的数目、减轻了重量、缩短了开发周期、简化硬件结构，从而提高系统的可靠性。

附图说明

图1为本发明实施例提供的数字电源控制电路的总体结构框图。

图2为移相全桥ZVS PWM变换器主电路图。

图3为DSP控制电路结构图。

图4为移相PWM生成原理示意图。

图5为本发明实施例提供的数字电源控制方法中PI控制子程序流程图。

图6为本发明实施例提供的数字电源控制方法的主程序流程图。

图7为移相全桥ZVS变换器闭环仿真图。

图8为带闭环控制输出电压、电流仿真波形图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明采用数字控制克服了以往全桥移相PWM开关电源DC/DC电路中模拟控制芯片存在的误差、老化、温度影响、漂移、非线性不易补偿、控制精度偏低等缺点，提高了电源的灵活性、适应性和可靠性。在此对全桥移相PWM开关电源的数字化控制方法进行了设计，在主电路和控制电路各环节理论的基础上设计了一款数字控制方式的20kHz全桥移相PWM开关电源，输入电压范围(20V-31V)，输出电压28V，并应用matlab仿真软件对开关电源主电路的运行情况进行了仿真.仿真和实验结果均表明系统设计可行，性能指标基本可以满足设计要求。

本发明提供了一种数字电源控制方法，提出全桥移相PWM开关电源的DSP实现方案框图，对其主电路和控制电路的硬件电路及参数估算进行详细设计，并对其数字控制系统的软件设计方法进行设计，应用仿真软件matlab对所设计的1.4kW，20kHz(50A，28V)开关电源进行了控制系统仿真。

本发明的目的就是要提供一种全桥移相PWM开关电源的数字化控制方法。经过软件仿真和实验验证，通过TMS320F28335实现数字控制，输入电压在较宽范围内变化时都能获得满意的控制效果。表明该数字化控制方法是可行的。

本发明提供的一种全桥移相PWM开关电源的数字化控制方法主要包括：移相全桥DC/DC变换电路、驱动保护电路、高频变压器、整流滤波电路以及DSP控制电路等几部分。移相全桥DC/DC变换电路由4个功率开关管MOSFET组成，通过控制开关管的通断顺序和通断时间，实现零电压开关；高频变压器起到隔离与升压的作用；整流滤波电路实现对变压器副边的高频电压进行整流和滤波。数字控制系统对输出电压进行闭环控制，将检测到的输出电压和电流信号送入AD，与参考值28V比较后，通过控制算法产生PWM驱动信号，控制功率开关管MOSFET的通断，以得到相应的输出电压和电流值。

本发明的优点表现在以下几个方面：DSP数字控制能实现比模拟控制更为高级且复杂的策略，数字Pl系统易于实现模块化管理，能消除因离散元件引起的不稳定和电磁干扰，可在同样的硬件环境下尝试不同的控制策略，寻求最优控制方案。数字控制方法的实现减少了分立元件的数量，减轻了重量，缩短了开发周期，并具有针对不同设计目标的设计灵活性。

以下结合附图对本发明作进一步的详细描述：

如图1所示，本发明的一种全桥移相PWM开关电源的数字化控制电路包括：EMI滤波器、滤波电容、移相全桥变换、高频变压器、整流滤波电路、DSP控制电路和驱动保护电路；EMI滤波器和滤波电容对输入的DC20V～31V电压滤波，为移相全桥变换器提供稳定的母线电压。移相全桥变换电路由4个功率开关管MOSFET组成，为高频变压器提供脉宽可调的高频交流方波电压；高频变压器起到电气隔离与升压的作用；整流滤波电路实现对变压器副边的高频交流方波电压进行整流和滤波，得到28V的直流电压。DSP控制电路通过对输出电压和输出电流进行采样，与参考值28V比较，通过PI控制算法，输出一定占空比的PWM；PWM通过驱动电路放大隔离，驱动移相全桥电路的4个开关管工作。若电源出现过压、过流、过温等故障，DSP立即给出封锁驱动信号开出量，关闭功率器件进行保护。

如图2所示，28V直流电压经由Q1～Q4构成的逆变电路产生高频开关脉冲，再经高频变压器在次级线圈感应出交变的方波脉冲，由全波整流电路和LC滤波器消除高频成分、电流冲击并减小电路的纹波系数，得到所需的恒定直流电压。

其中Q1-Q4为四只开关管；D1-D4为开关管的反并联二极管；C1-C4为开关管的寄生电容或外接电容；Lr是谐振电感或者变压器的漏感。通过变压器的漏感或者外加电感Lr与功率开关管输出电容C1-C4的谐振，在电感储能释放的过程中，使C_i上的电压u_ci逐步下降到零，而使开关管体内的寄生二极管D_i开通，从而使电路中4个开关管实现零电压开通或关断。每个桥臂的两个开关管均为180°互补导通，两个桥臂相应的开关管的驱动信号之间相差一个相位，通过调节相位角的大小来调节输出电压。其中Q1和Q3组成的桥臂为超前桥臂，Q2和Q4的桥臂为滞后桥臂，超前桥臂和滞后桥臂之间的移相角越小，输出电压越大，反之，移相角越大，输出电压越低。

通过改变驱动脉冲的占空比达到改变输出电压的目的，实现28V的恒压输出。设计要求：输出功率Po＝1.4kW。输出稳定的直流电压U0＝28V，则额定输出电流I0＝P0/U0＝50A，即为高频变压器次级电流。通过计算，初级电流I＝82.5A，则可得到流过MOSFET的电流为82.5A，而加在开关管两端的正向电压为28V。据此选择型号为IXFN420N10T的MOSFET。逆变桥上的电容可选用400μF的电容，开关管上超前臂的电容选取为两个0.47uf并联，滞后臂上为0.47uf的电容。逆变电路的输出电压31V加至高频变压器初级，在变压器作用下，次级电压为77.5V，这就要求变压器的匝数比为1：2.5。全波整流电路将高频变压器输出的正负对称的脉冲电压整流成单向脉动直流电压。然后采用LC输出滤波器将脉动直流变成满足设计要求的直流电压。考虑电路的工作频率很高，选择输出整流二极管为反向恢复时间短的快恢复二极管。

如图3所示，数字电源技术的核心是控制电路的数字化。控制电路采用DSP芯片TMS320F28335。利用F28335内全比较单元具有的下溢中断和周期中断功能，在每半个周期重载比较寄存器的值，修改PWM波的上升沿和下降沿位置，从而实现相位和宽度的变化，只使用两个比较单元就可以实现四路移相PWM波的输出。

采用移相控制方式，通过DSP对给定信号、参数反馈进行处理、运算与控制。经驱动电路控制逆变电路的4个开关管，根据U0检测信号反馈进行调节移相角，当U0由于负载或输入电压波动下降时，减小移相角，使逆变器输出电压方波脉宽增加。从而使输出电压上升到稳定值。反之当以上升时，增加移相角，使逆变器输出电压方波减小，从而使以下降到稳定值，以达到高频电源数字化控制。

开关电源中，当电源内部元器件随外部环境的变化其性能参数发生变化、输入电压波动、外部负载变化或某些突发事件出现时，均会引起输出电压变化。输出电流电压反馈信号经低通滤波和AD转换后得到DSP所能接受并处理的数字信号，然后与参考值28V行比较，并完成PI运算，得到电源的占空比信号，最后DSP向PWM信号发生电路发送信号。PWM信号发生器经过驱动电路向电源主电路的MOSFET发送PWM信号，从而控制开关器件导通和截止的时间，达到稳定输出电压的目的。

采样电路完成输出电流、电压的采样。电路采取光耦隔离措施，可使主电路强电与DSP控制系统弱电间保持控制信号的联系，切断电气的联系。

为保障电源安全可靠工作。保护电路的实时监控和各种保护功能必不可少。因此，必须对送入A/D模块的电压电流及其他相关信号作实时检测，一旦超过参考值28V，必须在短时间内切断主电路功率开关管。故障信号发生后，封锁驱动信号，关闭功率器件，及时保护电源系统。

驱动电路是控制电路与主电路的接口，驱动电路选用MOSFET专用集成驱动芯片IXDN609SI，4个MOSFET的栅极驱动电路独立。

如图4所示，DSP数字控制能实现比模拟控制更为高级且复杂的策略，数字Pl系统易于实现模块化管理，能消除因离散元件引起的不稳定和电磁干扰，可在同样的硬件环境下尝试不同的控制策略，寻求最优控制方案。

全桥移相产生四路独立的PWM驱动信号，满足上下桥臂两管的驱动波形180°互补，且有一定死区，以保证同一桥臂两管不同时导通。四路驱动占空比大小固定，考虑死区时间，实际占空比略小于50％。对角开关管中的超前管的驱动信号领先滞后管一个移相角，移相范围0°～180°，移相角在闭环控制过程中根据控制策略动态调整。

具体实现方法：首先，将定时器设为连续递增递减计数模式，在下溢中断时将valuel的值装入比较寄存器，在周期中断时将value2装入比较寄存器，其中valuel+value2＝常数，这样就能保证输出波形的占空比为定值，valuel的变化则对应着上升沿的位置，从而改变固定占空比的PWM波的相位。假设PWMl与PWM4之间的移相角为θ，对应计数器的值为ps，半周期对应计数器的值为Th，在前半周期即下溢中断时，设置PWMl计数器的值为Th+ps/2，PWM4计数器的值为Th-ps/2，在后半周期，即周期中断时，将PWMl的比较寄存器的值重载为Th+ps/2，PWM4的比较寄存器的值重载为Th+ps/2，这样PWMl和PWM4之间的移相角对应的脉冲宽度为ps，改变ps就可以改变PWMl和PWM4之间的相移，达到调节占空比的目的，PWM3和PWM2分别与PWMl和PWM4的波形互补，并存在一个死区。

如图5所示，采用数字PI控制器来实现电压和电流的动态稳定，电源数字化控制器根据输出电压参考值和输出电压反馈值相减得到的输出电压偏差值e(t)来计算移相角θ，从而控制功率管的占空比，在PWM的频率不变的情况下，即周期寄存器的值不变的情况下，由控制量u(t)改变比较寄存器的值便可以改变功率管的占空比。移相角小，输出电压高，移相角大，输出电压低。

当进入PI调节子程序时，首先需要根据系统输出电压参考值和反馈值计算输出电压偏差。为防止在系统运行初期，由于移相角过小使得开关管占空比D过大，需要做一定的积分限幅处理。因为瞬间过大的占空比有时候可能会引起过大的电流，从而导致开关管的损坏。另外，在系统进入稳态后，偏差是很小的，如果偏差在0.1-0.9毫伏范围内波动，控制器对这样微小的偏差计算后，将会输出一个微小的控制量，此时输出的控制值在±0.05°范围内，不断改变自己的方向，频繁动作，发生振颤，这样不利于输出电压稳定。因此，当控制过程进入这种状态时，就进入系统设定的一个输出允许带时(即输出限幅)，不改变控制量，使输出电压调节过程能够稳定进行。

下面以步骤的形式描述其具体流程：

步骤1：计算电压偏差值

电压偏差值＝电压参考值28V–电压采集值；

步骤2：计算比例值和积分值

对积分值进行限幅处理，允许在一定范围内变化；

步骤3：输出限幅

输出值＝比例值+积分值，对输出值进行限制处理，使其通过输出值计算的移相角在0～180°范围内变化；

步骤4：计算移相角

步骤5：设置比较寄存器的值

数字滤波实际就是通过DSP对采样信号进行平滑加工，加强其有用信号，消除和减少各种干扰和噪声，提高系统可靠性。在进行数据处理和PI调节前，应首先对采样值进行数字滤波。系统采用中值滤波，对目标参数进行连续采样，然后去掉1/3个最大值，1/3个最小值，余下的再求算术平均值。

如图6所示，数字电源软件部分主要包括：DSP初始化，AD数据采集、移相PWM产生、数字PI控制器等程序模块，其中中断子程序有ADC中断、EPWM1周期中断、EPWM2下溢中断和EPWM3周期中断，分别完成AD转换数据的读取、控制算法和半周期重载比较寄存器值、半周期重载比较寄存器值、定时等功能。系统主程序工作过程是：上电后，先进行系统初始化和定时器使能，开中断，AD中断被定时器的下溢匹配事件触发，启动数据转换，并调用数字PI调节器子程序、根据计算后的数据完成占空比计算和移相PWM发生子程序，产生系统的PWM脉冲信号。之后，进入下一次数据转换和占空比计算，重复前一周期工作过程。

详述数字电源控制方法的实现流程，以步骤形式阐述：

步骤1：DSP初始化

1.1设置系统时钟频率；

1.2设置高速外设HISPCP和低速外设LOSPCP寄存器；

1.3设置I/O口复用控制寄存器，将通用GPIOx口各引脚定义为基本功能或外设功能；

1.4设置PIE控制器；

步骤2：外设模块初始化

2.1ADC模数转化模块初始化；

2.2PWM模块初始化；

步骤3：全局变量初始化

步骤4：电源启动

4.1判断是否有启动信号，有启动信号就进行启动初始化，初始化完成后电源运行；

步骤5：电源停止

5.1判断是否有停止信号，有停止信号就设置禁止PWM输出寄存器，电源停止运行；

步骤6：中断功能

6.1ADC中断：50微秒中断一次，主要进行AD转换数据的读取，采集电压、电流、温度；

6.2EPWM1周期中断：50微秒中断一次，主要进行PI控制算法得到移相角、以及重载比较寄存器值；

6.3EPWM2下溢中断：50微秒中断一次，重载比较寄存器值；与EPWM1周期中断共同生成移相PWM，控制占空比；

6.4EPWM3周期中断：500微秒中断一次，用于定时计数。

如图7所示，系统仿真以一台样机的参数为指标，对系统进行单电压环闭环控制，Gc(s)采用PI调节，采用Matlab自带的工具箱sisotool，对系统进行补偿，使系统的相位余量为40度以上，同时穿越频率为开关频率的1/20-1/10，其参数如下：Vin＝28、n＝0.4、Lr＝3uH、L＝150uH、R＝0.56、C＝4700uF、f＝20kHz。PI补偿函数如公式(1)所示。(1)结合式(1)得出的PI控制器，将移相全桥变换器的参数带入到Simuink中建立移相全桥变换器的闭环系统。

如图8所示，仿真结果图形横坐标表示时间，上面仿真结果图形纵坐标表示输出电压，下面仿真结果图形纵坐标表示输出电流。上面仿真结果图形输出电压稳定在28V，下面仿真结果图形输出电流为额定50A，其调节时间为0.014s，稳态误差为0，说明所设计的PI控制器基于良好的动态响应和稳态性能。

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种数字电源控制电路，其特征在于，包括：依次连接的EMI滤波器、滤波电容、移相全桥变换器、高频变压器和整流滤波电路，与所述移相全桥变换器连接的驱动保护电路，与所述驱动保护电路连接的DSP控制电路；

所述EMI滤波器和所述滤波电容用于对输入的DC电压进行滤波，并输出稳定的母线电压；

所述移相全桥变换电路根据所述母线电压输出脉宽可调的高频交流方波电压；

所述高频变压器用于实现电气隔离和升压；

所述整流滤波电路用于对所述高频变压器副边的高频交流方波电压进行整流和滤波后输出直流电压；

所述DSP控制电路用于对输出电压和输出电流进行采样，并与参考值进行比较，根据比较结果输出一定占空比的PWM控制信号；

所述驱动保护电路用于根据所述PWM控制信号驱动所述移相全桥电路中的开关管工作；当电源出现过压、过流或过温故障时，所述驱动保护电路根据所述DSP控制电路输出的PWM控制信号关闭所述移相全桥电路中的开关管，实现功率器件的保护。

2.如权利要求1所述的数字电源控制电路，其特征在于，所述移相全桥变换器包括：MOS管Q1、MOS管Q2、MOS管Q3、MOS管Q4、二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、电容C1、电容C2、电容C3、电容C4和电感Lr；

所述MOS管Q1的漏极和MOS管Q2的漏极与电源正极相连，MOS管Q3的源极和MOS管Q4的源极与电源负极相连，MOS管Q1的源极与MOS管Q3的漏极连接线中点与变压器T原边一端相连，变压器原边另一端与谐振电感Lr的一端连接，谐振电感Lr的另一端连接MOS管Q2的源极与MOS管Q4的漏极连接线中点；

所述MOS管Q1的栅极、所述MOS管Q2的栅极、所述MOS管Q3的栅极和所述MOS管Q4的栅极用于接收PWM驱动信号；

所述二极管D1并联连接在MOS管Q1的漏极和源极之间，电容C1与二极管D1并联连接；所述二极管D2并联连接在MOS管Q2的漏极和源极之间，电容C2与二极管D2并联连接；所述二极管D3并联连接在MOS管Q3的漏极和源极之间，电容C3与二极管D3并联连接；所述二极管D4并联连接在MOS管Q4的漏极和源极之间，电容C4与二极管D4并联连接。

3.如权利要求2所述的数字电源控制电路，其特征在于，MOS管Q1和MOS管Q2不同时导通；MOS管Q3和MOS管Q4不同时导通。

4.如权利要求1或2所述的数字电源控制电路，其特征在于，所述DSP控制电路为型号TMS320F28335的DSP芯片。

5.一种数字电源控制方法，其特征在于，包括下述步骤：

(1)判断是否有启动信号，若是，则启动初始化步骤，并当初始化完成后电源运行；若否，则判断是否有停止信号，若是，则设置禁止PWM输出寄存器，电源停止运行；

(2)通过ADC中断来进行AD转换数据的读取，获得采集的电压、电流和温度；

(3)通过EPWM1周期中断来进行PI控制，并获得移相角和重载比较寄存器值；

(4)通过EPWM2下溢中断来获得重载比较寄存器值，并与EPWM1周期中断共同生成移相PWM信号实现控制占空比；

(5)通过EPWM3周期中断来进行定时计数。

6.如权利要求5所述的数字电源控制方法，其特征在于，所述初始化包括DSP初始化、外设模块初始化和对全局变量进行初始化；所述DSP初始化具体为：设置系统时钟频率，设置高速外设HISPCP和低速外设LOSPCP寄存器，设置I/O口复用控制寄存器，将通用GPIOx口各引脚定义为基本功能或外设功能，设置PIE控制器；所述外设模块初始化具体为：对ADC模数转化模块进行初始化，并对PWM模块进行初始化。

7.如权利要求5所述的数字电源控制方法，其特征在于，PI控制具体包括：

(3.1)根据电压采集值和电压参考值获得电压偏差值＝电压参考值–电压采集值；

(3.2)对积分值进行限幅处理后获得比例值和积分值；

(3.3)根据所述比例值和积分值获得输出值Result＝比例值+积分值，并对所述输出值进行限制处理，使其通过输出值计算的移相角在0～180°范围内变化；

(3.4)根据公式θ＝Tp/2-(Result*Tp/2)/4096/2计算移相角θ；其中，Result为步骤(3.3)计算的输出值，Tp为PWM的周期；

(3.5)在EPWM1周期中断及EPWM2下溢中断中分别设置PWM1计数器、PWM4计数器、PWM2计数器和PWM3计数器的值，生成移相PWM驱动信号。

8.如权利要求5所述的数字电源控制方法，其特征在于，在ADC中断中，50微秒中断一次；在EPWM1周期中断中，50微秒中断一次；在EPWM2下溢中断中，50微秒中断一次；在EPWM3周期中断中，500微秒中断一次。