CN103078530B - 一种快速瞬态响应的数字功率因数变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

一种快速瞬态响应的数字功率因数变换器，设有EMI滤波器、整流电路、Boost型变换器功率级主拓扑结构、两个分压单元、三个A/D采样转换单元、预测控制单元、PID控制单元、占空比修正单元和数字脉冲调制器，交流电压AC连接EMI滤波器的输入端，EMI滤波器的输出端与整流电路的输入端连接，第二分压单元的输入端连接整流电路的输出端也是主拓扑结构的输入端，第一分压单元的输入端与主拓扑的输出端连接，三个A/D采样转换单元的输出端分别连接预测控制单元，输出信号和参考电压信号V_ref比较后输出电压误差信号和输出电压误差偏差信号至PID控制单元，占空比修正单元的输出信号与PID控制单元的输出信号相乘后连接数字脉冲调制器，数字脉冲调制器的输出端连接主拓扑结构中MOS管Q的栅极。

Description

一种快速瞬态响应的数字功率因数变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及数字功率因数变换器，尤其涉及一种快速瞬态响应的数字功率因数变换器及其控制方法，该变换器能够有效提高功率因数值接近于1，并能够克服数字变换器的时延效应，提高变换器的瞬态响应性能。

背景技术

开关变换器等电力电子装置已经广泛应用于电力系统、工业、交通以及家庭等领域，由此产生的电网侧输入功率因数降低和谐波污染等问题也日趋严重。为了减小谐波污染，保证电网供电质量，提高开关变换器输入端的功率因数，达到节能效果，必须对开关变换器电力电子装置进行功率因数校正。相对与传统模拟功率因数校正变换器，数字校正变换器可以优化控制策略，提高集成度与可靠性，对环境变化具有更强的抗干扰性。校正开关变换器需要在输入电压域范围内功率因数值都能保持在一个接近1的范围内从而降低谐波污染和能量损耗。而且数字变换器的控制环路中存在数据的采样、量化、数据处理、算法补偿、DPWM生成等步骤，环路时延是数字控制系统中的固有缺陷，这也影响了数字功率因数校正变换器的瞬态响应性能。

发明内容

为了提高数字功率因数开关变换器的功率因数值和瞬态响应性能，本发明提供了一种快速瞬态响应的数字功率因数变换器及其控制方法，设置预测控制单元可以解决数字控制环路中存在的时延问题，而占空比修正单元则根据输入电压的实时变化动态修正调节占空比值，可有效提高变换器的功率因数值和瞬态响应性能。

本发明采取的技术方案如下：

一种快速瞬态响应的数字功率因数变换器，其特性在于：设有EMI滤波器、整流电路、Boost型变换器功率级主拓扑结构、两个分压单元、三个A/D采样转换单元、预测控制单元、PID控制单元、占空比修正单元和数字脉冲调制器；

输入交流电压AC连接EMI滤波器的输入端，交流电压AC一端接地，EMI滤波器的输出端与整流电路的输入端连接；

第二分压单元的输入端连接在整流电路的输出端上，也是Boost型变换器功率级主拓扑结构的输入端，由两个分压电阻R₃和R₄串联构成，电阻R₃与R₄的串接端连接第一A/D采样转换单元的输入端，电阻R₃的另一端连接整流电路的一个输出端，电阻R₄的另一端连接整流电路的另一个输出端；

Boost型变换器功率级主拓扑结构包括电感L、MOS管Q、二极管D、电容C和输出负载电阻R，电感L的一端连接整流电路与电阻R₃连接的那个输出端，电感L的另一端连接MOS管Q的漏极和二极管D的正端，二极管D的负端与电容C的一端、输出负载电阻R的一端连接在一起，电容C的另一端、输出负载电阻R的另一端、MOS管Q的源极共同连接整流电路与电阻R₄连接的那个输出端；

第一分压单元的输入端与主拓扑的输出端连接，由两个分压电阻R₁和R₂串联构成，电阻R₁与R₂的串接端连接第三A/D采样转换单元的输入端，电阻R₁的另一端连接主拓扑结构中二极管D的负端，电阻R₂的另一端与MOS管Q的源极以及第二A/D采样转换单元的输入端连接在一起；

第一、第二、第三A/D采样转换单元的输出端分别连接预测控制单元的三个输入端，预测控制单元的输出信号和参考电压信号V_ref共同输入到比较器，比较器分别输出电压误差信号和输出电压误差偏差信号至PID控制单元，第一A/D采样转换单元的输出信号还连接占空比修正单元输入端，占空比修正单元的输出信号与PID控制单元的输出信号经乘法器相乘后连接数字脉冲调制器的输入端，数字脉冲调制器的输出端连接主拓扑结构中MOS管Q的栅极。

上述数字功率因数变换器的控制方法，其特征在于：第一、第二、第三A/D采样转换单元分别采样数字功率因数变换器的模拟输入电压值V_in[t]、模拟电感电流值i_L[t]和模拟输出电压值V_o[t]，分别经过AD转换得到相应的数字输入电压值V_in[k]、数字电感电流值i_L[k]和数字离散输出电压值V_o[k]，将数字输入电压值V_in[k]、数字电感电流值i_Lk]和数字离散输出电压值V_o[k]共同输入至预测控制单元，预测控制单元执行预测控制算法预测计算下周期的输出电压值V_o[k+1]，将预测单元的输出信号V_o[k+1]与参考电压信号V_ref作比较，得到输出电压误差信号e[k+1]和输出电压误差偏差信号Δe[k+1]，将电压误差信号e[k+1]和电压误差偏差信号Δe[k+1]作为PID控制单元的输入信号，PID控制单元执行PID控制算法，其输出信号为d[k]，占空比修正单元的输入信号为V_in[k]，占空比修正单元执行占空比修正算法，其输出为修正参数信号K，PID控制单元输出信号d[k]与修正参数信号K做乘积运算获得修正信号数字脉冲调制器的输入信号为修正信号数字脉冲调制器输出相应的占空比信号，与主拓扑结构的MOS管栅极连接，控制MOS管的开关状态；具体方法是：

1）在第k个开关周期的初始，分别采样变换器的模拟输出电压值V_o[t]、模拟电感电流值i_L[t]和模拟输入电压值V_in[t]、经过AD转换得到相应的数字离散输出电压值V_o[k]、电感电流值i_L[k]和输入电压值V_in[k]；

2）第k周期数字离散输出电压值V_o[k]、输入电压值V_in[k]、电感电流值i_L[k]作为预测控制单元的输入信号，根据Boost型变换器主拓扑结构所内在的输出电压与电感电流关系，插入n个插值点作迭代运算，预测求得第k+1周期的数字离散输出电压值V_o[k+1]和电感电流值i_L[k+1]；

3）预测的数字输出电压值V_o[k+1]与参考电压值V_ref作比较得到输出电压误差值e[k+1]和输出电压误差偏差值Δe[k+1]，这样下一开关周期的误差值e和误差偏差值Δe提前被应用输入到PID控制单元，从而降低数字系统环路时延的影响；

4）PID控制单元根据提前预测的e[k+1]和Δe[k+1]值，控制输出占空比信号d[k]，以稳定变换器的输出电压值；

5）占空比修正单元根据第一A/D采样转换单元所离散化的输入电压值V_in[k]，获得占空比修正参数K为将修正参数K与PID输出占空比信号d[k]相乘得修正PID输出占空比信从而提高功率因数变换器的功率因数值；

6）数字脉冲调制器根据修正输出占空比值输出相应的PWM信号，驱动变换器的功率管的开关状态，从而调节变换器的输出电压；

7）数字功率因数变换器的输出电压、电感电流和输入电压经第一、第二、第三A/D采样转换单元再次采样转换，经过预测控制单元、PID控制单元、占空比修正单元、数字脉冲调制器形成新的PWM信号控制MOS功率开关管，循环控制直至数字功率因数变换器输出电压值与参考电压值V_ref一致。

本发明的优点及有益成果：

1）本发明通过预测控制单元有效补偿数字功率因数校正变换器的数字控制环路中存在的时延问题，降低由于时延效应所引起的控制滞后，提高变换器瞬态响应能力；

2）本发明通过占空比修正，根据输入电压的实时值输出占空比修正值，改变开关周期内的电感电流变换情况，从而提高校正变换器的功率因数值，降低电网输入端的能量损耗；

3）本发明总体性能优越，且具有可扩展性和可移植性，可以与新的控制策略集成应用，进一步提高校正变换器的性能；

4）本发明采用数字控制实现方式，相对于模拟控制更为灵活，设计更为简单。

附图说明

图1是DCM模式功率因数校正变换器的电感电流波形示意图；

图2是本发明具有高功率因数快速瞬态响应的数字功率因数校正变换器整体图；

图3是有/无占空比修正控制方法的功率因数校正变换器的功率因数（PF）值；

具体实施方式

图1所示为DCM模式（Discontinuous Current Mode）功率因数校正变换器的电感电流波形，在开关管导通期间，电感两端电压值为V_in，电感电流以线性上升斜率由零电流上升至i_L(pk)，上升时间为d₁T_s,在开关管关断期间，电感两端电压值为V_in-V_o，电感电流以线性下降斜率由i_L(pk)下降至零电流，下降时间为d₂T_s，在d₃T_s时间段期间，电感电流保持为零电流状态。

本发明具有高功率因数快速瞬态响应的数字功率因数变换器整体图如图2所示，包括EMI滤波器、二极管整流电路、Boost型变换器功率级主拓扑结构、第一、第二分压单元、第一、第二、第三A/D采样转换单元、预测控制单元、PID控制单元、占空比修正单元、数字脉冲调制器（DPWM），数字控制环路与Boost变换器功率级主拓扑结构构成闭环系统。

EMI滤波器与输入电压AC端连接，其输出端与二极管整流电路输入端相连，二极管整流电路的输出端与Boost型变换器功率级主拓扑结构的输入端连接，Boost型变换器功率级主拓扑结构包括电感L、MOS管Q、二极管D、电容C和输出负载电阻R，MOS管与数字脉冲调制器单元连接，分压单元一由分压电阻R₁和R₂串联组成，其输入端与主拓扑的输出端连接，输出端与AD转换单元三输入端连接，分压单元二由分压电阻R₃和R₄串联组成，其输入端与主拓扑的输入端连接，输出端与AD转换单元一输入端连接，AD转换单元一的输入信号为V_in[t]，AD转换单元一的输出端与修正单元输入端连接，AD转换单元二的输入信号为电感电流值i_L[t]，其输出端与预测单元的输入端连接，AD转换单元三的输入信号为输出电压值V_o[t]，其输出端亦与预测单元的输入端连接，预测单元根据输入信号V_o[k]、i_L[k]、V_in[k]执行预测控制算法预测计算下周期的输出电压值V_o[k+1]，预测单元的输出端输出信号V_o[k+1]与参考电压信号V_ref作比较得到输出电压误差信号e[k+1]和输出电压误差偏差信号Δe[k+1]，PID控制单元的输入信号分别为e[k+1]和Δe[k+1]，执行PID控制算法，其输出端的输出信号为d[k]，修正单元的输入信号为V_in[k]，执行占空比修正算法，其输出端的输出信号为修正参数信号K，信号d[k]和K做乘积运算获得修正信号数字脉冲调制器的输入信号为修正信号输出相应的占空比信号，与主拓扑结构的MOS管连接，控制MOS管的开关状态。

数字控制环路的控制原理如下：功率因数变换器的模拟输出电压和模拟输入电压分别经过分压网络，再经过AD采样转换单元转换成相应的离散数字信号，而电感电流值直接经过AD采样转换单元转换成其对应的离散数字信号；输出电压、输入电压和电感电流的离散数字信号作为预测控制单元的输入信号，由于采样及转换过程的存在，存在一定的时延，此为数字控制环路整体时延的一部分，控制环路时延对变换器系统的瞬态响应性能产生影响；预测控制单元根据采样转换输出的数字输出电压值、输入电压值和电感电流值，根据Boost型开关变换器的主拓扑结构，分析连续域情况下输出电压、电感电流和电容电流等之间的逻辑关系，采用多次迭代运算，预测出下一开关周期输出电压值，提前将下周期输出电压值输出到PID控制单元；下周期的输出电压值与参考电压值比较得到输出电压误差值和输出电压误差偏差值，PID控制单元根据输出电压和输出电压误差偏差值，执行相应PID控制算法，输出相应的占空比值；占空比修正单元根据A/D采样转换单元所离散化的输入电压值获得占空比修正参数，修正参数与PID输出占空比值相乘得修正占空比值，所得修正占空比值经过DPWM单元输出PWM控制信号驱动开管变换器的功率管的开关状态来不断调节输出电压值和电感电流变化趋势。

数字开关变换器的具体控制方法是:：

1）在第k个开关周期的初始，分别采样变换器的模拟输出电压、模拟电感电流值和模拟输入电压值，经过AD转换得到相应的数字离散输出电压值V_o[k]、电感电流值i_L[k]和输入电压值V_in[k]；

2）第k周期数字离散输出电压值V_o[k]、输入电压值V_in[k]、电感电流值i_L[k]作为预测控制单元的输入信号，根据Boost型变换器主拓扑结构所内在的输出电压与电感电流关系，插入n个插值点作迭代运算，预测求得第k+1周期的数字离散输出电压值V_o[k+1]和电感电流值i_L[k+1]；

3）预测的数字输出电压值V_o[k+1]与参考电压值V_ref作比较得到输出电压误差值e[k+1]和输出电压误差偏差值Δe[k+1]，这样下一开关周期的误差值e和误差偏差值Δe提前被应用输入到PID控制单元，从而降低数字系统环路时延的影响；

4）PID控制单元根据提前预测的e[k+1]和Δe[k+1]值，控制输出占空比信号d[k]，以稳定变换器的输出电压值；

5）占空比修正单元根据A/D采样转换单元所离散化的输入电压值V_in[k]，获得占空比修正参数K为将修正参数与PID输出占空比信号d[k]相乘得修正PID输出占空比信从而提高功率因数变换器的功率因数值；

6）DPWM控制单元根据修正输出占空比值输出相应的PWM信号，驱动变换器的功率管的开关状态，从而调节变换器的输出电压；

7）输出电压、电感电流和输入电压经采样转换电路再次采样转换，经过预测控制单元、PID控制单元、占空比修正单元、DPWM单元形成新的PWM信号控制功率管开关，循环控制直至变换器输出电压值与参考电压值一致。

预测控制单元执行预测控制算法，第k周期数字离散输出电压值V_o[k]、输入电压值V_in[k]和电感电流值i_L[k]作为预测控制单元的输入信号，根据Boost型变换器主拓扑结构所内在的输出电压与电感电流关系，预测出第k+1周期的数字离散输出电压值V_o[k+1]和电感电流值i_L[k+1]。

在假定Boost型变换器各元件均为理想元件情况下，即不考虑开关管的导通压降，电感和输出电容的寄生电阻等参数，电感电流的关系在开关管导通和关断情况可以分别表示为

$\frac{{\mathrm{di}}_L}{\text{dt}}=\frac{V_L}{L}=\frac{V_{\mathrm{in}}-V_o}{L},$ MOSFET关断

$\frac{{\mathrm{di}}_L}{\mathrm{dt}}=\frac{V_L}{L}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L},$ MOSFET开启

电容的关系表示为

$\frac{d{V}_C}{\mathrm{dt}}=\frac{i_C}{C}$

其中表示电感的电流变化斜率，V_L表示电容两端的电压值，L为电感值，V_in为输入电压值，V_o为输出电压值，为电容的电压变化斜率，i_C为电容的电流值，C为电容容值；

三个A/D采样转换单元采样第k周期开始时刻的电感电流、输出电压值和输入电压值分别表示为离散量i_L[k]、V_o[k]、V_in[k]，则下周期的输出电压值

$V_o[k+1]=V_o\left[k\right]-\frac{V_o\left[k\right]}{\mathrm{RC}}\·(d_1+d_3)T_s+\frac{i_{\mathrm{av}}[k+1]-V_o\left[k\right]/R}{L}\·d_2{T}_s$

$i_{\mathrm{av}}[k+1]=\frac{i_{L\left(\mathrm{pk}\right)}(k+1)*(d_1+d_2)}{2}=\frac{\frac{V_{\mathrm{in}}\left(k\right)}{L}*d_1{T}_s*(d_1+d_2)}{2}$

其中，V_o[k+1]表示第k+1周期的输出电压值，R为输出负载值，d₁,d₂,d₃分别表示开关周期内的电流上升时间比例，电流下降时间比例和电流为零时间比例，T_s为开关周期时间，i_av[k+1]为第k+1周期的电流平均值，i_L(pk)(k+1)为第k+1周期的电感电流峰值；

修正控制单元执行修正控制算法，以提高数字功率因数校正变换器的功率因数值。在任意开关周期内，峰值电流值i_L(pk)可以表示为

$i_{L\left(\mathrm{pk}\right)}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L}*T_{\mathrm{on}}=\frac{\left|V_m\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\right|}{L}*T_{\mathrm{on}}=\frac{\left|V_m\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\right|}{L}*d_1{T}_s$

其中T_on为任一开关周期的开启时间，ω为输入电压的工频角频率，V_m为输入电压的峰值电压，d₁表示开关周期内的电流上升时间比例，T_s为开关周期时间；

开关周期内的平均电流值i_av可以表示为

$i_{\mathrm{av}}=\frac{d_1^2*T_s}{2L}*\frac{V_o}{V_o-V_{\mathrm{in}}}*V_{\mathrm{in}}=\frac{d_1^2*T_s}{2L}*\frac{V}{V_o-V_m\left|\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\right|}*V_{\mathrm{in}}$

其中V_o表示输出电压值；

数字功率因数校正变换器的目的是是输入电流的波形跟随输入电压值，即输入电流的表达式须为常数，加入修正参数V_o与V_ref相等，即可将非常数项略除，从而使得开关周期内的平均电流正弦化，完全跟随输入电压，功率因数接近1。

图3所示为无修正参数的功率因数校正变换器与有修正参数的功率因数校正变换器的功率因数（PF）值对比图，其中PF1为无修正参数的功率因数校正变换器所得到的PF值，PF2为有修正参数的功率因数校正变换器所得的PF值，对比证明，采用占空比修正方法后，变换器的功率因数值大为提高，接近于1。

Claims (1)

1.一种快速瞬态响应的数字功率因数变换器，设有EMI滤波器、整流电路、Boost型变换器功率级主拓扑结构、两个分压单元、三个A/D采样转换单元、预测控制单元、PID控制单元、占空比修正单元和数字脉冲调制器；

输入交流电压AC连接EMI滤波器的输入端，交流电压AC一端接地，EMI滤波器的输出端与整流电路的输入端连接；

第二分压单元的输入端连接在整流电路的输出端上，也是Boost型变换器功率级主拓扑结构的输入端，由两个分压电阻R₃和R₄串联构成，电阻R₃与R₄的串接端连接第一A/D采样转换单元的输入端，电阻R₃的另一端连接整流电路的一个输出端，电阻R₄的另一端连接整流电路的另一个输出端；

Boost型变换器功率级主拓扑结构包括电感L、MOS管Q、二极管D、电容C和输出负载电阻R，电感L的一端连接整流电路与电阻R₃连接的那个输出端，电感L的另一端连接MOS管Q的漏极和二极管D的正端，二极管D的负端与电容C的一端、输出负载电阻R的一端连接在一起，电容C的另一端、输出负载电阻R的另一端、MOS管Q的源极共同连接整流电路与电阻R₄连接的那个输出端；

第一分压单元的输入端与主拓扑的输出端连接，由两个分压电阻R₁和R₂串联构成，电阻R₁与R₂的串接端连接第三A/D采样转换单元的输入端，电阻R₁的另一端连接主拓扑结构中二极管D的负端，电阻R₂的另一端与MOS管Q的源极以及第二A/D采样转换单元的输入端连接在一起；

第一、第二、第三A/D采样转换单元的输出端分别连接预测控制单元的三个输入端，预测控制单元的输出信号和参考电压信号V_ref共同输入到比较器，比较器分别输出电压误差信号和输出电压误差偏差信号至PID控制单元，第一A/D采样转换单元的输出信号还连接占空比修正单元输入端，占空比修正单元的输出信号与PID控制单元的输出信号经乘法器相乘后连接数字脉冲调制器的输入端，数字脉冲调制器的输出端连接主拓扑结构中MOS管Q的栅极；

其特征在于：第一、第二、第三A/D采样转换单元分别采样数字功率因数变换器的模拟输入电压值V_in[t]、模拟电感电流值i_L[t]和模拟输出电压值V_o[t]，分别经过AD转换得到相应的数字输入电压值V_in[k]、数字电感电流值i_L[k]和数字离散输出电压值V_o[k]，将数字输入电压值V_in[k]、数字电感电流值i_L[k]和数字离散输出电压值V_o[k]共同输入至预测控制单元，预测控制单元执行预测控制算法预测计算下周期的输出电压值V_o[k+1]，将预测单元的输出信号V_o[k+1]与参考电压信号V_ref作比较，得到输出电压误差信号e[k+1]和输出电压误差偏差信号Δe[k+1]，将电压误差信号e[k+1]和电压误差偏差信号Δe[k+1]作为PID控制单元的输入信号，PID控制单元执行PID控制算法，其输出信号为d[k]，占空比修正单元的输入信号为V_in[k]，占空比修正单元执行占空比修正算法，其输出为修正参数信号K，PID控制单元输出信号d[k]与修正参数信号K做乘积运算获得修正信号数字脉冲调制器的输入信号为修正信号数字脉冲调制器输出相应的占空比信号，与主拓扑结构的MOS管栅极连接，控制MOS管的开关状态；具体方法是：

1)在第k个开关周期的初始，分别采样变换器的模拟输出电压值V_o[t]、模拟电感电流值i_L[t]和模拟输入电压值V_in[t]、经过AD转换得到相应的数字离散输出电压值V_o[k]、数字电感电流值i_L[k]和数字输入电压值V_in[k]；

2)第k周期数字离散输出电压值V_o[k]、数字输入电压值V_in[k]、数字电感电流值i_L[k]作为预测控制单元的输入信号，根据Boost型变换器主拓扑结构所内在的输出电压与电感电流关系，插入n个插值点作迭代运算，预测求得第k+1周期的数字离散输出电压值V_o[k+1]和数字电感电流值i_L[k+1]；

3)预测的数字离散输出电压值V_o[k+1]与参考电压信号V_ref作比较得到电压误差信号e[k+1]和电压误差偏差信号Δe[k+1]，这样下一开关周期的误差值e和误差偏差值Δe提前被应用输入到PID控制单元，从而降低数字系统环路时延的影响；

4)PID控制单元根据提前预测的e[k+1]和Δe[k+1]值，控制PID控制单元的输出信号d[k]，以稳定变换器的输出电压值；

5)占空比修正单元根据第一A/D采样转换单元所离散化的输入电压值V_in[k]，获得占空比修正参数K为将修正参数信号K与PID输出信号d[k]相乘得修正信号修正PID输出占空比信号从而提高功率因数变换器的功率因数值；

6)数字脉冲调制器根据修正信号输出相应的PWM信号，驱动变换器的功率管的开关状态，从而调节变换器的输出电压；

7)数字功率因数变换器的输出电压、电感电流和输入电压经第一、第二、第三A/D采样转换单元再次采样转换，经过预测控制单元、PID控制单元、占空比修正单元、数字脉冲调制器形成新的PWM信号控制MOS功率开关管，循环控制直至数字功率因数变换器输出电压值与参考电压信号V_ref一致。