CN102820799A - 开关电源电路、半导体器件以及led照明装置 - Google Patents

Abstract

本申请涉及开关电源电路，半导体器件以及LED照明装置。一种开关电源电路包括：全波整流电路，该全波整流电路对交流输入电压进行全波整流以产生初级电压；变压器，该变压器利用第一和第二绝缘绕组之间的电磁感应将初级电压变压成次级电压；整流及平滑电路，该整流及平滑电路自次级电压产生直流输出电压以向负载供应直流输出电压；初级电流控制电路，该初级电流控制电路基于初级电流检测电压和第一基准电压的比较结果对初级电流进行开/关控制，该初级电流检测电压与第一绕组内流动的初级电流相对应；以及基准电压校正电路，该基准电压校正电路用于监测第二绕组内流动的次级电流的占空比，从而校正第一基准电压。

Description

开关电源电路、半导体器件以及LED照明装置

相关申请的交叉引用

本申请基于2011年6月6日提交的第2011-126037号日本专利申请，该申请的内容通过引用结合于此。

技术领域

本发明涉及开关电源电路、用于该开关电源电路的半导体器件以及使用该开关电源电路和半导体器件的LED照明装置。

背景技术

通常，在开关电源电路领域，公开了相对负载变化而稳定输出电流的技术，包括：检测在此期间内变压器的次级电流流动的时间周期的步骤，以及设置该时间周期和开关周期之比（即开关元件的占空比）的步骤（参见JP-A-2009-11073，该申请在下文中被称作专利文献1）。

图11是示出开关电源装置的常规示例的框图（专利文献1的图1）。该常规示例的开关电源装置X包括构成回扫型开关电源电路的半导体器件X100、变压器X110、二极管X121和X141、电容器X122和X142以及电阻器X151和X152，该回扫型开关电源电路自交流输入电压Vin产生预定的直流输出电压Vout，从而向负载X130供应直流输出电压Vout。变压器X110包括初级绕组X111、次级绕组X112以及辅助绕组X113。

在半导体器件X100中集成有开关元件X1、漏极电流检测电路X2、漏极电流限流电路X3、误差放大器X4、脉冲频率调制(PFM)控制电路X5、次级电流导通周期检测电路X6、次级电流检测延时校正电路X7、次级电流占空比控制电路X8、时钟信号选择电路X9、触发器电路X10、与非电路X11、栅极驱动器X12、导通时间消隐脉冲发生电路X13以及与电路X14和调节器X15。

图12是示出半导体器件X100主要部分的电路图(专利文献1的图2)。次级电流导通周期检测电路X6包括单脉冲信号发生电路X21和X23、比较器X22以及触发器电路X24。次级电流检测延时校正电路X7包括恒定电流源X31、电容器X32、反相器X33以及开关X34。次级电流占空比控制电路X8包括开关X41和X42、电容器X43、恒定电流源X44、N沟道金属氧化物半导体(MOS)场效应晶体管X45和X46、比较器X47、基准电压源X48、与电路X49以及单脉冲信号发生电路X50。

图13是示出开关电源装置X的各个部分的电压波形和电流波形的时序图，按照从上到下的顺序包括通过分压辅助绕组X113端部的电压而获取的绕组电压VTR、在开关元件X1内流动的初级电流Ids以及在次级绕组X112中流动的次级电流I2p。有关图13中的标号，T1标识在此期间次级电流I2p流动的第一周期，T2标识在此期间次级电流I2p不流动的第二周期，T3标识作为第一周期T1和第二周期T2总和的第三周期，Ipk1标识初级电流Ids的峰值，并且Ipk2标识次级电流I2p的峰值。

从开关电源装置X供应至负载X130的平均输出电流Iout是次级电流I2p的平均值。第一周期T1内次级电流I2p的平均值是次级电流I2p的峰值电流Ipk2的1/2。第三周期T3内次级电流I2p的平均值是第一周期T1内次级电流I2p的平均值乘以开关元件X1的占空比而获得的值。因此，当初级绕组X111的匝数被标识为N1且次级绕组X112的匝数被标识为N2时，用下面的表达式（1）表示平均输出电流Iout。

Iout=(1/2)×(N1/N2)×(T1/T3)×Ipk1...(1)

常规开关电源装置X利用漏极电流限流电路X3控制开关元件X1的峰值电流Ipk1恒定，从而使得表达式（1）中的T1/T3变得恒定，并继而控制平均输出电流Iout恒定。

当施加到反相输入端子(-)的辅助绕组电压VTR变成基准电压或小于施加到同相输入端子(+)电压时，包括在次级电流导通周期检测电路X6内的比较器X22设置比较输出信号为高电平（当次级电流被检测为截止时的逻辑电平）。如图13所示，在开关元件X1截止以后，辅助绕组电压VTR的波形随着时间流逝逐渐降低。因此，从次级电流I2p变成真正的截止状态（零值）起到辅助绕组电压VTR变得小于比较器X22的基准电压存在一个延迟时间ΔT1。结果，在次级电流导通周期检测电路X6中，检测到次级电流I2p为截止状态存在延迟时间ΔT1。

因此，在常规开关电源装置X中，事先从比较器X22检测到的次级电流I2p导通周期减去对应于延迟时间ΔT1的延迟校正周期ΔT2。因此，次级电流I2p的导通周期被校正，从而增强了平均输出电流Iout的精度。

此处，如图13所示，当开关元件X1的导通周期被标识为T4时，用下面的表达式(2)表示在开关驱动的一个周期内流入开关电源装置X的平均输入电流Iin。

Iin=(1/2)×Ipk1×(T4/T3)

=(1/2)×Ipk1×(T1/T3)×(N1/N2)×(Vout/Vin)...(2)

此处，假设开关电源装置X的输入电压Vin改变。如上所述，常规开关电源装置X利用漏极电流限流电路X3控制开关元件X1的峰值电流Ipk1恒定，从而使得表达式（1）中的T1/T3恒定，并继而控制平均输出电流Iout恒定。此外，N1/N2也恒定。另外，因为在负载X130中流动的平均输出电流Iout恒定，输出电压Vout也恒定。因此，应该理解如果开关电源装置X的输入电压Vin改变，开关电源装置X的平均输入电流Iin相对输入电压Vin成反比地改变。

然而，在由交流电供电的电源电路中，其功率因数很重要。为了获得高功率因数，期望从交流电源侧看过去时该电源电路看起来如同一个纯电阻。换言之，电源电路的输入电流和输入电压成正比是必要的。

鉴于以上讨论，常规开关电源装置X的问题在于，当输入交流电时功率因数是很差的，并因而使得在从发电站到终端产品（负载）的电源系统中的功率损失增加了，并且在其它装置中存在噪音干扰的问题。

发明内容

鉴于以上问题，本发明的目的在于提供一种相比惯常能够实现更高功率因数并同时保持负载中流动的电流恒定的开关电源电路、用于该开关电源电路的半导体器件以及一种使用该开关电源电路和该半导体器件的LED照明装置。

为了实现上述目标，根据本发明的开关电源电路包括：全波整流电路，该全波整流电路对交流输入电压进行全波整流以产生初级电压；变压器，该变压器利用第一和第二绝缘绕组之间的电磁感应将初级电压变压成次级电压；整流及平滑电路，该整流及平滑电路自次级电压产生直流输出电压以向负载供应直流输出电压；初级电流控制电路，该初级电流控制电路基于初级电流检测电压和第一基准电压的比较结果对初级电流进行开/关控制，该初级电流检测电压和该第一绕组内流动的初级电流相对应；以及基准电压校正电路，该基准电压校正电路用于监测该第二绕组内流动的次级电流的占空比，从而校正该第一基准电压。

注意，从下文中对最优选实施例的具体说明和相关附图中将使本发明的其它特征、元件、步骤、优点以及特性更加清楚。

附图说明

图1是示出LED照明装置的结构化示例的框图。

图2是示出开关电源电路1的各个部分的电压波形和电流波形的时序图。

图3是示出次级电流时间检测电路107的结构化示例的电路图。

图4是示出第一乘法电路108的结构化示例的框图。

图5是示出斩波电路B2的结构化示例的电路图。

图6是示出第一乘法电路108的各个部分的电压波形的时序图。

图7是示出误差放大器109的结构化示例的框图。

图8是示出第二乘法电路111的第一结构化示例的电路图。

图9是示出第二乘法电路111的第二结构化示例的电路图。

图10是示出振荡器电路105的结构化示例的电路图。

图11是示出开关电源装置的常规示例的框图。

图12是示出半导体器件X100的主要部分的电路图。

图13是示出开关电源装置X的各个部分的电压波形和电流波形的时序图。

具体实施方式

发光二极管（LED）照明装置

图1是示出LED照明装置的结构化示例的框图。该结构化示例的LED照明装置包括开关电源电路1、交流电源2以及LED(负载)3。

开关电源电路1通过从交流电源2（例如，AC100V的商用交流电源）供应的交流电输入电压Vin的AC/DC转换来产生直流输出电压Vout，并且向LED3供应该直流输出电压Vout。开关电源电路1被设置为一个包括半导体器件100、全波整流电路200、分压电路300、变压器400以及整流及平滑电路500的模块。

半导体器件100中集成有开关元件101、初级电流检测电路102、缓冲器电路103、RS触发器104、振荡器电路105、电压比较器电路106、次级电流时间检测电路107、第一乘法电路108、误差放大器109、基准电压源110以及第二乘法电路111。

全波整流电路200对交流输入电压Vin进行全波整流并产生初级电压V1。初级电压V1是脉动电压。

分压电路300通过对初级电压V1进行分压，产生分压电压V1′。应当考虑能被输入至半导体器件100（具体为第二乘法电路111）的分压电压V1'的电压值而适宜地设置分压电路300的分压比率。分压电路300通常由电阻梯构成，但是其也可由电阻和其它阻抗元件（电容器或线圈）的组合构成。

变压器400利用相互绝缘的第一绕组（初级绕组）401和第二绕组（次级绕组）402之间的电磁感应，将初级电压V1变压成次级电压V2。注意，变压器400除了包括第一绕组401和第二绕组402之外还包括第三绕组403。

整流及平滑电路500通过对第二绕组402的端部处的次级电压V2进行整流及平滑，产生直流输出电压Vout。

半导体器件

开关元件101基于经由缓冲器电路103从RS触发器104输入的开关控制信号S9'对变压器400的第一绕组401内流动的初级电流11进行开/关控制。具体地，当开关控制信号S9'为高电平时开关元件101导通，而当控制信号S9'为低电平时开关元件101截止。当开关元件101导通时，初级电路11经由开关元件101在变压器400的第一绕组401内流动。场效应晶体管或双极晶体管可被用作开关元件101。

初级电流检测电路102让初级电流11在电阻器中流动以将其转换成初级电流检测电压S6，且向电压比较器电路106输出该初级电流检测电压S6。

缓冲器电路103放大从RS触发器104输入的开关控制信号S9的电流能力，以便产生具有驱动开关元件101所必需的电压值和电流值的电流控制信号S9'。

复位/设置（RS）触发器104基于输入至设置端子S的设置信号S7和输入至复位端子R的复位信号S8来切换从输出端子Q输出的开关控制信号S9的逻辑电平。具体地，RS触发器104在设置信号S7的上升沿（低到高）设置开关控制信号S9为高电平，并且在复位信号S8的上升沿（低到高）复位该开关控制信号S9为低电平。此外，在设置信号S7处于低电平期间，无论复位信号S8的逻辑电平，RS触发器104保持开关控制信号S9为低电平。因此，RS触发器104不仅在复位信号S8的上升沿处还在设置信号S7的下降沿处复位该开关控制信号S9为低电平。

振荡器电路105产生由脉冲按预定开关频率驱动的设置信号S7（基准时钟信号）。

电压比较器电路106比较从初级电流检测电路102输入的初级电流检测电压S6和从第二乘法电路111输入的第一基准电压S2，从而产生复位信号S8。如果初级电流检测电压S6高于第一基准电压S2则复位信号S8为高电平，并且如果初级电流检测电压S6不高于第一基准电压S2则复位信号S8为低电平。

次级电流时间检测电路107根据第三绕组403的一端处的绕组电压S1的波形检测在此期间次级电流I2在变压器400的第二绕组402内流动的时间周期，并且根据检测结果输出次级电流时间检测信号S3。次级电流时间检测信号S3在当次级电流I2流动时变成低电平而当次级电流I2不流动时变成高电平。

第一乘法电路108将从次级电流时间检测电路107输入的次级电流时间检测信号S3与从第二乘法电路111输入的第一基准电压S2相乘以产生倍增电压S4，并且向放大器109输出该倍增电压S4。倍增电压S4变成与次级电流时间检测信号S3的低电平期间占开关期间的比率（即，次级电流I2的占空比）和初级电流I1的最大值Ipk1之积成正比的电压值。

误差放大器109放大从第一乘法电路108输入的倍增电压S4和从基准电压源110输入的第二基准电压Vref之差，从而产生误差电压S5。

基准电压源110产生不取决于电源电压和环境温度变化的第二基准电压Vref。

第二乘法电路111产生第一基准电压S2，该第一基准电压S2与从分压电路300输入的分压电压V1'和从误差放大器109输入的误差电压S5之积成正比。

在上述部件之中，开关元件101、初级电流检测电路102、缓冲器电路103、RS触发器104、振荡器电路105以及电压比较器电路106构成初级电流控制电路，该初级电流控制电路基于初级电流检测电压S6和第一基准电压S2之间的比较结果对初级电流I1进行开/关控制，该初级电流检测电压S6和第一绕组401内流动的初级电流I1相对应。

此外，次级电流时间检测电路107、第一乘法电路108、误差放大器109、基准电压源110、第二乘法电路111以及分压电路300构成基准电压校正电路，该基准电压校正电路监测在第二绕组402内流动的次级电流I2的占空比，从而校正第一基准电压S2。

各种操作

现在，设置信号S7(基准时钟信号)的周期被标识为Tc，次级电流时间检测信号S3的低电平周期（在此周期内次级电流I2流动)被标识为Tres，初级电流I1的最大值被标识为Ipk1，次级电流I2的最大值被标识为Ipk2，第一绕组401的匝数被标识为N1，并且第二绕组402的匝数被标识为N2。于是，用下面的表达式（3）表示LED3内流动的平均输出电流Iout。

Iout=(1/2)×(N1/N2)×(Tres/Tc)×Ipk1...(3)

注意在上面的表达式（3）中的N1/N2为固定值。因此，为了保持平均输出电流Iout恒定，(Tres/Tc)×Ipk1应当恒定。因此，为了获得输出恒定电流特性，开关电源电路1如下工作。

第一乘法电路108输出与次级电流时间检测信号S3的占空比(即，次级电流I2的占空比)和用作电压比较器电路106(即，初级电流I1的最大值Ipk1)的基准电压的第一基准电压S2之积成正比的倍增电压S4。第一乘法电路108根据次级电流时间检测信号S3的逻辑电平对第一基准电压S2进行斩波处理作为其内部操作。更具体地，第一乘法电路108当次级电流时间检测信号S3为低电平时(当次级电流I2流动时)输出第一基准电压S2作为斩波电压Sx，并当次级电流时间检测信号S3为高电平时(当次级电流I2不流动时)输出0伏作为斩波电压Sx。因此，通过充分平滑该斩波电压Sx，有可能产生与次级电流I2的占空比和初级电流I1的最大值Ipk1之积成正比的倍增电压S4。

误差放大器109放大倍增电压S4和第二基准电压Vref之差以产生误差电压S5。如果倍增电压S4低于第二基准电压Vref，即如果平均输出电流Iout小于目标值，则误差电压S5变成高。如果输入至第二乘法电路111的误差电压S5变成高，第一基准电压S2也变成高，继而初级电流I1的最大值Ipk1变大。另一方面，如果倍增电压S4高于第二基准电压Vref，即如果平均输出电流Iout大于目标值，则误差电压S5变成低。如果输入至第二乘法电路111的误差电压S5变成低，第一基准电压S2也变成低，继而初级电流I1的最大值Ipk1变小。

根据上述操作，反馈起作用从而使与次级电流I2的占空比和初级电流I1的最大值Ipk1之积成正比的倍增电压S4，即与平均输出电流Iout成正比的倍增电压S4收敛到第二基准电压Vref。因此，有可能保持平均输出电流Iout恒定。

图2是示出开关电源电路1的各个部分的电压波形和电流波形的时序图，按照从上到下的顺序包括绕组电压S1、初级电流I1、次级电流I2、第一基准电压S2、次级电流时间检测信号S3以及倍增电压S4。

如图2所示，在开关元件101导通期间初级电流I1的波形基本呈线性地增加。初级电流检测电路102让初级电流11在电阻器中流动以将电流转换成初级电流检测电压S6，且向电压比较器电路106输出该初级电流检测电压S6。注意初级电流检测电压S6的波形（省略图示）和初级电流11的波形类似。

此处，用R标识初级电流检测电路102的电阻值。于是，用下面的表达式（4）表示初级电流I1达到最大值Ipk1时初级电流检测电压S6的电压值Vpk1。

Vpk1=Ipk1×R...(4)

电压比较器电路106比较所述初级电流检测电压S6和第一基准电压S2从而产生复位信号S8。如果初级电流检测电压S6高于第一基准电压S2则复位信号S8为高电平，并且如果初级电流检测电压S6不高于第一基准电压S2则复位信号S8为低电平。

开关元件101导通后，如果初级电流检测电压S6变得高于第一基准电压S2，则复位信号S8从低电平升至高电平。RS触发器104在复位信号S8的上升沿复位开关控制信号S9至低电平。缓冲器电路103放大开关控制信号S9从而发送该结果至开关元件101。结果，开关元件101被截止。因此，初级电流I1和初级电流检测电压S6都变成零值，并且复位信号S8从高电平降至低电平。

此后，当振荡器电路105产生的设置信号S7从低电平升至高电平时，RS触发器104设置开关控制信号S9至高电平。缓冲器电路103放大开关控制信号S9并发送该结果至开关元件101。结果，开关元件101被导通，继而初级电流I1开始流动。从现在开始，重复类似上述操作的操作。

同步于上述开关操作，在第三绕组403的一端产生绕组电压S1。当次级电流I2开始流动时，绕组电压S1快速上升，并接着随次级电流I2降低而逐渐降低。当次级电流I2变成零时，绕组电压S1快速降低并且变成重复增高和降低的不稳态。

次级电流时间检测电路107比较绕组电压S1和预定阈值电压从而产生次级电流时间检测信号S3。次级电流时间检测信号S3当绕组电压S1低于预定阈值电压时为高电平，而当绕组电压S1高于预定阈值电压时为低电平。因此，次级电流时间检测信号S3在次级电流I2流动的周期Tres内变成低电平。

第一乘法电路108输出与次级电流时间检测信号S3的占空比(即，次级电流I2的占空比)和用作电压比较器电路106(即，初级电流I1的最大值Ipk1)的基准电压的第一基准电压S2之积成正比的倍增电压S4。当用Vm2标识第一基准电压S2的电压值时，用下面的表达式（5）表示倍增电压S4的电压值Vｐ。注意稍后将描述第一乘法电路108的内部电路。

Vp=(Tres/Tc)×Vm2...(5)

误差放大器109放大倍增电压S4和第二基准电压Vref之差以产生误差电压S5。如果倍增电压S4低于第二基准电压Vref则误差电压S5变成高，并且如果倍增电压S4高于第二基准电压Vref则误差电压S5变成低。如果倍增电压S4等于第二基准电压Vref，由于从误差放大器109没流出电流，误差电压S5保持。

此外，电压放大器109的输出部分包括平滑电路。平滑电路的时间常数被设置为一个充分大于交流电源2的周期的值。如果交流电源2是商用电源，其频率为50至60赫兹，那么其周期为16至20毫秒。在此情况下，优选把合并进误差放大器109输出部分的平滑电路的时间常数设置为近似100毫秒。通过对时间常数的设置，倍增电压S4在比交流电源2的周期长的时间周期内被平滑。因此，在交流电源2的一个周期内误差电压S5变为基本恒定的电压值。换言之，误差放大器109输出交流电源2的一个周期内平均的次级电流I2的平均值作为误差电压S5。稍后将描述误差放大器109的内部电路。

第二乘法电路111产生第一基准电压S2，该第一基准电压S2与从分压电路300输入的分压电压V1'和从误差放大器109输入的误差电压S5之积成正比。如上所述，因为时间常数充分大于交流电源2周期的平滑电路被合并进误差电压S5的输出部分，由第二乘法电路111产生的第一基准电压S2在交流电源2的一个周期内也变成基本恒定的电压值。从而，输出与分压电压V1'(继而与交流输入电压Vin)成正比的电压作为第一基准电压S2。因此，进行反馈控制从而使得关电源电路1的平均输出电流Iout变得恒定。

此处，第一基准电压S2被用作电压比较器电路106的基准电压并用作对第一乘法电路108的输入。如果交流电源2的一个周期内的平均输出电流Iout大于预定目标值，则交流电源2的一个周期内的倍增电压S4的平均值（电压值Vｐ）高于第二基准电压Vref。因此，由于误差电压S5的电压值Veo变低且初级电流I1的最大值Ipk1受控制降低，平均输出电流Iout降低。另一方面，如果交流电源2的一个周期内的平均输出电流Iout小于预定目标值，则交流电源2的一个周期内的倍增电压S4的平均值（电压值Vｐ）变得低于第二基准电压Vref。因此，由于误差电压S5的电压值Veo增加且初级电流I1的最大值Ipk1受控制增加，平均输出电流Iout增加。通过这种反馈控制，倍增电压S4的电压值Vｐ收敛至第二基准电压Vref，继而平均输出电流Iout收敛至预定目标值。

如上所述，因为倍增电压S4的电压值Vｐ收敛至第二基准电压Vref，当用Vm2标识第一基准电压S2的电压值时，下面的表达式（6）成立。

Vref＝(Tres/Tc)×Vm2...(6)

此外，当用R标识初级电流检测电路102的电阻值时，在初级电流I1的最大值Ipk1和第一基准电压S2的电压值Vm2之间满足下面的表达式（7）。

Ipk1×R=Vm2...(7)

此外，从上面的表达式（6）和（7）可以推导出下面的表达式（8）。

Vref＝(Tres/Tc)×Ipk1×R...(8)

因此，基于上面的表达式(3)和(8)，用下面的表达式(9)表示平均输出电流。

Iout=(1/2)×(N1/N2)×(Tres/Tc)×Ipk1

=(1/2)×(N1/N2)×(Vref/R)...(9)

上述表达式（9）的右侧为恒定值。以此方式，开关电源电路1监测包括在变压器400内的第三绕组403一端处的绕组电压S1的波形，从而检测次级电流I2的占空比，并且有可能基于检测结果实现恒定的平均输出电流Iout特性而不管负载变化（所谓的恒定电流降特性）。

以上描述是基于在交流电源2的一个周期内平均化该输出电流Iout的情况而作出的。在以下的描述中，考虑开关驱动的一个周期内在开关电源电路1内流动的平均输入电流Iin。

用Tc标识开关元件101的驱动周期，并且用Ton标识开关元件101的导通周期。于是，用下面的表达式（10）表示开关驱动的一个周期内在开关电源装置1内流动的平均输入电流Iin。

Iin=(1/2)×Ipk1×(Ton/Tc)...(10)

第二乘法电路111产生第一基准电压S2，该第一基准电压S2与从分压电路300输入的分压电压V1'和从误差放大器109输入的误差电压S5之积成正比。如上所述，误差电压S5的输出部分包括时间常数充分大于交流电源2周期的平滑电路。因此，在交流电源2的一个周期内第二乘法电路111所产生的第一基准电压S2也变为基本恒定的电压值。从而，因为与分压电压V1'(即与交流输入电压Vin)成正比的电压作为第一基准电压S2输出，进行反馈控制以使得开关电源电路1的平均输出电流Iout变得恒定。

初级电流I1的最大值Ipk1被控制和第一基准电压S2相等。因此，初级电流I1的最大值Ipk1和交流输入电压Vin成正比。当用α标识比例因数时，用下面的表达式(11)表示初级电流I1的最大值Ipk1。

Ipk1=α×Vin...(11)

此外，当用L1标识变压器400的初级感应系数时，用下面的表达式(12)表示初级电流I1的最大值Ipk1。

Ipk1=(Vin×Ton)/L1...(12)

因此，从上面的表达式（11）和（12）可以推导出下面的表达式（13）。

Ton=α×L1...(13)

此外，从上面的表达式（10）、（11）和（13）可以推导出下面的表达式（14）。

Iin=(1/2)×(α×Vin)×{(α×L1)/Tc}=β×Vin...(14)

(此处，β=(1/2)×(L1/Tc)×α×α成立)

从上面的表达式（14）可以理解开关驱动的一个周期内在开关电源装置1内流动的平均输入电流Iin和交流输入电压Vin成正比。因此，从交流电源2侧看过去时该电源电路1看起来如同一个纯电阻。因此，有可能实现高功率因数。

此外，如果该结构化示例的开关电源电路1用作LED照明装置（该LED照明装置有从交流电源2供应的电力，用于进行LED3的恒定电流驱动）的电源，即使交流输入电压Vin变化或者LED3的电压Vf(正向电压降)变化，也有可能进行对LED3的恒定电流驱动，并因而抑制LED照明装置亮度的变化。此外，该结构化的开关电源电路1相比惯常能够实现更高的功率因数，并且有可能抑制在从发电站到终端产品的电源系统中的功率损失，以及抑制对其它装置噪音干扰。

次级电流时间检测电路

图3是示出次级电流时间检测电路107的结构化示例的电路图。该结构化示例的次级电流时间检测电路107包括电阻器A1和A2、比较器A3以及直流电压源A4。电阻器A1的第一端连接至绕组电压S1的施加端。电阻器A1的第二端和电阻器A2的第一端相互连接。电阻器A2的第二端连接至接地端。比较器A3的反相输入端子(-)连接至电阻器A1和电阻器A2之间的连接节点（和绕组电压S1相对应的分压电压Vx的施加端）。比较器A3的同相输入端子(+)连接至直流电压源A4的正电极端（阈值电压Vy的施加端）。直流电压源A4的负电极端连接至接地端。比较器A3的输出端连接至次级电流时间检测信号S3的施加端。

比较器A3比较分压电压Vx和阈值电压Vy从而产生次级电流时间检测信号S3。当分压电压Vx高于阈值电压Vy时（当绕组电压S1高于预定值时）次级电流时间检测信号S3变成低电平，而当分压电压Vx低于阈值电压Vy时（当绕组电压S1低于预定值时）次级电流时间检测信号S3变成高电平（参见图2）。

以此方式，次级电流时间检测电路107利用在变压器400的第二绕组402内流动次级电流I2的周期内在变压器400的第三绕组403内产生绕组电压S3这一事实，以便检测有次级电流I2流动的时间周期。

第一乘法电路

图4是示出第一乘法电路108的结构化示例的框图。该结构化示例的第一乘法电路108包括缓冲器电路B1、斩波电路B2以及平滑电路B3。

缓冲器电路B1产生通过放大第一基准电压S2（电压值Vm2）的电流能力而获取的第一基准电压S2'，并且向斩波电路B2输出该第一基准电压S2'。

如图5所示，斩波电路B2包括N沟道MOS场效应晶体管B21和电阻器B22。晶体管B21的漏极连接至斩波电压Sx的施加端，且经由电阻器B22连接至第一基准电压S2'的施加端。晶体管B21的源极和背栅极连接至接地端。晶体管B21的栅极连接至次级电流时间检测信号S3的施加端。

应当设置电阻器B22的电阻值小于或者等于平滑电路B3的输入阻抗的1/10。如果次级电流时间检测信号S3是高电平，晶体管B21导通，且斩波电压Sx变成低电平(0伏)。另一方面，如果次级电流时间检测信号S3是低电平，晶体管B21截止，且斩波电压Sx变成高电平(Vm2)。因此，如图6所示，斩波电压Sx变成和次级电流时间检测信号S3相对应的方波。

平滑电路B3对像方波那样的斩波电压Sx进行平滑（平均化），从而产生倍增电压S4。作为平滑电路B3，有可能使用由电阻器、电容器等构成的低通滤波器。如图6所示，倍增电压S4在次级电流时间检测信号S3的低电平周期内缓慢增加，而在次级电流时间检测信号S3的高电平周期内缓慢降低。随着平滑电路B3的时间常数变大，倍增电压的变化变慢，因而获得类似直流电的电压波形。优选平滑电路B3的时间常数所具有的值大于或者等于开关驱动周期的十倍（由振荡器电路105产生的设置信号S7的周期）。

如上所述，第一乘法电路108根据所述次级电流时间检测信号S3的逻辑电平对所述第一基准电压S2进行斩波处理，从而产生像方波那样的斩波电压Sx，并进一步平滑斩波电压Sx以产生倍增电压S4。通过该内部操作，第一乘法电路108输出与次级电流时间检测信号S3的占空比(即，次级电流I2的占空比)和用作电压比较器电路106的基准电压的第一基准电压S2(即，初级电流I1的最大值Ipk1)之积成正比的倍增电压S4。注意通过上述表达式(5)(Vp=(Tres/Tc)×Vm2)来计算倍增电压S4的电压值Vp。

误差放大器

图7是示出误差放大器109的结构化示例的框图。该结构化示例的误差放大器109包括电压比较器电路C1和平滑电路C2。

电压比较器电路C1比较倍增电压S4和第二基准电压Vref从而产生比较电压Sy。当倍增电压S4高于第二基准电压Vref时比较电压Sy变成低电平，而当倍增电压S4低于第二基准电压Vref时比较电压Sy变成高电平。

平滑电路C2平滑（平均化）比较电压Sy从而产生误差电压S5。作为平滑电路C2，有可能使用由电阻器、电容器等构成的低通滤波器。优选平滑电路C2的时间常数所具有的值大于或者等于开关驱动周期的十倍（由振荡器电路105产生的设置信号S7的周期）。通过设置该时间恒定，有可能减少误差电压S5的脉动分量到实际应用没有问题的电平。

第二乘法电路

图8是示出第二乘法电路111的第一结构化示例的电路图。该第一结构化示例的第二乘法电路111包括P沟道MOS场效应晶体管D1、N沟道MOS场效应晶体管D2、比较器D3、三角波发生电路D4、电阻器D5和电容器D6。

晶体管D1的源极和背栅极都连接至分压电压V1'的施加端。晶体管D2的源极和背栅极都连接至接地端。晶体管D1和D2的漏极都连接至电阻器D5的第一端。晶体管D1和D2的栅极都连接至比较器D3的输出端。比较器D3的反相输入端子(-)连接至误差电压S5的施加端。比较器D3的同相输入端子(+)连接至三角波发生电路D4。电阻器D5的第二端连接至第一基准电压S2的施加端，且经由电容器D6连接至接地端。

期望设置三角波发生电路D4的振荡频率所具有的值大于或者等于开关频率的十倍（由振荡器电路105产生的设置信号S7的频率）。设置三角波电压Sa的峰值低于误差电压S5的最大值。三角波电压Sa的最低电压为0伏。

比较器D3比较误差电压S5和三角波电压Sa，从而产生比较信号Sb。当误差电压S5高于三角波电压Sa时比较信号Sb变成低电平，而当误差电压S5低于三角波电压Sa时比较信号Sb变成高电平。因此，随着误差电压S5变高，比较信号Sb的占空比（一个周期内高电平周期的比率）变小。相反，随着误差电压S5变低，比较信号Sb的占空比变大。换言之，通过脉冲宽度调制(PWM)来调制比较信号Sb的占空比反比于误差电压S5的电压值。

对应于第一和第二开关的晶体管D1和D2在分压电压V1的施加端和接地端之间串联连接，并且根据比较信号Sb的逻辑电平被排他地导通和截止。晶体管D1和D2用作斩波电路，该斩波电路产生由分压电压V1'和接地电压之间的脉冲驱动的斩波电压Sc(比较信号Sb的逻辑反信号)。如果比较信号Sb为高电平，晶体管D1截止，并且晶体管D2导通。因此，斩波电压Sc变成低电平（0伏）。另一方面，如果比较信号Sb为低电平，晶体管D1导通，并且晶体管D2截止。因此，斩波电压Sc变成高电平（V1'）。通过此操作，根据比较信号Sb的逻辑电平斩波分压电压V1'，并且从晶体管D1和D2的连接节点产生像方波那样的斩波电压Sc。因此，斩波电压Sc具有的电压值取决于分压电压V1'和误差电压S5之积（其值从分压电压V1'与误差电压S5成正比地进一步降低）。

电阻器D5和电容器D6构成低通滤波器，该低通滤波器平滑（平均化）像方波那样的斩波电压Sc，从而产生第一基准电压S2。优选该低通滤波器的时间常数所具有的值大于或者等于三角波发生电路D4的振荡周期的十倍。

图9是示出第二乘法电路111的第二结构化示例的电路图。第二结构化示例和上述的第一结构化示例具有基本相同的结构，但从第一结构化示例中所述的部件中去除了晶体管D1。换言之，在第二结构化示例中，分压电压V1的施加端不使用晶体管D1直接地连接至晶体管D2的漏极。注意第二结构化示例所具有的结构适合于分压电路300用电阻梯形成的情况。

晶体管D2用作斩波电路，该斩波电路连接和断开分压电压V1的施加端与接地端之间的连接，从而产生斩波电压Sc。如果比较信号Sb为高电平，晶体管D2导通。因此，斩波电压Sc变成低电平（0伏）。另一方面，如果比较信号Sb为低电平，晶体管D2截止。因此，斩波电压Sc变成高电平（V1'）。通过此操作，根据比较信号Sb的逻辑电平斩波分压电压V1'，从而产生了像方波那样的斩波电压Sc。因此，类似于第一结构化实施例，斩波电压Sc具有与分压电压V1'和误差电压S5之积相对应的电压值。

振荡器电路

图10是示出振荡器电路105的结构化示例的电路图。该结构化示例的振荡器电路105包括N沟道MOS场效应晶体管E1、磁滞比较器（施密特触发器）E2、三角波发生电路E3、恒流电路E4、电阻器E5和电容器E6。

晶体管E1的漏极连接至磁滞比较器E2的输入端。晶体管E1的源极和背栅极都连接至接地端。晶体管E1的栅极连接至磁滞比较器E2的输出端和设置信号S7的施加端。电容器E6的第一端连接至磁滞比较器E2的输入端。电容器E6的第二端连接至接地端。恒流电路E4连接在电源端和电容器E6的第一端之间。电阻器E5和三角波发生电路E3串联连接在磁滞比较器E2的输入端和接地端之间。

恒流电路E4产生电容器E6的充电电流。磁滞比较器E2比较电容器E6的第一端处的充电电压Vz和内部阈值电压Vhys，从而产生设置信号S7。当充电电压Vz高于内部阈值电压Vhys时该设置信号S7变成高电平，而当充电电压Vz低于内部阈值电压Vhys时该设置信号S7变成低电平。晶体管E1用作放电开关，该放电开关连接和断开电容器E6的两端之间的连接。当设置信号E7为高电平时，晶体管E1导通以实现电容器E6的两端之间的连接，而当设置信号E7为低电平时，晶体管E1截止以断开电容器E6两端之间的连接。

描述振荡器电路105的基本振荡操作。如果设置信号E7为低电平，则晶体管E1截止，从而断开电容器E6两端之间的连接。因此，电容器E6由恒流电路E4充电从而使充电电压Vz逐渐增加。此后，当充电电压Vz变得大于磁滞比较器E2的内部阈值电压Vhys时，设置信号S7从低电平升至高电平。结果，晶体管E1导通，电容器E6的两端都被连接。因此，电容器E6由晶体管E1放电从而使充电电压Vz复位至0伏。通过重复此操作继续该设置信号S7的脉冲振荡。换言之，晶体管E1、磁滞比较器E2、恒流电路E4和电容器E6与充/放电电路相对应，该充/放电电路利用由恒流电路E4产生的恒定电流来充电的电容器E6的充/放电操作从而产生设置信号S7。

此外，振荡器电路105具有对设置信号S7的振荡频率进行频率调制(FM)从而分散振荡频率的频谱，用于抑制由开关电源电路1产生的开关噪声的峰值功率的功能（所谓的频率波动功能）。在振荡器电路105中，由三角波发生电路E3产生的三角波电压Vt经由电阻器E5施加到电容器E6的第一端。电阻器E5对应于电压累加电阻器，该电压累加电阻器产生将被累加到电容器E6的充电电压Vz的三角波电压Vt。因此，充电电压Vz的充电速度（电压增加速度）根据三角波电压Vt改变。具体地，随着三角波电压Vt变高，充电电压Vz的充电速度变快。相反，随着三角波电压Vt变低，充电电压Vz的充电速度变慢。换言之，随着三角波电压Vt变高，充电电压Vz达到内部阈值电压Vhys的充电时间变短。相反，随着三角波电压Vt变低，充电电压Vz达到内部阈值电压Vhys的充电时间变长。三角波电压Vt的电压值按预定振荡周期改变。因此，根据三角波电压Vt，用FM调制来调制设置信号S7的振荡频率。注意三角波振荡器电路E3的振荡频率应当被设置为1到10千赫。此外，应当调整电阻器E5的电阻值以使得频率偏移变成9千赫或更高。

概述

在以下的描述中，总结了说明书中公开的各种技术特征。

说明书中公开的开关电源电路包括：全波整流电路，该全波整流电路对交流输入电压进行全波整流以产生初级电压；变压器，该变压器利用第一和第二绝缘绕组之间的电磁感应将初级电压变压成次级电压；整流及平滑电路，该整流及平滑电路自次级电压产生直流输出电压以向负载供应该直流输出电压；初级电流控制电路，该初级电流控制电路基于初级电流检测电压和第一基准电压的比较结果对初级电流进行开/关控制，该初级电流检测电压和该第一绕组内流动的初级电流相对应；以及基准电压校正电路，该基准电压校正电路用于监测第二绕组内流动的次级电流的占空比，从而校正该第一基准电压（第一结构）。

注意在具有上述第一结构的开关电源电路中，优选采用这样一种结构：其中变压器除了第一绕组和第二绕组之外还包括第三绕组，并且基准电压校正电路包括：次级电流时间检测电路，该次级电流时间检测电路监测第三绕组内的绕组电压从而输出与次级电流的占空比相对应的次级电流时间检测信号；将次级电流时间检测信号与第一基准电压相乘从而产生倍增电压的第一乘法电路；产生与倍增电压和第二基准电压之差相对应的误差电压的误差放大器；分压初级电压从而产生分压电压的分压电路；以及将分压电压和误差电压相乘从而产生第一基准电压的第二乘法电路（第二结构）。

此外，在具有上述第二结构的开关电源电路中，优选采用这样一种结构：其中初级电流控制电路包括连接至第一绕组的开关元件；初级电流检测电路，该初级电流检测电路产生与初级电流相对应的初级电流检测电压；振荡器电路，该振荡器电路产生由脉冲按预定开关频率驱动的设置信号；电压比较器电路，该电压比较器电路比较初级电流检测电压和第一基准电压从而产生复位信号；RS触发器，该RS触发器基于设置信号和复位信号产生开关控制信号；以及缓冲器电路，该缓冲器电路放大开关控制信号的电流能力从而向开关元件输出结果（第三结构）。

此外，在具有上述第三结构的开关电源电路中，优选采用这样一种结构：其中第一乘法电路包括斩波电路，该斩波电路根据次级电流时间检测信号的逻辑电平对第一基准电压进行斩波处理从而产生斩波电压；以及平滑电路，该平滑电路平滑斩波电压从而产生倍增电压（第四结构）。

此外，在具有上述第四结构的开关电源电路中，优选采用这样一种结构：其中斩波电路包括连接在斩波电压的施加端和接地端之间的开关，并且根据次级电流时间检测信号控制该开关导通和截止；以及连接在第一基准电压的施加端和斩波电压的施加端之间的电阻器（第五结构）。

此外，在具有上述第三结构的开关电源电路中，优选采用这样一种结构：其中第二乘法电路包括三角波发生电路，该三角波发生电路按预定振荡频率产生三角波电压；比较器，该比较器比较误差电压和三角波电压从而产生比较信号；斩波电路，该斩波电路根据比较信号的逻辑电平对分压电压进行斩波处理，从而产生通过像方波那样对分压电压进行斩波而获取的斩波电压；以及平滑电路，该平滑电路平滑斩波电压从而产生第一基准电压（第六结构）。

此外，在具有上述第六结构的开关电源电路中，优选采用这样一种结构：其中斩波电路包括在分压电压的施加端和接地端之间串联连接的第一开关和第二开关，并且该第一开关和第二开关根据比较信号的逻辑电平排他地导通和截止，并且从第一开关和第二开关的连接节点输出斩波电压（第七结构）。

此外，在具有上述第六结构的开关电源电路中，优选采用这样一种结构：其中使用电阻梯形成分压电路，斩波电路包括连接在分压电压的施加端和接地端之间的第一开关，并且该第一开关根据比较信号导通和截止从而从分压电压的施加端输出斩波电压（第八结构）。

此外，在具有上述第三结构的开关电源电路中，优选采用这样一种结构：其中振荡器电路包括充/放电电路，所述充/放电电路利用由恒定电流充电的电容器的充/放电操作来产生设置信号；三角波发生电路，该三角波发生电路按预定振荡频率产生三角波电压；以及电压累加电阻器，该电压累加电阻器产生将被累加到电容器的充电电压的三角波电压（第九结构）。

此外，根据本发明的一种LED照明装置，包括：LED；开关电源电路，该开关电源电路自交流电源供应的交流输入电压产生直流输出电压并且向该LED供应该直流输出电压，其中该开关电源电路具有上述第一到第九结构中任意之一的结构（第十结构）。

此外，根据本发明的一种半导体器件具有一种集成的结构，包括初级电流控制电路，该初级电流控制电路基于初级电流检测电压和第一基准电压的比较结果对初级电流进行开/关控制，该初级电流检测电压和利用绝缘的第一和第二绕组之间的电磁感应将初级电压变压成次级电压的变压器中的第一绕组内流动的初级电流相对应；以及基准电压校正电路，该基准电压校正电路用于监测第二绕组内流动的次级电流的占空比从而校正第一基准电压（第十一结构）。

注意在具有上述第十一结构的半导体器件中，优选采用这样一种结构：其中基准电压校正电路包括次级电流时间检测电路，该次级电流时间检测电路监测变压器的第三绕组中的绕组电压从而输出和次级电流的占空比相对应的次级电流时间检测信号；第一乘法电路，该第一乘法电路将次级电流时间检测信号和第一基准电压相乘从而产生倍增电压；误差放大器，该误差放大器产生与倍增电压和第二基准电压之差相对应的误差电压，以及第二乘法电路，该第二乘法电路将通过分压初级电压而获取的分压电压和误差电压相乘从而产生第一基准电压（第十二结构）。

此外，在具有上述第十二结构的半导体器件中，优选采用这样一种结构：其中初级电流控制电路包括连接至第一绕组的开关元件；初级电流检测电路，该初级电流检测电路产生和初级电流相对应的初级电流检测电压；振荡器电路，该振荡器电路产生由脉冲按预定开关频率驱动的设置信号；电压比较器电路，该电压比较器电路比较初级电流检测电压和第一基准电压从而产生复位信号；RS触发器，该RS触发器基于设置信号和复位信号产生开关控制信号；以及缓冲器电路，该缓冲器电路放大开关控制信号的电流能力从而向开关元件输出结果（第十三结构）。

此外，在具有上述第十三结构的半导体器件中，优选采用这样一种结构：其中第一乘法电路包括斩波电路，该斩波电路根据次级电流时间检测信号的逻辑电平对第一基准电压进行斩波处理从而产生斩波电压；以及平滑电路，该平滑电路平滑斩波电压从而产生所述倍增电压（第十四结构）。

此外，在具有上述第十四结构的半导体器件中，优选采用这样一种结构：其中斩波电路包括连接在斩波电压的施加端和接地端之间的开关，并且根据次级电流时间检测信号控制该开关导通和截止；以及连接在第一基准电压的施加端和斩波电压的施加端之间的电阻器（第十五结构）。

此外，在具有上述第十三结构的半导体器件中，优选采用这样一种结构：其中第二乘法电路包括三角波发生电路，该三角波发生电路按预定振荡频率产生三角波电压；比较器，该比较器比较误差电压和三角波电压从而产生比较信号；斩波电路，该斩波电路根据比较信号的逻辑电平对分压电压进行斩波处理从而产生斩波电压；以及平滑电路，该平滑电路平滑斩波电压从而产生第一基准电压（第十六结构）。

此外，在具有上述第十六结构的半导体器件中，优选采用这样一种结构：其中斩波电路包括在分压电压的施加端和接地端之间串联连接的第一开关和第二开关，并且该第一开关和第二开关根据比较信号排他地导通和截止，从而从第一开关和第二开关的连接节点输出斩波电压（第十七结构）。

此外，在具有上述第十六结构的半导体器件中，优选采用这样一种结构：其中斩波电路包括连接在分压电压的施加端和接地端之间的第一开关，并且该第一开关根据比较信号导通和截止从而从分压电压的施加端输出斩波电压（第十八结构）。

此外，在具有上述第十三结构的半导体器件中，优选采用这样一种结构：其中振荡器电路包括充/放电电路，该充/放电电路利用由恒定电流充电的电容器的充/放电操作来产生设置信号；三角波发生电路，该三角波发生电路按预定振动器频率产生三角波电压；以及电压累加电阻器，该电压累加电阻器累加三角波电压到电容器的充电电压（第十九结构）。

此外，根据本发明的LED照明装置包括：LED；全波整流电路，该全波整流电路对交流输入电压进行全波整流从而产生初级电压；变压器，该变压器利用第一和第二绝缘绕组之间的电磁感应将初级电压变压成次级电压；整流及平滑电路，该整流及平滑电路自次级电压产生直流输出电压并且向LED供应该直流输出电压；分压电路，该分压电路分压初级电压从而产生分压电压；以及具有上述第十一至第十九结构中任意之一结构的半导体器件（第二十结构）。

效果

利用本说明书中所述的技术，有可能提供一种相比惯常能够实现更高功率因数且同时保持负载中流动的电流恒定的开关电源电路，以及一种使用该开关电源电路的半导体器件，以及一种使用该开关电源电路和该半导体器件的LED照明装置。

换言之，即使输入电压下降，本说明书中公开的开关电源电路仍能够实现恒定电流特性而不导致输出电流下降。此外，本说明书中所述的开关电源电路能够通过一个开关元件实现高功率因数，从而有利于减少开关电源电路的成本。此外，本说明书中所述的开关电源电路能实现高功率因数，从而能减少电力传输线上的损耗及抑制对其它装置的噪音干扰。

注意，为了实现高功率因数通常需要两个电功率转换系统，该电功率转换系统包括使用升压转换器或无源部件提高功率因数的功率因数改善电路；以及用于从交流电压产生直流电压的电压转换电路（所谓的双转换器系统）。与之相对，本说明书中所述的开关电源电路采用了一种其中合并有功率因数改善功能的系统，从而能够实现更小尺寸及更低成本的系统。

工业实用性

本说明书中公开的开关电源电路在保持负载中流动的输出电流恒定的同时能够相比惯常实现更高的功率因数。因此，本说明书中公开的开关电源电路能够被适宜地用作对由商用交流电源供电的负载进行恒定电路驱动的负载驱动装置（例如,LED照明装置）的电源。

其它变体

注意在上述的实施例中，描述了本发明应用于用作LED照明装置电源的开关电源电路的结构的示例。但是，本发明的应用不限于此。本发明能够被广泛地应用于为其它应用所用的开关电源电路。

此外，在以上描述中描述了本发明最优选的实施例，但是对本领域的技术人员显而易见的是所公开的发明能够被以各种方式改动并且能够体现为和以上详述结构不同的方式。因此，所附权利要求旨在包括在不背离本发明主旨和技术观念的情况下在技术范围内对本发明的任何修改。

附图标记列表

1开关电源电路

2交流电源

3负载(LED)

100半导体器件

101开关元件；

102初级电流检测电路

103缓冲器电路

104RS触发器

105振荡器电路

106电压比较器电路

107次级电流时间检测电路

108第一乘法电路

109误差放大器

110基准电压源

111第二乘法电路

200全波整流电路

300分压电路

400变压器

401第一绕组

402第二绕组

403第三绕组

500整流及平滑电路

A1，A2电阻器

A3比较器

A4直流电压源

B1缓冲器电路

B2斩波电路

B21N沟道MOS场效应晶体管

B22电阻器

B3平滑电路

C1电压比较器电路

C2平滑电路

D1P沟道MOS场效应晶体管

D2N沟道MOS场效应晶体管

D3比较器

D4三角波发生电路

D5电阻器

D6电容器

E1N沟道MOS场效应晶体管

E2磁滞比较器

E3三角波发生电路

E4恒流电路

E5电阻器

E6电容器

Claims (20)

1.一种开关电源电路，包括：

全波整流电路，所述全波整流电路对交流输入电压进行全波整流以产生初级电压；

变压器，所述变压器利用第一和第二绝缘的绕组之间的电磁感应将所述初级电压变压成次级电压；

整流及平滑电路，所述整流及平滑电路自所述次级电压产生直流输出电压以向负载供应直流输出电压；

初级电流控制电路，所述初级电流控制电路基于初级电流检测电压和第一基准电压的比较结果对初级电流进行开/关控制，所述初级电流检测电压和所述第一绕组内流动的初级电流相对应；以及

基准电压校正电路，所述基准电压校正电路用于监测在所述第二绕组内流动的次级电流的占空比，从而校正所述第一基准电压。

2.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中所述变压器除所述第一绕组和第二绕组之外还包括第三绕组，并且所述基准电压校正电路包括:

次级电流时间检测电路，所述次级电流时间检测电路监测所述第三绕组中的绕组电压从而输出与所述次级电流的占空比相对应的次级电流时间检测信号；

第一乘法电路，所述第一乘法电路将所述次级电流时间检测信号和所述第一基准电压相乘从而产生倍增电压；

误差放大器，所述误差放大器产生与所述倍增电压和所述第二基准电压之差相对应的误差电压；

分压电路，所述分压电路对所述初级电压进行分压从而产生分压电压；以及

第二乘法电路，所述第二乘法电路将所述分压电压与所述误差电压相乘从而产生所述第一基准电压。

3.根据权利要求2所述的开关电源电路，其中所述初级电流控制电路包括：

连接至所述第一绕组的开关元件；

初级电流检测电路，所述初级电流检测电路产生和所述初级电流相对应的初级电流检测电压；

振荡器电路，所述振荡器电路产生由脉冲按预定开关频率驱动的设置信号；

电压比较器电路，所述电压比较器电路比较所述初级电流检测电压和所述第一基准电压从而产生复位信号；

RS触发器，所述RS触发器基于所述设置信号和所述复位信号产生开关控制信号；以及

缓冲器电路，所述缓冲器电路放大所述开关控制信号的电流能力，从而向所述开关元件输出所述结果。

4.根据权利要求3所述的开关电源电路，其中所述第一乘法电路包括：

斩波电路，所述斩波电路根据所述次级电流时间检测信号的逻辑电平对所述第一基准电压进行斩波处理，从而产生斩波电压；以及

平滑电路，所述平滑电路对所述斩波电压进行平滑，从而产生所述倍增电压。

5.根据权利要求4所述的开关电源电路，其中所述斩波电路包括：

连接在所述斩波电压的施加端和接地端之间的开关，并且根据所述次级电流时间检测信号控制所述开关以导通和截止；以及

连接在所述第一基准电压的施加端和所述斩波电压的施加端之间的电阻器。

6.根据权利要求3所述的开关电源电路，其中所述第二乘法电路包括：

三角波发生电路，所述三角波发生电路按预定振荡频率产生三角波电压；

比较器，所述比较器比较所述误差电压和所述三角波电压，从而产生比较信号；

斩波电路，所述斩波电路根据所述比较信号的逻辑电平对所述分压电压进行斩波处理，从而产生通过像方波那样对所述分压电压进行斩波而获取的斩波电压；以及

平滑电路，所述平滑电路对所述斩波电压进行平滑从而产生所述第一基准电压。

7.根据权利要求6所述的开关电源电路，其中所述斩波电路包括在分压电压的施加端和接地端之间串联连接的第一开关和第二开关，并且所述第一开关和第二开关是根据所述比较信号的逻辑电平排他地导通和截止，并且从所述第一开关和所述第二开关的连接节点输出所述斩波电压。

8.根据权利要求6所述的开关电源电路，其中

使用电阻梯形成所述分压电路，

所述斩波电路包括连接在所述分压电压的施加端和所述接地端之间的第一开关，以及

所述第一开关是根据所述比较信号而导通和截止，从而从所述分压电压的施加端输出所述斩波电压。

9.根据权利要求3所述的开关电源电路，其中所述振荡器电路包括：

充/放电电路，所述充/放电电路利用由恒定电流充电的电容器的充/放电操作来产生设置信号；

三角波发生电路，所述三角波发生电路按预定振荡频率产生三角波电压；以及

电压累加电阻器，所述电压累加电阻器产生将被累加到所述电容器的充电电压的三角波电压。

10.一种LED照明装置，包括：

LED；以及

开关电源电路，所述开关电源电路自交流电源供应的交流输入电压产生直流输出电压，并且向所述LED供应所述直流输出电压，其中所述开关电源电路包括：

全波整流电路，所述全波整流电路对交流输入电压进行全波整流以产生初级电压；

变压器，所述变压器利用第一和第二绝缘的绕组之间的电磁感应将所述初级电压变压成次级电压；

整流及平滑电路，所述整流及平滑电路自所述次级电压产生直流输出电压以向负载供应所述直流输出电压；

初级电流控制电路，所述初级电流控制电路基于初级电流检测电压和第一基准电压的比较结果对初级电流进行开/关控制，所述初级电流检测电压和在所述第一绕组内流动的初级电流相对应；以及

基准电压校正电路，所述基准电压校正电路用于监测在所述第二绕组内流动的次级电流的占空比，从而校正所述第一基准电压。

11.一种半导体器件，包括：

初级电流控制电路，所述初级电流控制电路基于初级电流检测电压和第一基准电压的比较结果对初级电流进行开/关控制，所述初级电流检测电压和利用绝缘的第一和第二绕组之间的电磁感应将初级电压变压成次级电压的变压器中的所述第一绕组内流动的初级电流相对应；以及

基准电压校正电路，所述基准电压校正电路用于监测在所述变压器的第二绕组内流动的次级电流的占空比，从而校正所述第一基准电压。

12.根据权利要求11所述的半导体器件，其中所述基准电压校正电路包括：

次级电流时间检测电路，所述次级电流时间检测电路监测所述变压器的第三绕组中的绕组电压，从而输出与所述次级电流的占空比相对应的次级电流时间检测信号；

第一乘法电路，所述第一乘法电路将所述次级电流时间检测信号和所述第一基准电压相乘从而产生倍增电压；

误差放大器，所述误差放大器产生与所述倍增电压和所述第二基准电压之差相对应的误差电压；以及

第二乘法电路，所述第二乘法电路将通过分压所述初级电压而获取的分压电压与所述误差电压相乘，从而产生所述第一基准电压。

13.根据权利要求12所述的半导体器件，其中所述初级电流控制电路包括：

连接至所述第一绕组的开关元件；

初级电流检测电路，所述初级电流检测电路产生与所述初级电流相对应的初级电流检测电压；

振荡器电路，所述振荡器电路产生由脉冲按预定开关频率驱动的设置信号；

电压比较器电路，所述电压比较器电路比较所述初级电流检测电压和所述第一基准电压从而产生复位信号；

RS触发器，所述RS触发器基于所述设置信号和所述复位信号产生开关控制信号；以及

缓冲器电路，所述缓冲器电路放大所述开关控制信号的电流能力从而向所述开关元件输出所述结果。

14.根据权利要求13所述的半导体器件，其中所述第一乘法电路包括：

斩波电路，所述斩波电路根据所述次级电流时间检测信号的逻辑电平对所述第一基准电压进行斩波处理，从而产生斩波电压；以及

平滑电路，所述平滑电路对所述斩波电压进行平滑从而产生所述倍增电压。

15.根据权利要求14所述的半导体器件，其中所述斩波电路包括：

连接在所述斩波电压的施加端和接地端之间的开关，并且根据所述次级电流时间检测信号控制所述开关以导通和截止；以及

连接在所述第一基准电压的施加端和所述斩波电压的施加端之间的电阻器。

16.根据权利要求13所述的半导体器件，其中所述第二乘法电路包括：

三角波发生电路，所述三角波发生电路按预定振荡频率产生三角波电压；

比较器，所述比较器比较所述误差电压和所述三角波电压，从而产生比较信号；

斩波电路，所述斩波电路根据所述比较信号的逻辑电平对所述分压电压进行斩波处理，从而产生斩波电压；以及

平滑电路，所述平滑电路对所述斩波电压进行平滑从而产生所述第一基准电压。

17.根据权利要求16所述的半导体器件，其中所述斩波电路包括在分压电压的施加端和接地端之间串联连接的第一开关和第二开关，并且所述第一开关和第二开关是根据所述比较信号排他地导通和截止，从而从所述第一开关和所述第二开关的连接节点输出所述斩波电压。

18.根据权利要求16所述的半导体器件，其中所述斩波电路包括连接在分压电压的施加端和接地端之间的第一开关，并且所述第一开关是根据所述比较信号而导通和截止，从而从所述分压电压的施加端输出所述斩波电压。

19.根据权利要求13所述的半导体器件，其中所述振荡器电路包括：

充/放电电路，所述充/放电电路利用由恒定电流充电的电容器的充/放电操作来产生设置信号；

三角波发生电路，所述三角波发生电路按预定振荡频率产生三角波电压；以及

电压累加电阻器，所述电压累加电阻器将所述三角波电压累加到所述电容器的充电电压。

20.一种LED照明装置，包括：

LED；

全波整流电路，所述全波整流电路对交流输入电压进行全波整流从而产生初级电压；

变压器，所述变压器利用第一和第二绝缘的绕组之间的电磁感应将所述初级电压变压成次级电压；

整流及平滑电路，所述整流及平滑电路自所述次级电压产生直流输出电压并且向所述LED供应所述直流输出电压；

分压电路，所述分压电路分压所述初级电压从而产生分压电压；以及

半导体器件，所述半导体器件驱动所述变压器，其中所述半导体器件包括：

初级电流控制电路，所述初级电流控制电路基于初级电流检测电压和第一基准电压的比较结果对初级电流进行开/关控制，所述初级电流检测电压与利用绝缘的第一和第二绕组之间的电磁感应将初级电压变压成次级电压的变压器中的第一绕组内流动的初级电流相对应；以及

基准电压校正电路，所述基准电压校正电路用于监测所述变压器的第二绕组内流动的次级电流的占空比，从而校正所述第一基准电压。

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