JP4375914B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は交流電源を入力とする高力率形スイッチング電源の改善に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の高力率形スイッチング電源装置として図６に示すように入力電解コンデンサレスのワンコンバータ方式がある。この方式は、入出力間を絶縁し、且つ入力電流を正弦波状に近似することができる。
【０００３】
図６において交流電源１に高域阻止フィルタ２を介して全波整流器３を接続し、全波整流器３の出力に変換トランス４の一次巻線５とオン、オフ動作を行うスイッチ素子８を直列に接続する。一方変換トランス４の二次巻線６の両端には整流用ダイオード９と平滑用コンデンサ１０を直列に接続し、このコンデンサ１０の両端に接続された電気的負荷１１に直流電圧を供給する。また、７は変換トランス４の励磁のリセットを検出する三次巻線、１３は三次巻線７の信号を検出する励磁リセット検出回路、１４はスイッチ素子８の電流を検出する電流検出回路、１５は交流電源の全波整流波形を検出する交流入力電圧検出回路、１６は出力電圧を検出すると共に基準電圧と比較、増幅し、誤差信号を出力する出力電圧検出回路、１７は出力電圧検出回路１６の信号及び交流入力電圧検出回路１５の信号を乗算し、基準信号を発生する乗算回路、１８は電流検出回路１４の信号と乗算回路１７の基準信号とを比較し、パルス幅変調をするパルス幅制御回路、１２はスイッチ素子８を、励磁リセット検出回路１３の信号でオンし、パルス幅制御回路１８の信号でオフするＲＳラッチ回路である。
【０００４】
図６の電流波形は従来より知られているように次式で示される。
【数４】
【０００５】
この数４は以下のように求められる。まず、一次巻線電流のピークI1pとTonとの関係式は次式で示される。
【数５】
【０００６】
二次巻線電流のピークI2pとToffとの関係式は次式で示される。
【数６】
【０００７】
I1pとI2pは等アンペア・ターンの法則から次式で示される。
【数７】
【０００８】
この式を変形して次式を得る。
【数８】
【０００９】
上記数５と上記数６を上記数８に代入して次式が得られる。
【数９】
【００１０】
また、入力電流Iiは一次巻線の平均電流なので次式となる。
【数１０】
【００１１】
上記数９と上記数５を上記数１０に代入すると上記数４が導かれる。
【００１２】
また、上記数４の中でのTonは以下のように表すことができる。まず、パルス幅制御回路１８は電流検出回路１４の信号I1dと乗算回路１７の基準信号Iprefを比較し、パルス幅変調をするため、次式が成り立つ。
【数１１】
【００１３】
I1dは電流検出回路１４のゲインをGiとすると、次式で示される。
【数１２】
【００１４】
Iprefは出力電圧検出回路１６の信号をGo、交流入力検出回路１５のゲインをGeとすると次式で示される。
【数１３】
【００１５】
上記数１２と上記数１３を上記数１１に代入すると、
【数１４】
【００１６】
となり、Tonは一定の値となることがわかる。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
従来の制御方法では上記数１４からわかるようにTonが一定のため、上記数４の入力電流Iiが入力電圧波形に完全に比例しない式となり、図７に示すように台形に近い波形となり、入力電圧の範囲を広くとると、入力電流のひずみ率が増大し、高調波を抑制することができないという課題が生じた。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記数１にすることで、入力電流Iiは入力電圧の大きさVpが変化しても常に入力電圧に完全に比例した波形となり、入力電圧の広い範囲で入力電流のひずみ率を低減し、高調波を抑制することを可能にした。
【００１９】
本発明は、上記数３にすることで、上記数４の分母の下記数１５で示す部分を打ち消すことができ、入力電流Iiは入力電圧の大きさVpが変化しても常に入力電圧に完全に比例した波形となり、入力電圧の広い範囲で入力電流のひずみ率を低減し、高調波を抑制することを可能にした。
【数１５】
【００２０】
本発明は、２乗回路と加算回路とを備えた演算回路を制御器に設け、これら２乗回路及び加算回路を着脱可能にしたことにより、少ない追加部品で低コスト化を実現することを可能にした。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るスイッチング電源装置の好ましい実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は本発明に係るスイッチング電源装置の好ましい実施の形態を示す回路図である。また、図２はこの実施例の方式による波形図である。
【００２２】
本実施例のスイッチング電源装置は、上記従来例と同様に、交流電源１に高域阻止フィルタ２を介して全波整流器３を接続し、全波整流器３の出力に変換トランス４の一次巻線５とオン、オフ動作を行うスイッチ素子８を直列に接続してある。一方変換トランス４の二次巻線６の両端には整流用ダイオード９と平滑用コンデンサ１０を直列に接続し、このコンデンサ１０の両端に接続された電気的負荷１１に直流電圧を供給する。また、三次巻線７を設けてあり、変換トランス４の励磁のリセットを検出する。
【００２３】
本実施例では、制御器２２を設けてあり、三次巻線７の信号を検出する励磁リセット検出回路１３と、スイッチ素子８の電流を検出する電流検出回路１４と、交流電源の全波整流波形を検出する交流入力電圧検出回路１５と、出力電圧を検出すると共に基準電圧と比較、増幅し、誤差信号を出力する出力電圧検出回路１６と、出力電圧検出回路１６及び交流入力電圧検出回路１５の信号を乗算し基準信号を発生する乗算回路１７と、電流検出回路１４の信号と乗算回路１７の基準信号を比較し、パルス幅変調をするパルス幅制御回路１８と、スイッチ素子８を励磁リセット検出回路１３の信号でオンし、パルス幅制御回路１８の信号でオフするＲＳラッチ回路１２とを備えてある。
【００２４】
また、本実施例の制御器２２には着脱可能な演算回路２１を備え、この演算回路２１は、交流入力電圧検出回路１５の出力を２乗する２乗回路１９と、交流入力電圧検出回路１５の出力と２乗回路１９の出力を加算する加算回路２０とからなり、この加算回路２０の出力と出力電圧検出回路１６の出力とを乗算回路１７が乗算するようにしてある。なお、２乗回路１９及び加算回路２０を個々に設けてあってもよい。
【００２５】
本実施例のスイッチング電源装置を以上のように構成することにより、乗算回路１７の出力信号Iprefは次のようになる。
【数１６】
【００２６】
パルス幅制御回路１８でこの乗算回路１７の基準信号と、電流検出回路１４の信号とを比較することにより、Tonを求めることができ、上記数１６と上記数１２を上記数１１に代入すると、
【数１７】
を得ることができる。
【００２７】
この上記数１７で下記数１８及び下記数１９をおくと、
【数１８】
【００２８】
【数１９】
【００２９】
下記数２０となる。なお、この位相による変化を図４で示してある。
【数２０】
【００３０】
また、上記数１７のTonを上記数４に代入して上記数４の分母の上記数１５で示す部分をうち消すためにはsinωtの項を等しくする必要があるため、下記数２１をたてる。
【数２１】
【００３１】
ここで両辺のVpが消え、Gsqは、
【数２２】
【００３２】
となる。こうすることで、上記数４の入力電流Iiは入力電圧の変化に影響されないため、広い入力電圧の範囲でsinωtに比例した波形となる。
【００３３】
図３に従来の方式と本発明の方式の周波数スペクトラムを示す。従来の方式では総合ひずみ率ＴＨＤが１５％であったものが本発明の方式では約４％に抑えることができる。
【００３４】
なお、図５では、非絶縁型の極性逆転型チョッパに適用した回路図を示してある。この実施例も上記実施例と同様に、制御器２２には、２乗回路１９と加算回路２０とからなり、着脱可能な演算回路２１を備えてあり、上記実施例と同様の作用をし、上記スイッチ素子のオン幅Tonを上記数２０で示すように制御する。
【００３５】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように本発明によれば、入力電解コンデンサレスのワンコンバータ方式において、入力電圧の広い範囲で入力電流のひずみ率を低減し、高調波を抑制することができる。
【００３６】
本発明は、２乗回路と加算回路とを備えた演算回路を制御器に設け、これら２乗回路及び加算回路を着脱可能にしたことにより、少ない追加部品で低コスト化を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】入力電解コンデンサレスのワンコンバータの提案する制御方式を示す回路図である。
【図２】図１図示実施例の方式による電流の動作波形図である。
【図３】従来の方式と本発明の方式の周波数スペクトラムを示す図である。
【図４】Tonの位相による変化を表す図である。
【図５】本発明を非絶縁型の極性逆転型チョッパに適用した回路図である。
【図６】入力電解コンデンサレスのワンコンバータの従来の制御方式を示す回路図である。
【図７】従来の方式による電流の動作波形図である。
【符号の説明】
１ 交流電源
２ 広域阻止フィルタ
３ 全波整流器
４ 変換トランス
５ 一次巻線
６ 二次巻線
７ 三次巻線
８ スイッチ素子
９ 整流用ダイオード
１０ 平滑用コンデンサ
１１ 電気的負荷
１２ ＲＳラッチ回路
１３ 励磁リセット検出回路
１４ 電流検出回路
１５ 交流入力電圧検出回路
１６ 出力電圧検出回路
１７ 乗算回路
１８ パルス幅制御回路
１９ ２乗回路
２０ 加算回路
２１ 演算回路
２２ 制御器
【発明の属する技術分野】
本発明は交流電源を入力とする高力率形スイッチング電源の改善に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の高力率形スイッチング電源装置として図６に示すように入力電解コンデンサレスのワンコンバータ方式がある。この方式は、入出力間を絶縁し、且つ入力電流を正弦波状に近似することができる。
【０００３】
図６において交流電源１に高域阻止フィルタ２を介して全波整流器３を接続し、全波整流器３の出力に変換トランス４の一次巻線５とオン、オフ動作を行うスイッチ素子８を直列に接続する。一方変換トランス４の二次巻線６の両端には整流用ダイオード９と平滑用コンデンサ１０を直列に接続し、このコンデンサ１０の両端に接続された電気的負荷１１に直流電圧を供給する。また、７は変換トランス４の励磁のリセットを検出する三次巻線、１３は三次巻線７の信号を検出する励磁リセット検出回路、１４はスイッチ素子８の電流を検出する電流検出回路、１５は交流電源の全波整流波形を検出する交流入力電圧検出回路、１６は出力電圧を検出すると共に基準電圧と比較、増幅し、誤差信号を出力する出力電圧検出回路、１７は出力電圧検出回路１６の信号及び交流入力電圧検出回路１５の信号を乗算し、基準信号を発生する乗算回路、１８は電流検出回路１４の信号と乗算回路１７の基準信号とを比較し、パルス幅変調をするパルス幅制御回路、１２はスイッチ素子８を、励磁リセット検出回路１３の信号でオンし、パルス幅制御回路１８の信号でオフするＲＳラッチ回路である。
【０００４】
図６の電流波形は従来より知られているように次式で示される。
【数４】
この数４は以下のように求められる。まず、一次巻線電流のピークI1pとTonとの関係式は次式で示される。
【数５】
二次巻線電流のピークI2pとToffとの関係式は次式で示される。
【数６】
I1pとI2pは等アンペア・ターンの法則から次式で示される。
【数７】
この式を変形して次式を得る。
【数８】
上記数５と上記数６を上記数８に代入して次式が得られる。
【数９】
また、入力電流Iiは一次巻線の平均電流なので次式となる。
【数１０】
上記数９と上記数５を上記数１０に代入すると上記数４が導かれる。
【００１２】
また、上記数４の中でのTonは以下のように表すことができる。まず、パルス幅制御回路１８は電流検出回路１４の信号I1dと乗算回路１７の基準信号Iprefを比較し、パルス幅変調をするため、次式が成り立つ。
【数１１】
I1dは電流検出回路１４のゲインをGiとすると、次式で示される。
【数１２】
Iprefは出力電圧検出回路１６の信号をGo、交流入力検出回路１５のゲインをGeとすると次式で示される。
【数１３】
上記数１２と上記数１３を上記数１１に代入すると、
【数１４】
となり、Tonは一定の値となることがわかる。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
従来の制御方法では上記数１４からわかるようにTonが一定のため、上記数４の入力電流Iiが入力電圧波形に完全に比例しない式となり、図７に示すように台形に近い波形となり、入力電圧の範囲を広くとると、入力電流のひずみ率が増大し、高調波を抑制することができないという課題が生じた。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記数１にすることで、入力電流Iiは入力電圧の大きさVpが変化しても常に入力電圧に完全に比例した波形となり、入力電圧の広い範囲で入力電流のひずみ率を低減し、高調波を抑制することを可能にした。
【００１９】
本発明は、上記数３にすることで、上記数４の分母の下記数１５で示す部分を打ち消すことができ、入力電流Iiは入力電圧の大きさVpが変化しても常に入力電圧に完全に比例した波形となり、入力電圧の広い範囲で入力電流のひずみ率を低減し、高調波を抑制することを可能にした。
【数１５】
本発明は、２乗回路と加算回路とを備えた演算回路を制御器に設け、これら２乗回路及び加算回路を着脱可能にしたことにより、少ない追加部品で低コスト化を実現することを可能にした。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るスイッチング電源装置の好ましい実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は本発明に係るスイッチング電源装置の好ましい実施の形態を示す回路図である。また、図２はこの実施例の方式による波形図である。
【００２２】
本実施例のスイッチング電源装置は、上記従来例と同様に、交流電源１に高域阻止フィルタ２を介して全波整流器３を接続し、全波整流器３の出力に変換トランス４の一次巻線５とオン、オフ動作を行うスイッチ素子８を直列に接続してある。一方変換トランス４の二次巻線６の両端には整流用ダイオード９と平滑用コンデンサ１０を直列に接続し、このコンデンサ１０の両端に接続された電気的負荷１１に直流電圧を供給する。また、三次巻線７を設けてあり、変換トランス４の励磁のリセットを検出する。
【００２３】
本実施例では、制御器２２を設けてあり、三次巻線７の信号を検出する励磁リセット検出回路１３と、スイッチ素子８の電流を検出する電流検出回路１４と、交流電源の全波整流波形を検出する交流入力電圧検出回路１５と、出力電圧を検出すると共に基準電圧と比較、増幅し、誤差信号を出力する出力電圧検出回路１６と、出力電圧検出回路１６及び交流入力電圧検出回路１５の信号を乗算し基準信号を発生する乗算回路１７と、電流検出回路１４の信号と乗算回路１７の基準信号を比較し、パルス幅変調をするパルス幅制御回路１８と、スイッチ素子８を励磁リセット検出回路１３の信号でオンし、パルス幅制御回路１８の信号でオフするＲＳラッチ回路１２とを備えてある。
【００２４】
また、本実施例の制御器２２には着脱可能な演算回路２１を備え、この演算回路２１は、交流入力電圧検出回路１５の出力を２乗する２乗回路１９と、交流入力電圧検出回路１５の出力と２乗回路１９の出力を加算する加算回路２０とからなり、この加算回路２０の出力と出力電圧検出回路１６の出力とを乗算回路１７が乗算するようにしてある。なお、２乗回路１９及び加算回路２０を個々に設けてあってもよい。
【００２５】
本実施例のスイッチング電源装置を以上のように構成することにより、乗算回路１７の出力信号Iprefは次のようになる。
【数１６】
パルス幅制御回路１８でこの乗算回路１７の基準信号と、電流検出回路１４の信号とを比較することにより、Tonを求めることができ、上記数１６と上記数１２を上記数１１に代入すると、
【数１７】
【００２７】
この上記数１７で下記数１８及び下記数１９をおくと、
【数１８】
【数１９】
下記数２０となる。なお、この位相による変化を図４で示してある。
【数２０】
また、上記数１７のTonを上記数４に代入して上記数４の分母の上記数１５で示す部分をうち消すためにはsinωtの項を等しくする必要があるため、下記数２１をたてる。
【数２１】
ここで両辺のVpが消え、Gsqは、
【数２２】
となる。こうすることで、上記数４の入力電流Iiは入力電圧の変化に影響されないため、広い入力電圧の範囲でsinωtに比例した波形となる。
【００３３】
図３に従来の方式と本発明の方式の周波数スペクトラムを示す。従来の方式では総合ひずみ率ＴＨＤが１５％であったものが本発明の方式では約４％に抑えることができる。
【００３４】
なお、図５では、非絶縁型の極性逆転型チョッパに適用した回路図を示してある。この実施例も上記実施例と同様に、制御器２２には、２乗回路１９と加算回路２０とからなり、着脱可能な演算回路２１を備えてあり、上記実施例と同様の作用をし、上記スイッチ素子のオン幅Tonを上記数２０で示すように制御する。
【００３５】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように本発明によれば、入力電解コンデンサレスのワンコンバータ方式において、入力電圧の広い範囲で入力電流のひずみ率を低減し、高調波を抑制することができる。
【００３６】
本発明は、２乗回路と加算回路とを備えた演算回路を制御器に設け、これら２乗回路及び加算回路を着脱可能にしたことにより、少ない追加部品で低コスト化を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】入力電解コンデンサレスのワンコンバータの提案する制御方式を示す回路図である。
【図２】図１図示実施例の方式による電流の動作波形図である。
【図３】従来の方式と本発明の方式の周波数スペクトラムを示す図である。
【図４】Tonの位相による変化を表す図である。
【図５】本発明を非絶縁型の極性逆転型チョッパに適用した回路図である。
【図６】入力電解コンデンサレスのワンコンバータの従来の制御方式を示す回路図である。
【図７】従来の方式による電流の動作波形図である。
【符号の説明】
１ 交流電源
２ 広域阻止フィルタ
３ 全波整流器
４ 変換トランス
５ 一次巻線
６ 二次巻線
７ 三次巻線
８ スイッチ素子
９ 整流用ダイオード
１０ 平滑用コンデンサ
１１ 電気的負荷
１２ ＲＳラッチ回路
１３ 励磁リセット検出回路
１４ 電流検出回路
１５ 交流入力電圧検出回路
１６ 出力電圧検出回路
１７ 乗算回路
１８ パルス幅制御回路
１９ ２乗回路
２０ 加算回路
２１ 演算回路
２２ 制御器
Claims (6)
- 交流電源に高域阻止フィルタを介して接続された全波整流器の直流出力にスイッチ素子と変換トランスの一次巻線を直列に接続し、上記変換トランスの二次巻線には整流平滑回路を接続して直流電圧を得るようにし、上記スイッチ素子のオン時に上記変換トランスに蓄えられた磁気エネルギーをオフ時に上記変換トランスの二次巻線側に供給するように構成し、上記スイッチ素子を上記変換トランスの励磁がリセットされた後にオンが始まるように制御されたスイッチング電源装置において、上記全波整流器の出力、出力電圧その他変化する値を検出する検出手段と、この検出手段で検出した信号及び上記変換トランスの巻数比、入力出力の大きさその他定数に基づいてパルス幅変調の基準信号を演算する演算手段と、上記基準信号に基づいてパルス幅変調を制御する制御手段とを備えた制御器を設け、この制御器により上記スイッチ素子のオン幅Tonを下記数１に示すように制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
- 上記請求項１記載のスイッチング電源装置において、上記検出手段は、上記全波整流器の出力を検出する交流入力電圧検出回路と、上記出力電圧Voを検出すると共にVoの基準電圧Vrefと比較、増幅し、誤差信号を出力する出力電圧検出回路と、上記スイッチ素子の電流を検出する電流検出回路とから構成し、上記演算手段は、上記交流入力電圧検出回路の出力を２乗する２乗回路と、上記交流入力電圧検出回路の出力と上記２乗回路の出力を加算する加算回路と、上記出力電圧検出回路の出力と上記加算回路の出力を乗算する乗算回路とから構成し、上記制御手段は、上記電流検出回路の出力と上記乗算回路が出力する基準信号Iprefを比較し、パルス幅変調をするパルス幅制御回路と、上記変換トランスの励磁がリセットされるのを検出する三次巻線と励磁リセット検出回路と、上記スイッチ素子を上記励磁リセット検出回路の信号でオンし、上記パルス幅制御回路の信号でオフするＲＳラッチ回路とから構成してあることを特徴とするスイッチング電源装置。
- 上記請求項２記載のスイッチング電源装置において、上記乗算回路が出力する基準信号Iprefを下記数２に示すように演算することを特徴とするスイッチング電源装置。
- 上記請求項３記載のスイッチング電源装置において、上記オン幅Tonを下記数３に示すように制御することを特徴とするスイッチング電源装置。
- 上記請求項２乃至４のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、上記２乗回路及び上記加算回路を上記制御器に着脱可能に設けてあることを特徴とするスイッチング電源装置。
- 上記請求項２乃至５のいずれか１項記載のスイッチング電源装置において、上記制御器に上記２乗回路と上記加算回路とを備えた演算回路を設けてあることを特徴とするスイッチング電源装置。
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