JP2002300780A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JP2002300780A JP2002300780A JP2001098693A JP2001098693A JP2002300780A JP 2002300780 A JP2002300780 A JP 2002300780A JP 2001098693 A JP2001098693 A JP 2001098693A JP 2001098693 A JP2001098693 A JP 2001098693A JP 2002300780 A JP2002300780 A JP 2002300780A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】入力電解コンデンサレスのワンコンバータ方式
において、入力電圧の広い範囲で入力電流のひずみ率を
低減し、高調波を抑制するスイッチング電源装置を提供
するものである。 【解決手段】 交流電源１に高域阻止フィルタ２を介し
て接続された全波整流器３の直流出力にスイッチ素子８
と変換トランス４の一次巻線５を直列に接続し、二次巻
線６には整流平滑回路を接続し、スイッチ素子８のオン
時に変換トランス４に蓄えられた磁気エネルギーをオフ
時に二次巻線６側に供給するように構成し、変換トラン
ス４の励磁がリセットされた後にオンが始まるように制
御されたスイッチング電源において、全波整流器３の出
力、出力電圧その他変化する値を検出する検出手段と、
検出した信号及び変換トランス４の巻数比、入力出力の
大きさその他定数に基づいてパルス幅変調の基準信号を
演算する演算手段を備えたスイッチング電源装置。
において、入力電圧の広い範囲で入力電流のひずみ率を
低減し、高調波を抑制するスイッチング電源装置を提供
するものである。 【解決手段】 交流電源１に高域阻止フィルタ２を介し
て接続された全波整流器３の直流出力にスイッチ素子８
と変換トランス４の一次巻線５を直列に接続し、二次巻
線６には整流平滑回路を接続し、スイッチ素子８のオン
時に変換トランス４に蓄えられた磁気エネルギーをオフ
時に二次巻線６側に供給するように構成し、変換トラン
ス４の励磁がリセットされた後にオンが始まるように制
御されたスイッチング電源において、全波整流器３の出
力、出力電圧その他変化する値を検出する検出手段と、
検出した信号及び変換トランス４の巻数比、入力出力の
大きさその他定数に基づいてパルス幅変調の基準信号を
演算する演算手段を備えたスイッチング電源装置。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は交流電源を入力とす
る高力率形スイッチング電源の改善に関するものであ
る。
る高力率形スイッチング電源の改善に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】従来の高力率形スイッチング電源装置と
して図６に示すように入力電解コンデンサレスのワンコ
ンバータ方式がある。この方式は、入出力間を絶縁し、
且つ入力電流を正弦波状に近似することができる。
して図６に示すように入力電解コンデンサレスのワンコ
ンバータ方式がある。この方式は、入出力間を絶縁し、
且つ入力電流を正弦波状に近似することができる。
【０００３】図６において交流電源１に高域阻止フィル
タ２を介して全波整流器３を接続し、全波整流器３の出
力に変換トランス４の一次巻線５とオン、オフ動作を行
うスイッチ素子８を直列に接続する。一方変換トランス
４の二次巻線６の両端には整流用ダイオード９と平滑用
コンデンサ１０を直列に接続し、このコンデンサ１０の
両端に接続された電気的負荷１１に直流電圧を供給す
る。また、７は変換トランス４の励磁のリセットを検出
する三次巻線、１３は三次巻線７の信号を検出する励磁
リセット検出回路、１４はスイッチ素子８の電流を検出
する電流検出回路、１５は交流電源の全波整流波形を検
出する交流入力電圧検出回路、１６は出力電圧を検出す
ると共に基準電圧と比較、増幅し、誤差信号を出力する
出力電圧検出回路、１７は出力電圧検出回路１６の信号
及び交流入力電圧検出回路１５の信号を乗算し、基準信
号を発生する乗算回路、１８は電流検出回路１４の信号
と乗算回路１７の基準信号とを比較し、パルス幅変調を
するパルス幅制御回路、１２はスイッチ素子８を、励磁
リセット検出回路１３の信号でオンし、パルス幅制御回
路１８の信号でオフするＲＳラッチ回路である。
タ２を介して全波整流器３を接続し、全波整流器３の出
力に変換トランス４の一次巻線５とオン、オフ動作を行
うスイッチ素子８を直列に接続する。一方変換トランス
４の二次巻線６の両端には整流用ダイオード９と平滑用
コンデンサ１０を直列に接続し、このコンデンサ１０の
両端に接続された電気的負荷１１に直流電圧を供給す
る。また、７は変換トランス４の励磁のリセットを検出
する三次巻線、１３は三次巻線７の信号を検出する励磁
リセット検出回路、１４はスイッチ素子８の電流を検出
する電流検出回路、１５は交流電源の全波整流波形を検
出する交流入力電圧検出回路、１６は出力電圧を検出す
ると共に基準電圧と比較、増幅し、誤差信号を出力する
出力電圧検出回路、１７は出力電圧検出回路１６の信号
及び交流入力電圧検出回路１５の信号を乗算し、基準信
号を発生する乗算回路、１８は電流検出回路１４の信号
と乗算回路１７の基準信号とを比較し、パルス幅変調を
するパルス幅制御回路、１２はスイッチ素子８を、励磁
リセット検出回路１３の信号でオンし、パルス幅制御回
路１８の信号でオフするＲＳラッチ回路である。
【０００４】図６の電流波形は従来より知られているよ
うに次式で示される。
うに次式で示される。
【数４】
【０００５】この数４は以下のように求められる。ま
ず、一次巻線電流のピークI1pとTonとの関係式は次式で
示される。
ず、一次巻線電流のピークI1pとTonとの関係式は次式で
示される。
【数５】
【０００６】二次巻線電流のピークI2pとToffとの関係
式は次式で示される。
式は次式で示される。
【数６】
【０００７】I1pとI2pは等アンペア・ターンの法則から
次式で示される。
次式で示される。
【数７】
【０００８】この式を変形して次式を得る。
【数８】
【０００９】上記数５と上記数６を上記数８に代入して
次式が得られる。
次式が得られる。
【数９】
【００１０】また、入力電流Iiは一次巻線の平均電流な
ので次式となる。
ので次式となる。
【数１０】
【００１１】上記数９と上記数５を上記数１０に代入す
ると上記数４が導かれる。
ると上記数４が導かれる。
【００１２】また、上記数４の中でのTonは以下のよう
に表すことができる。まず、パルス幅制御回路１８は電
流検出回路１４の信号I1dと乗算回路１７の基準信号Ipr
efを比較し、パルス幅変調をするため、次式が成り立
つ。
に表すことができる。まず、パルス幅制御回路１８は電
流検出回路１４の信号I1dと乗算回路１７の基準信号Ipr
efを比較し、パルス幅変調をするため、次式が成り立
つ。
【数１１】
【００１３】I1dは電流検出回路１４のゲインをGiとす
ると、次式で示される。
ると、次式で示される。
【数１２】
【００１４】Iprefは出力電圧検出回路１６の信号をG
o、交流入力検出回路１５のゲインをGeとすると次式で
示される。
o、交流入力検出回路１５のゲインをGeとすると次式で
示される。
【数１３】
【００１５】上記数１２と上記数１３を上記数１１に代
入すると、
入すると、
【数１４】
【００１６】となり、Tonは一定の値となることがわか
る。
る。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】従来の制御方法では上
記数１４からわかるようにTonが一定のため、上記数４
の入力電流Iiが入力電圧波形に完全に比例しない式とな
り、図７に示すように台形に近い波形となり、入力電圧
の範囲を広くとると、入力電流のひずみ率が増大し、高
調波を抑制することができないという課題が生じた。
記数１４からわかるようにTonが一定のため、上記数４
の入力電流Iiが入力電圧波形に完全に比例しない式とな
り、図７に示すように台形に近い波形となり、入力電圧
の範囲を広くとると、入力電流のひずみ率が増大し、高
調波を抑制することができないという課題が生じた。
【００１８】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記数１にす
ることで、入力電流Iiは入力電圧の大きさVpが変化して
も常に入力電圧に完全に比例した波形となり、入力電圧
の広い範囲で入力電流のひずみ率を低減し、高調波を抑
制することを可能にした。
ることで、入力電流Iiは入力電圧の大きさVpが変化して
も常に入力電圧に完全に比例した波形となり、入力電圧
の広い範囲で入力電流のひずみ率を低減し、高調波を抑
制することを可能にした。
【００１９】本発明は、上記数３にすることで、上記数
４の分母の下記数１５で示す部分を打ち消すことがで
き、入力電流Iiは入力電圧の大きさVpが変化しても常に
入力電圧に完全に比例した波形となり、入力電圧の広い
範囲で入力電流のひずみ率を低減し、高調波を抑制する
ことを可能にした。
４の分母の下記数１５で示す部分を打ち消すことがで
き、入力電流Iiは入力電圧の大きさVpが変化しても常に
入力電圧に完全に比例した波形となり、入力電圧の広い
範囲で入力電流のひずみ率を低減し、高調波を抑制する
ことを可能にした。
【数１５】
【００２０】本発明は、２乗回路と加算回路とを備えた
演算回路を制御器に設け、これら２乗回路及び加算回路
を着脱可能にしたことにより、少ない追加部品で低コス
ト化を実現することを可能にした。
演算回路を制御器に設け、これら２乗回路及び加算回路
を着脱可能にしたことにより、少ない追加部品で低コス
ト化を実現することを可能にした。
【００２１】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係るスイッチング
電源装置の好ましい実施の形態を図面に基づいて説明す
る。図１は本発明に係るスイッチング電源装置の好まし
い実施の形態を示す回路図である。また、図２はこの実
施例の方式による波形図である。
電源装置の好ましい実施の形態を図面に基づいて説明す
る。図１は本発明に係るスイッチング電源装置の好まし
い実施の形態を示す回路図である。また、図２はこの実
施例の方式による波形図である。
【００２２】本実施例のスイッチング電源装置は、上記
従来例と同様に、交流電源１に高域阻止フィルタ２を介
して全波整流器３を接続し、全波整流器３の出力に変換
トランス４の一次巻線５とオン、オフ動作を行うスイッ
チ素子８を直列に接続してある。一方変換トランス４の
二次巻線６の両端には整流用ダイオード９と平滑用コン
デンサ１０を直列に接続し、このコンデンサ１０の両端
に接続された電気的負荷１１に直流電圧を供給する。ま
た、三次巻線７を設けてあり、変換トランス４の励磁の
リセットを検出する。
従来例と同様に、交流電源１に高域阻止フィルタ２を介
して全波整流器３を接続し、全波整流器３の出力に変換
トランス４の一次巻線５とオン、オフ動作を行うスイッ
チ素子８を直列に接続してある。一方変換トランス４の
二次巻線６の両端には整流用ダイオード９と平滑用コン
デンサ１０を直列に接続し、このコンデンサ１０の両端
に接続された電気的負荷１１に直流電圧を供給する。ま
た、三次巻線７を設けてあり、変換トランス４の励磁の
リセットを検出する。
【００２３】本実施例では、制御器２２を設けてあり、
三次巻線７の信号を検出する励磁リセット検出回路１３
と、スイッチ素子８の電流を検出する電流検出回路１４
と、交流電源の全波整流波形を検出する交流入力電圧検
出回路１５と、出力電圧を検出すると共に基準電圧と比
較、増幅し、誤差信号を出力する出力電圧検出回路１６
と、出力電圧検出回路１６及び交流入力電圧検出回路１
５の信号を乗算し基準信号を発生する乗算回路１７と、
電流検出回路１４の信号と乗算回路１７の基準信号を比
較し、パルス幅変調をするパルス幅制御回路１８と、ス
イッチ素子８を励磁リセット検出回路１３の信号でオン
し、パルス幅制御回路１８の信号でオフするＲＳラッチ
回路１２とを備えてある。
三次巻線７の信号を検出する励磁リセット検出回路１３
と、スイッチ素子８の電流を検出する電流検出回路１４
と、交流電源の全波整流波形を検出する交流入力電圧検
出回路１５と、出力電圧を検出すると共に基準電圧と比
較、増幅し、誤差信号を出力する出力電圧検出回路１６
と、出力電圧検出回路１６及び交流入力電圧検出回路１
５の信号を乗算し基準信号を発生する乗算回路１７と、
電流検出回路１４の信号と乗算回路１７の基準信号を比
較し、パルス幅変調をするパルス幅制御回路１８と、ス
イッチ素子８を励磁リセット検出回路１３の信号でオン
し、パルス幅制御回路１８の信号でオフするＲＳラッチ
回路１２とを備えてある。
【００２４】また、本実施例の制御器２２には着脱可能
な演算回路２１を備え、この演算回路２１は、交流入力
電圧検出回路１５の出力を２乗する２乗回路１９と、交
流入力電圧検出回路１５の出力と２乗回路１９の出力を
加算する加算回路２０とからなり、この加算回路２０の
出力と出力電圧検出回路１６の出力とを乗算回路１７が
乗算するようにしてある。なお、２乗回路１９及び加算
回路２０を個々に設けてあってもよい。
な演算回路２１を備え、この演算回路２１は、交流入力
電圧検出回路１５の出力を２乗する２乗回路１９と、交
流入力電圧検出回路１５の出力と２乗回路１９の出力を
加算する加算回路２０とからなり、この加算回路２０の
出力と出力電圧検出回路１６の出力とを乗算回路１７が
乗算するようにしてある。なお、２乗回路１９及び加算
回路２０を個々に設けてあってもよい。
【００２５】本実施例のスイッチング電源装置を以上の
ように構成することにより、乗算回路１７の出力信号Ip
refは次のようになる。
ように構成することにより、乗算回路１７の出力信号Ip
refは次のようになる。
【数１６】
【００２６】パルス幅制御回路１８でこの乗算回路１７
の基準信号と、電流検出回路１４の信号とを比較するこ
とにより、Tonを求めることができ、上記数１６と上記
数１２を上記数１１に代入すると、
の基準信号と、電流検出回路１４の信号とを比較するこ
とにより、Tonを求めることができ、上記数１６と上記
数１２を上記数１１に代入すると、
【数１７】 を得ることができる。
【００２７】この上記数１７で下記数１８及び下記数１
９をおくと、
９をおくと、
【数１８】
【００２８】
【数１９】
【００２９】下記数２０となる。なお、この位相による
変化を図４で示してある。
変化を図４で示してある。
【数２０】
【００３０】また、上記数１７のTonを上記数４に代入
して上記数４の分母の上記数１５で示す部分をうち消す
ためにはsinωtの項を等しくする必要があるため、下記
数２１をたてる。
して上記数４の分母の上記数１５で示す部分をうち消す
ためにはsinωtの項を等しくする必要があるため、下記
数２１をたてる。
【数２１】
【００３１】ここで両辺のVpが消え、Gsqは、
【数２２】
【００３２】となる。こうすることで、上記数４の入力
電流Iiは入力電圧の変化に影響されないため、広い入力
電圧の範囲でsinωtに比例した波形となる。
電流Iiは入力電圧の変化に影響されないため、広い入力
電圧の範囲でsinωtに比例した波形となる。
【００３３】図３に従来の方式と本発明の方式の周波数
スペクトラムを示す。従来の方式では総合ひずみ率ＴＨ
Ｄが１５％であったものが本発明の方式では約４％に抑
えることができる。
スペクトラムを示す。従来の方式では総合ひずみ率ＴＨ
Ｄが１５％であったものが本発明の方式では約４％に抑
えることができる。
【００３４】なお、図５では、非絶縁型の極性逆転型チ
ョッパに適用した回路図を示してある。この実施例も上
記実施例と同様に、制御器２２には、２乗回路１９と加
算回路２０とからなり、着脱可能な演算回路２１を備え
てあり、上記実施例と同様の作用をし、上記スイッチ素
子のオン幅Tonを上記数２０で示すように制御する。
ョッパに適用した回路図を示してある。この実施例も上
記実施例と同様に、制御器２２には、２乗回路１９と加
算回路２０とからなり、着脱可能な演算回路２１を備え
てあり、上記実施例と同様の作用をし、上記スイッチ素
子のオン幅Tonを上記数２０で示すように制御する。
【００３５】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように本発明に
よれば、入力電解コンデンサレスのワンコンバータ方式
において、入力電圧の広い範囲で入力電流のひずみ率を
低減し、高調波を抑制することができる。
よれば、入力電解コンデンサレスのワンコンバータ方式
において、入力電圧の広い範囲で入力電流のひずみ率を
低減し、高調波を抑制することができる。
【００３６】本発明は、２乗回路と加算回路とを備えた
演算回路を制御器に設け、これら２乗回路及び加算回路
を着脱可能にしたことにより、少ない追加部品で低コス
ト化を実現することができる。
演算回路を制御器に設け、これら２乗回路及び加算回路
を着脱可能にしたことにより、少ない追加部品で低コス
ト化を実現することができる。
【図１】入力電解コンデンサレスのワンコンバータの提
案する制御方式を示す回路図である。
案する制御方式を示す回路図である。
【図２】図１図示実施例の方式による電流の動作波形図
である。
である。
【図３】従来の方式と本発明の方式の周波数スペクトラ
ムを示す図である。
ムを示す図である。
【図４】Tonの位相による変化を表す図である。
【図５】本発明を非絶縁型の極性逆転型チョッパに適用
した回路図である。
した回路図である。
【図６】入力電解コンデンサレスのワンコンバータの従
来の制御方式を示す回路図である。
来の制御方式を示す回路図である。
【図７】従来の方式による電流の動作波形図である。
１ 交流電源 ２ 広域阻止フィルタ ３ 全波整流器 ４ 変換トランス ５ 一次巻線 ６ 二次巻線 ７ 三次巻線 ８ スイッチ素子 ９ 整流用ダイオード １０ 平滑用コンデンサ １１ 電気的負荷 １２ ＲＳラッチ回路 １３ 励磁リセット検出回路 １４ 電流検出回路 １５ 交流入力電圧検出回路 １６ 出力電圧検出回路 １７ 乗算回路 １８ パルス幅制御回路 １９ ２乗回路 ２０ 加算回路 ２１ 演算回路 ２２ 制御器
Claims (6)
- 【請求項１】 交流電源に高域阻止フィルタを介して接
続された全波整流器の直流出力にスイッチ素子と変換ト
ランスの一次巻線を直列に接続し、上記変換トランスの
二次巻線には整流平滑回路を接続して直流電圧を得るよ
うにし、上記スイッチ素子のオン時に上記変換トランス
に蓄えられた磁気エネルギーをオフ時に上記変換トラン
スの二次巻線側に供給するように構成し、上記スイッチ
素子を上記変換トランスの励磁がリセットされた後にオ
ンが始まるように制御されたスイッチング電源装置にお
いて、上記全波整流器の出力、出力電圧その他変化する
値を検出する検出手段と、この検出手段で検出した信号
及び上記変換トランスの巻数比、入力出力の大きさその
他定数に基づいてパルス幅変調の基準信号を演算する演
算手段と、上記基準信号に基づいてパルス幅変調を制御
する制御手段とを備えた制御器を設け、この制御器によ
り上記スイッチ素子のオン幅Tonを下記数１に示すよう
に制御することを特徴とするスイッチング電源装置。 【数１】 - 【請求項２】 上記請求項１記載のスイッチング電源装
置において、上記検出手段は、上記全波整流器の出力を
検出する交流入力電圧検出回路と、上記出力電圧Voを検
出すると共にVoの基準電圧Vrefと比較、増幅し、誤差信
号を出力する出力電圧検出回路と、上記スイッチ素子の
電流を検出する電流検出回路とから構成し、上記演算手
段は、上記交流入力電圧検出回路の出力を２乗する２乗
回路と、上記交流入力電圧検出回路の出力と上記２乗回
路の出力を加算する加算回路と、上記出力電圧検出回路
の出力と上記加算回路の出力を乗算する乗算回路とから
構成し、上記制御手段は、上記電流検出回路の出力と上
記乗算回路が出力する基準信号Iprefを比較し、パルス
幅変調をするパルス幅制御回路と、上記変換トランスの
励磁がリセットされるのを検出する三次巻線と励磁リセ
ット検出回路と、上記スイッチ素子を上記励磁リセット
検出回路の信号でオンし、上記パルス幅制御回路の信号
でオフするＲＳラッチ回路とから構成してあることを特
徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項３】 上記請求項２記載のスイッチング電源装
置において、上記乗算回路が出力する基準信号Iprefを
下記数２に示すように演算することを特徴とするスイッ
チング電源装置。 【数２】 - 【請求項４】 上記請求項３記載のスイッチング電源装
置において、上記オン幅Tonを下記数３に示すように制
御することを特徴とするスイッチング電源装置。 【数３】 - 【請求項５】 上記請求項２乃至４のいずれか１項記載
のスイッチング電源装置において、上記２乗回路及び上
記加算回路を上記制御器に着脱可能に設けてあることを
特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項６】 上記請求項２乃至５のいずれか１項記載
のスイッチング電源装置において、上記制御器に上記２
乗回路と上記加算回路とを備えた演算回路を設けてある
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001098693A JP4375914B2 (ja) | 2001-03-30 | 2001-03-30 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001098693A JP4375914B2 (ja) | 2001-03-30 | 2001-03-30 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002300780A true JP2002300780A (ja) | 2002-10-11 |
| JP4375914B2 JP4375914B2 (ja) | 2009-12-02 |
Family
ID=18952323
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001098693A Expired - Fee Related JP4375914B2 (ja) | 2001-03-30 | 2001-03-30 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4375914B2 (ja) |
Cited By (11)
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| JP2012089383A (ja) * | 2010-10-20 | 2012-05-10 | Panasonic Corp | 点灯装置、およびそれを用いた照明器具 |
| JP2012253957A (ja) * | 2011-06-06 | 2012-12-20 | Sharp Corp | スイッチング電源回路、半導体装置、ｌｅｄ照明装置 |
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