JP2021052578A - 力率改善回路 - Google Patents

Abstract

【課題】入力電圧の瞬時値が出力電圧の値に関係なく、ゼロ電圧スイッチングができる力率改善回路。【解決手段】交流電源の入力電圧を整流する整流回路２と、整流回路の両端にリアクトルＬと制御スイッチＱ１とが直列に接続された直列回路と、制御スイッチの２つの主端子の両端に同期整流スイッチＱ２と出力コンデンサＣ１とが直列に接続された直列回路と、出力コンデンサの出力電圧が所定値になるように制御スイッチと同期整流スイッチとを交互にオンオフさせ制御スイッチに流れる電流のピーク値が入力電圧に比例するように制御スイッチのオン期間を制御する制御回路１０とを備え、制御回路は、入力電圧の瞬時値に応じてリアクトルに流れる電流を出力電圧側から入力電圧側に逆流させてリアクトルを逆励磁する逆励磁量を調整するように制御スイッチと同期整流スイッチとをオンオフさせる。【選択図】図１

Description

本発明は、力率改善回路に関する。

同期整流を行う従来の臨界型力率改善（ＰＦＣ）回路では、入力電圧の瞬時値Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏとの比が所定値以上（２Ｖｉｎ≦Ｖｏ）でないと、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）ができなかった。また、入力電圧に応じて周波数が変化するため、高い効率を得ることができなかった。

そこで、特許文献１は、同期整流の昇圧チョッパー回路に対して、出力電流が定格値以下ときにスイッチングの１周期内において、出力チョークコイルを流れるチョークコイル電流が正方向と負方向の双方に流れるような所定の値に設定されている。このため、出力チョークコイルの電流がマイナス方向を向いている状態で整流素子をオフさせることで主スイッチング素子の寄生容量を引く抜くことができる。

即ち、主スイッチング素子がオフの時、出力から整流素子を介して出力チョークコイルを逆励磁するので、主スイッチグ素子の電圧が低下し、ゼロ電圧スイッチングが可能となる。

特開２０１６−２２０３４２号公報

しかしながら、特許文献１は、交流を入力し力率を改善する力率改善動作については考慮されず、制御の際に逆励磁量は調整されていない。さらに従来技術では、入力電圧の瞬時値と出力電圧の関係が（２Ｖｉｎ≦Ｖｏ）を満足しないとゼロ電圧スイッチングができない。

本発明の課題は、入力電圧の瞬時値が出力電圧の値に関係なく、ゼロ電圧スイッチングができる力率改善回路を提供する。

上記課題を解決するために、本発明に係る力率改善回路は、交流電源の入力電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の両端にリアクトルと制御スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記制御スイッチの２つの主端子の両端に同期整流スイッチと出力コンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記出力コンデンサの出力電圧が所定値になるように前記制御スイッチと前記同期整流スイッチとを交互にオンオフさせ前記制御スイッチに流れる電流のピーク値が前記入力電圧に比例するように前記制御スイッチのオン期間を制御する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記入力電圧の瞬時値に応じて、前記リアクトルに流れる電流を出力電圧側から入力電圧側に逆流させて前記リアクトルを逆励磁する逆励磁量を調整するように前記制御スイッチと前記同期整流スイッチとをオンオフさせる。

本発明によれば、入力電圧の瞬時値に応じて、リアクトルに流れる電流を出力電圧側から入力電圧側に逆流させてリアクトルを逆励磁する逆励磁量を調整するように前記制御スイッチと前記同期整流スイッチとをオンオフさせるので、入力電圧の瞬時値が出力電圧の値に関係なく、制御スイッチのゼロ電圧スイッチングが行える。このため、周波数も下がるので、高効率が可能となる。

第１の実施形態に係る力率改善回路の回路構成図である。 図１に示す力率改善回路の制御スイッチ及び同期整流スイッチの寄生容量及び外付けコンデンサを図示した回路構成図である。 図１に示す力率改善回路の同期整流スイッチのターンオフ時の回路網を示す図である。 図１に示す力率改善回路の入力電圧に対する最低限の逆流電流を示す図である。 図１に示す力率改善回路の入力電圧が出力電圧と同じであるときの逆流電流の傾きを表す漸近線を示す図である。 図１に示す力率改善回路の交流入力電流とＺＶＳが可能となる逆流電流ピーク値包絡線ＩＲを示す図である。 図１に示す力率改善回路の制御スイッチオン時の電流と同期整流スイッチオン時の電流波形を示す図である。 従来のスイッチングピーク電流包絡線を点線で示し、逆流電流を流した時の本発明のスイッチングピーク電流包絡線を実線で示した図である。 第２の実施形態に係る力率改善回路の回路構成図である。 図９に示す力率改善回路の制御スイッチ、同期整流スイッチの寄生容量及び外付けコンデンサを図示した回路構成図である。 図９に示す力率改善回路において交流入力電圧が正電圧のときの制御スイッチ、同期整流スイッチ、極性切替スイッチを示す図である。 図９に示す力率改善回路において交流入力電圧が負電圧のときの制御スイッチ、同期整流スイッチ、極性切替スイッチを示す図である。 第３の実施形態に係る力率改善回路の回路構成図である。 第４の実施形態に係る力率改善回路の回路構成図である。

以下、本発明の実施の形態に係る力率改善回路について、図面を参照しながら詳細に説明する。

実施形態に係る力率改善回路は、交流入力電圧の瞬時値に応じて、リアクトルの逆励磁量を調整することで、交流電圧の全位相で制御スイッチがオフ時のゼロ電圧スイッチングを可能とし、歪みの少ない力率改善を可能にする。また、力率改善回路は、逆励磁量の調整によって負荷が変動しても制御スイッチのオン幅を一定にし、歪みの少ない力率改善を可能とする。

（ゼロ電圧スイッチングの解決方法）
まず、ゼロ電圧スイッチングを可能とする解決方法を説明する。図１において、どのような入力電圧でも、制御スイッチＱ１のドレイン-ソース間Ｖｄｓがゼロになる条件を考える。即ち、リアクトルＬが同期整流スイッチＱ２を通してエネルギーを放出し終わった後も、制御スイッチＱ１のドレイン-ソース間Ｖｄｓがゼロにならない場合は、同期整流スイッチＱ２はオンを継続させて、出力電圧ＶｏによってリアクトルＬを逆励磁させる。

そして出力側から入力側に電流をある程度逆流させてから同期整流スイッチＱ２をターンオフさせる。同期整流スイッチＱ２のターンオフ直後からの挙動を解析することで必要な逆励磁量を得ることができる。

図３は同期整流スイッチＱ２のターンオフ時の回路網である。スイッチＱ１，Ｑ２は、オフしているので、回路網には加えていない。図３中の矢印のように電流i(t)、コンデンサC の電圧v(t)を設定する。時間t=0 の時点では 逆励磁電流をIr とすると、

回路網方程式は、

式１、式２より以下の式３を得る。

式３より、入力電圧Ｖｉｎに対する逆励磁電流Irの条件を求める。少なくとも電圧v(t)はゼロＶ以下でなければならないから、

ゆえに、

を得る。式５の第一式が成立するための最低限の逆流電流Irを得るには、余弦関数が最小のとき、つまり−１のときに式５の第一式を満たせばよいから、式６を得る。

逆流電流Irは、式７を満たせばよい。

ここで例えば、式８の条件の場合のようにしたときの入力電圧に対する最低限の逆流電流Irを式７を用いて描くと図４に示すようになる。Ｖｏ／２≧Ｖｉｎ＝２００Ｖでは逆流させる必要がないので、ＶｉｎがゼロＶから２００Ｖまでは逆流電流Irはゼロである。

式（７）の複雑な計算を行って逆流電流Irを制御しても良いが、式９のように、逆流電流Irの０≦Ｖｉｎ≦Ｖｏにおける漸近線ＩRによって制御しても良い。この場合は制御がより簡単になる。

図５に式９による漸近線ＩRと式７による逆流電流Irを示す。

Ｖｉｎは、交流入力電圧の瞬時値であるから、式９の逆流電流Irを設けるということは、交流入力電圧瞬時値に対して、少なくとも常に式１０で示す固定の数値以上逆流させれば、ＶｉｎがＶｏよりも低いどんな電圧でもゼロ電圧スイッチングが可能となる。

即ち、逆流電流Irが式１０で示す固定の数値以上である場合に、ゼロ電圧スイッチングが可能となる。

図６に、このときの交流入力電流とＺＶＳが可能となる逆流電流ピーク値包絡線ＩＲを示す。図７に制御スイッチＱ１オン時の電流と同期整流スイッチＱ２オン時の電流波形を示す。

図８に式８の条件のときの従来のスイッチングピーク電流包絡線を点線で示し、式１０に基づく逆流電流を流した時の本発明のスイッチングピーク電流包絡線を実線で示した。この場合、入力電圧は交流２００Ｖである。

（第１の実施形態）
次に、ゼロ電圧スイッチングを可能とする第１の実施形態に係る力率改善回路を説明する。

図１は、第１の実施形態に係る力率改善回路の回路構成図である。図２は、図１に示す力率改善回路の制御スイッチ及び同期整流スイッチの寄生容量（点線で示すコンデンサ）及び外付けコンデンサを図示した回路構成図である。図２に示す力率改善回路は、交流電源１、交流電源１の入力電圧を全波整流する全波整流回路２と、全波整流回路２の両端間に接続された入力コンデンサＣ２とを備える。

図１では、図２に示す交流電源１、全波整流回路２、入力コンデンサＣ２を纏めて整流電圧からなる入力電圧Ｖｉｎとしている。全波整流回路２の両端には、リアクトルＬとＭＯＳＦＥＴからなる制御スイッチＱ１とが直列に接続されている。

制御スイッチＱ１のドレイン端子とソース端子との両端には、同期整流スイッチＱ２と出力コンデンサＣ１とが直列に接続されている。出力コンデンサＣ１の両端には抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との直列回路が接続されている。出力コンデンサＣ１の両端からは、出力電圧Ｖｏが出力される。

制御回路１０は、エラーアンプ１１、コンパレータ１２，１７、ＲＳフリップフロップ回路１４，１８、アンプ１５を備える。エラーアンプ１１は、抵抗Ｒ２からの出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差電圧を増幅し、コンパレータ１２の反転入力端子に出力する。電流センサ１３は、制御スイッチＱ１に流れるドレイン電流を検出する。

コンパレータ１２は、エラーアンプ１１からの誤差電圧が電流センサ１３で検出した電流に基づく電圧以上であるときはローレベルをＲＳフリップフロップ回路１４のリセット端子Ｒに出力する。このとき、ＲＳフリップフロップ回路１４の出力端子Ｑからハイレベルが出力されるので、制御スイッチＱ１はオンする。ＲＳフリップフロップ回路１４の反転出力端子からローレベルがＲＳフリップフロップ回路１８のセット端子Ｓに出力されるので、同期整流スイッチＱ２はオフする。

コンパレータ１２は、エラーアンプ１１からの誤差電圧が電流センサ１３で検出した電流に基づく電圧未満であるときはハイレベルをＲＳフリップフロップ回路１４のリセット端子Ｒに出力する。このとき、ＲＳフリップフロップ回路１４の出力端子Ｑからローレベルが出力されるので、制御スイッチＱ１はオフする。ＲＳフリップフロップ回路１４の反転出力端子からハイレベルがＲＳフリップフロップ回路１８のセット端子Ｓに出力されるので、同期整流スイッチＱ２はオンする。このため、制御スイッチＱ１と同期整流スイッチＱ２とを交互にオンオフさせることで出力コンデンサＣ１の出力電圧Ｖｏが所定値になるように制御することができる。

また、制御回路１０は、制御スイッチＱ１に流れる電流のピーク値が入力電圧Ｖｉｎに比例するように制御スイッチＱ１のオン期間を制御する。このため、アンプ１５が入力電圧ＶｉｎをＡ倍増幅し、増幅された入力電圧をコンパレータ１７を介してＲＳフリップフロップ回路１８の反転出力端子からＲＳフリップフロップ回路１４のセット端子Ｓに出力し制御スイッチＱ１をオンさせている。

また、制御回路１０は、入力電圧Ｖｉｎの瞬時値に応じて、リアクトルＬに流れる電流を出力電圧Ｖｏ側から入力電圧Ｖｉｎ側に逆流させてリアクトルＬを逆励磁する逆励磁量を調整するように制御スイッチＱ１と同期整流スイッチＱ２とをオンオフさせる。

即ち、同期整流スイッチＱ２のターンオンによりリアクトルＬの励磁エネルギーを放出した直後に、引き続き同期整流スイッチＱ２のオンを継続して出力コンデンサＣ１から電流を入力電圧Ｖｉｎ側に逆流させる。

逆流させる電流量は少なくとも使用されるリアクトルＬのインダクタンス値Ｌと昇圧用の制御スイッチＱ１の寄生容量値Ｃによる係数と、交流入力電圧Ｖｉｎの瞬時値によって決定される。

これによって、昇圧用の制御スイッチＱ１の寄生容量Ｃに充電された電荷を吸収させるだけのエネルギーをリアクトルＬに蓄える。制御スイッチＱ１の寄生容量Ｃに蓄積される電荷は、入力電圧Ｖｉｎ及び寄生容量値に比例し、且つリアクトルＬのインダクタンスが大きければ逆励磁量は少なくて良い。

逆励磁量を調整するために、図１に示す力率改善回路は、アンプ１５と、電流センサ１６と、コンパレータ１７を備えている。アンプ１５は、入力電圧ＶｉｎをＡ倍だけ増幅し、増幅された入力電圧をコンパレータ１７の反転入力端子に出力する。Ａという固定の数値は、式１０に示す数値である。アンプ１５は、入力電圧ＶｉｎをＡ倍することで、式９に示す漸近線ＩRを求めている。

電流センサ１６は、本発明の逆励磁電流検出部に相当し、リアクトルＬが逆励磁されたときに流れる逆励磁電流を検出する。コンパレータ１７は、本発明のゼロ電圧スイッチング判定部に相当し、電流センサ１６で検出された逆励磁電流の値が、アンプ１５からの出力以上であるときに制御スイッチＱ１のゼロ電圧スイッチングが可能であると判定し、ＲＳフリップフロップ回路１８のリセット端子Ｒにハイレベルを出力する。

このため、ＲＳフリップフロップ回路１８の出力端子Ｑからは同期整流スイッチＱ２のローレベルが出力されて同期整流スイッチＱ２はオフし、逆流電流が停止する。

即ち、入力電圧Ｖｉｎの瞬時値に式１０に示す固定の数値を乗算した値までリアクトルＬの電流を逆流させる。このように制御スイッチＱ１と同期整流スイッチＱ２とのオンオフを制御することにより、回路を変更することなく、容易に正弦波で変化する入力電圧の全ての位相範囲において、完全に制御スイッチＱ１のゼロ電圧スイッチングが可能となる。

なお、Ｑ１，Ｑ２はデッドタイムを設けて相補的にオン、オフするように制御する。

（第２の実施形態）
次に、ゼロ電圧スイッチングを可能とする第２の実施形態に係る力率改善回路を図９を参照しながら説明する。図９に示す力率改善回路は、トーテムポールブリッジレス力率改善回路であり、交流電源１、全波整流回路２、リアクトルＬ、電流センサ１３ａ，１６ａ、スイッチＱ１−Ｑ４、出力コンデンサＣｏ、制御回路１０ａを備える。

電流センサ１３ａは、リアクトルＬに直列に接続され、リアクトルＬに流れる電流を検出する。

スイッチＱ１とスイッチＱ２とは直列に接続され、スイッチＱ１とスイッチＱ２との接続端にはリアクトルＬの一端が接続される。スイッチＱ１とスイッチＱ２との直列回路の両端にはスイッチＱ３とスイッチＱ４との直列回路が接続されている。スイッチＱ３とスイッチＱ４との直列回路の両端には出力コンデンサＣｏの両端が接続され、出力コンデンサＣｏから出力電圧Ｖｏが得られる。

なお、スイッチＱ１とスイッチＱ２はデッドタイムを設けて相補的にオン、オフし、スイッチＱ３とスイッチＱ４はデッドタイムを設けて相補的に極性切替する。

制御回路１０ａは、全波整流回路２、エラーアンプ１１、コンパレータ１２，１７、ＲＳフリップフロップ回路１４ａ，１８ａ、アンプ１５、極性判別部１９、極性切替部２０−２２を備える。

図９に示す全波整流回路２、エラーアンプ１１、コンパレータ１２，１７、アンプ１５の機能は、図１に示すそれらと同一であるので、ここでは、それらの説明は省略する。

ＲＳフリップフロップ回路１４ａの出力端子Ｑは、極性切替部２１の一方の入力端子に接続され、ＲＳフリップフロップ回路１８ａの出力端子Ｑは、極性切替部２１の他方の入力端子に接続される。

極性判別部１９は、入力電圧Ｖｉｎの正又は負の極性を判定し、正又は負の極性を極性切替部２０−２２に出力する。極性切替部２１は、極性判別部１９で判定された極性が正である場合には、Ｑ１を制御スイッチに切り替え、Ｑ２を同期整流スイッチに切り替える。制御スイッチＱ１は、ＲＳフリップフロップ回路１４ａの出力端子Ｑからの出力によりオンオフする。同期整流スイッチＱ２は、ＲＳフリップフロップ回路１８ａの出力端子Ｑからの出力によりオンオフする。

極性切替部２１は、極性判別部１９で判定された極性が負である場合には、Ｑ１を同期整流スイッチに切り替え、Ｑ２を制御スイッチに切り替える。同期整流スイッチＱ１は、ＲＳフリップフロップ回路１４ａの出力端子Ｑからの出力によりオンオフする。制御スイッチＱ２は、ＲＳフリップフロップ回路１８ａの出力端子Ｑからの出力によりオンオフする。

極性切替部２２は、極性判別部１９で判定された極性が正である場合には、極性切替スイッチＱ３をオンに切り替え、極性切替スイッチＱ４をオフに切り替える。極性切替部２２は、極性判別部１９で判定された極性が負である場合には、極性切替スイッチＱ３をオフに切り替え、極性切替スイッチＱ４をオンに切り替える。

図１０に、図９に示す力率改善回路のスイッチＱ１−Ｑ４の寄生容量（点線で示すコンデンサ）及び外付けコンデンサＣ１−Ｃ４を図示した。

次に、図９に示す力率改善回路において、交流入力電圧Ｖｉｎが正電圧のときの動作を説明する。このときには、極性判別部１９と極性切替部２１の動作により、図１１に示すように、Ｑ１が制御スイッチ、Ｑ２が同期整流スイッチとして動作し、極性切替スイッチＱ３がオンし、極性切替スイッチＱ４がオフする。

このときの閉回路を簡単にするために、図１１では、制御スイッチＱ１の容量Ｃ＝Ｃ１＋Ｃ２と、極性切替スイッチＱ４の容量Ｃ４としている。極性切替スイッチＱ３がオンし、ＣとＣ４とは並列に接続されているから逆流電流ＩRは、式（１１）で表される。

逆流時には、Ｃ４→Ｑ２→Ｌ→Ｖｉｎ→Ｃ４の第１の経路でコンデンサＣ４の電荷を引き抜く。また、Ｃ→Ｌ→Ｖｉｎ→Ｑ３→Ｃの第２の経路でコンデンサＣの電荷を引き抜く。さらに、Ｃｏ→Ｑ２→Ｌ→Ｖｉｎ→Ｑ３→Ｃｏの第３の経路でコンデンサＣ，Ｃ４による逆励磁では足りない分を逆励磁させる。

次に、交流入力電圧Ｖｉｎが負電圧のときの動作を説明する。このときには、極性判別部１９と極性切替部２１の動作により、図１２に示すように、Ｑ１が同期整流スイッチ、Ｑ２が制御スイッチとして動作し、極性切替スイッチＱ３がオフし、極性切替スイッチＱ４がオンする。

このときの閉回路を簡単にするために、図１２では、制御スイッチＱ２の容量Ｃ＝Ｃ１＋Ｃ２と、極性切替スイッチＱ３の容量Ｃ３としている。極性切替スイッチＱ４がオンし、ＣとＣ３とは並列に接続されているから逆流電流ＩRは、式（１２）で表される。

逆流時には、Ｃ３→ｖＩＮ→Ｌ→Ｑ１→Ｃ３の第１の経路でコンデンサＣ３の電荷を引き抜く。また、Ｃ→Ｑ４→Ｖｉｎ→Ｌ→Ｃの第２の経路でコンデンサＣの電荷を引き抜く。さらに、Ｃｏ→Ｑ４→Ｖｉｎ→Ｌ→Ｑ１→Ｃｏの第３の経路でコンデンサＣ，Ｃ３による逆励磁では足りない分を逆励磁させる。

このように第２の実施形態に係る力率改善回路によれば、第１の実施形態に係る力率改善回路と同様な制御で、高力率でゼロ電圧スイッチングによる高効率を得ることができる。

（第３の実施形態）
次に、ゼロ電圧スイッチングを可能とする第３の実施形態に係る力率改善回路を図１３を参照しながら説明する。第１の実施形態に係る力率改善回路および第２の実施形態に係る力率改善回路では、電流センサ１６を設けて、リアクトルＬが逆励磁されたときに流れる逆励磁電流を検出していた。

これに対して、図１３に示す第３の実施形態に係る力率改善回路は、図１に示す電流センサ１６を削除し、従来の臨界型のＰＦＣのオン時間に、リアクトルＬと制御スイッチＱ１の寄生容量値Ｃとで決定される固定値をデジタル制御により加算することで制御スイッチＱ１のオン時間を算出してオールレンジＺＶＳを実現したことを特徴とする。

図１３に示す力率改善回路は、入力電圧Ｖｉｎの両端には、リアクトルＬと電流センサ１３ａとＭＯＳＦＥＴからなる制御スイッチＱ１とが直列に接続されている。制御スイッチＱ１のドレイン端子とソース端子との両端には、同期整流スイッチＱ２と出力コンデンサＣ０とが直列に接続されている。出力コンデンサＣ０の両端には抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との直列回路が接続されている。出力コンデンサＣ０の両端からは、出力電圧Ｖｏが出力される。

制御回路１０ｂは、ｔｏｎＱ１計算器３１、ｔｏｎＱ２計算器３２、乗算器３３、加算器３４、のこぎり波生成回路３５、コンパレータ３６、インバータ３７を備えている。

電流センサ１３ａは、リアクトルＬに直列に接続され、リアクトルＬに流れる入力電流Iinを検出する。

図７におけるスイッチング１周期の平均電流を入力電流Iinとすれば、制御スイッチＱ１のオン時間ｔｏｎＱ１は、式（１３）で表される。ｔｏｎＱ１計算器３１は、式（１３）により制御スイッチＱ１のオン時間ｔｏｎＱ１を算出する。

従来の臨界型ＰＦＣの制御スイッチＱ１の第１オン時間は、式（１３）の第１項に相当する。式（１３）の第２項は、リアクトルＬと制御スイッチＱ１の寄生容量Ｃとで決定される固定値である第２オン時間であり、式（９）に示す逆励磁量を表す。

即ち、本願発明のスイッチＱ１のオン時間ｔｏｎＱ１は、従来の臨界型ＰＦＣの制御スイッチＱ１の第１オン時間に、リアクトルＬのインダクタンス値と制御スイッチＱ１の寄生容量値Ｃとで決定される固定値である第２オン時間を加算した時間である。

このため、ｔｏｎＱ１計算器３１は、電流センサ１３ａで検出された入力電流Iinと入力電圧ＶｉｎとリアクトルＬのリアクタンス値とに基づき制御スイッチＱ１の第１オン時間を算出し、第１オン時間にリアクトルＬのインダクタンス値と制御スイッチＱ１の寄生容量値Ｃとで決定される第２オン時間を加算して制御スイッチＱ１のオン時間ｔｏｎＱ１を得る。

即ち、入力電流Iinと入力電圧ＶｉｎとリアクトルＬのリアクタンス値とに基づき算出される時間に、リアクトルＬのリアクタンス値と制御スイッチＱ１の寄生容量値Ｃとで決定される固定値を加算することで、逆励磁量を考慮した制御スイッチＱ１のオン時間ｔｏｎＱ１を得ることができる。

従って、式（９）に示されるような逆流電流（逆励磁量）を電流センサ１６で検出せずとも、逆励磁量を考慮した制御スイッチＱ１のオン時間ｔｏｎＱ１を得ることで、制御スイッチＱ１のＺＶＳを実現できる。

ｔｏｎＱ２計算器３２は、入力電圧Ｖｉｎ（Ｖｐ）と出力電圧Ｖｏとの差電圧（Ｖｏ−Ｖｐ）を算出し、入力電圧Ｖｐを差電圧（Ｖｏ−Ｖｐ）で除算した除算値を求める。

また、スイッチＱ２のオン時間ｔｏｎＱ２は、リアクトルＬの電圧時間積の関係から、乗算器３３は、制御スイッチＱ１のオン時間ｔｏｎＱ１に、ｔｏｎＱ２計算器３２で得られた除算値を乗算する。即ち、乗算器３３は、式（１４）により、スイッチＱ２のオン時間ｔｏｎＱ２を算出する。

加算器３４は、制御スイッチＱ１のオン時間ｔｏｎＱ１に、乗算器３３からのスイッチＱ２のオン時間ｔｏｎＱ２を加算して時間Ｔを得る。時間Ｔによって、スイッチング周期Ｔが決定される。

のこぎり波生成回路３５は、加算器３４からの時間Ｔに基づき、ピーク値がＴである、のこぎり波信号を生成する。コンパレータ３６は、反転入力端子に、のこぎり波生成回路３５からのこぎり波信号を入力し、非反転入力端子に、ｔｏｎＱ１計算器３１から制御スイッチＱ１のオン時間ｔｏｎＱ１を入力する。

コンパレータ３６は、ｔｏｎＱ１計算器３１からの制御スイッチＱ１のオン時間ｔｏｎＱ１が、のこぎり波生成回路３５からの、のこぎり波信号の値以上の場合にハイレベルの信号を制御スイッチＱ１のゲートに印加して制御スイッチＱ１をオンさせる。

また、コンパレータ３６は、ｔｏｎＱ１計算器３１からの制御スイッチＱ１のオン時間ｔｏｎＱ１が、のこぎり波生成回路３５からの、のこぎり波信号の値以上の場合にハイレベルの信号をインバータ３７で反転させてローレベルの信号を、スイッチＱ２のゲートに印加してスイッチＱ２をオフさせる。

コンパレータ３６は、ｔｏｎＱ１計算器３１からの制御スイッチＱ１のオン時間ｔｏｎＱ１が、のこぎり波生成回路３５からの、のこぎり波信号の値未満の場合にローレベルの信号を制御スイッチＱ１のゲートに印加して制御スイッチＱ１をオフさせる。

また、コンパレータ３６は、ｔｏｎＱ１計算器３１からの制御スイッチＱ１のオン時間ｔｏｎＱ１が、のこぎり波生成回路３５からの、のこぎり波信号の値未満の場合にローレベルの信号をインバータ３７で反転させてハイレベルの信号を、スイッチＱ２のゲートに印加してスイッチＱ２をオンさせる。また、スイッチＱ１，Ｑ２はデッドタイムを設けて、のこぎり波生成回路３５とコンパレータ３６の動作によって相補的にオン、オフするように制御する。

これにより、図７に示す波形と同じスイッチング電流波形を得ることができる。

このように第３の実施形態に係る力率改善回路によれば、電流センサ１６を削除し、従来の臨界型のＰＦＣのオン時間に、リアクトルＬと寄生容量値Ｃとで決定される固定値をデジタル制御により加算することでスイッチＱ１のオン時間を算出してオールレンジＺＶＳを実現することができる。

（第４の実施形態）
次に、ゼロ電圧スイッチングを可能とする第４の実施形態に係る力率改善回路を図１４を参照しながら説明する。図１４に示す第４の実施形態に係る力率改善回路は、図９に示す電流センサ１６ａを削除し、従来の臨界型のＰＦＣのオン時間に、リアクトルＬと制御スイッチＱ１の寄生容量値Ｃとで決定される固定値をデジタル制御により加算することで制御スイッチＱ１のオン時間を算出してオールレンジＺＶＳを実現したことを特徴とする。

制御回路１０ｃは、全波整流回路２、極性判別部１９、極性切替部２０−２２、ｔｏｎＱ１計算器３１ａ、ｔｏｎＱ２計算器３２、乗算器３３、加算器３４、のこぎり波生成回路３５、コンパレータ３６ａ、インバータ３７ａを備えている。全波整流回路２、極性判別部１９、極性切替部２０−２２は、図９で説明したので、ここではその説明は省略する。

ｔｏｎＱ１計算器３１ａは、電流センサ１３ａで検出された入力電流Iinと全波整流回路２からの入力電圧ＶｉｎとリアクトルＬのリアクタンス値とに基づき制御スイッチＱ１の第１オン時間を算出し、第１オン時間にリアクトルＬのインダクタンス値と制御スイッチＱ１の寄生容量値Ｃとで決定される第２オン時間を加算して制御スイッチＱ１のオン時間ｔｏｎＱ１を得る。コンパレータ３６ａは、コンパレータ出力を極性切替部２１に出力する。インバータ３７ａは、インバータ出力を極性切替部２１に出力する。

このように構成された第４の実施形態に係る力率改善回路によれば、ｔｏｎＱ１計算器３１ａ、ｔｏｎＱ２計算器３２、乗算器３３、加算器３４、のこぎり波生成回路３５、コンパレータ３６ａ、インバータ３７ａを備えているので、第３の実施形態に係る力率改善回路の効果と同様な効果が得られる。

１ 交流電源
２ 全波整流回路
１０，１０ａ，１０ｂ，１０ｃ 制御回路
１１ エラーアンプ
１２，１７ コンパレータ
１３，１３ａ，１６，３０ 電流センサ
１４，１４ａ，１８，１８ａ ＲＳフリップフロップ回路
１５ アンプ
１９ 極性判別部
２０，２１，２２ 極性切替部
３１，３１ａ ｔｏｎＱ１計算器
３２ ｔｏｎＱ２計算器
３３ 乗算器
３４ 加算器
３５ のこぎり波生成回路
３６，３６ａ コンパレータ
３７，３７ａ インバータ
Ｖｉｎ 入力電圧
Ｃ１ 出力コンデンサ
Ｃ２ 入力コンデンサ
Ｌ リアクトル
Ｑ１ 制御スイッチ
Ｑ２ 同期整流スイッチ
Ｄ１，Ｄ２ 内部ダイオード
Ｃ１０，Ｃ１１ 外付けコンデンサ
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗

Claims (7)

1. 交流電源の入力電圧を整流する整流回路と、
   前記整流回路の両端にリアクトルと制御スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
   前記制御スイッチの２つの主端子の両端に同期整流スイッチと出力コンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
   前記出力コンデンサの出力電圧が所定値になるように前記制御スイッチと前記同期整流スイッチとを交互にオンオフさせ前記制御スイッチに流れる電流のピーク値が前記入力電圧に比例するように前記制御スイッチのオン期間を制御する制御回路とを備え、
   前記制御回路は、前記入力電圧の瞬時値に応じて、前記リアクトルに流れる電流を出力電圧側から入力電圧側に逆流させて前記リアクトルを逆励磁する逆励磁量を調整するように前記制御スイッチと前記同期整流スイッチとをオンオフさせる力率改善回路。
2. 前記逆励磁量は、前記リアクトルのインダクタンス値Ｌと前記制御スイッチの寄生容量Ｃとによる係数と、前記入力電圧の瞬時値とにより決定される請求項１に記載の力率改善回路。
3. 前記リアクトルが逆励磁されたときに流れる逆励磁電流を検出する逆励磁電流検出部と、
   前記逆励磁電流検出部で検出された逆励磁電流の値が、前記入力電圧の瞬時値に前記係数を乗算した値以上であるときに前記制御スイッチのゼロ電圧スイッチングが可能であると判定するゼロ電圧スイッチング判定部と、
   を備える請求項２に記載の力率改善回路。
4. 前記リアクトルに流れる入力電流と前記入力電圧と前記リアクトルのリアクタンス値とに基づき前記制御スイッチの第１オン時間を算出し、前記第１オン時間に前記リアクトルのリアクタンス値と前記制御スイッチの寄生容量値とで決定される固定値である第２オン時間を加算して前記制御スイッチのオン時間を得る第１計算器を備える請求項１に記載の力率改善回路。
5. 前記入力電圧と出力電圧と前記第１計算器で算出された前記制御スイッチのオン時間とに基づき前記同期整流スイッチのオン時間を算出する第２計算器と、
   前記第１計算器で算出された前記制御スイッチのオン時間と前記第２計算器で算出された前記同期整流スイッチのオン時間とを加算して得られた時間を周期とし前記制御スイッチと前記同期整流スイッチとを交互にオンオフさせる機能、
   を備える請求項４に記載の力率改善回路。
6. 前記制御スイッチと前記同期整流スイッチとの直列回路の両端に第１極性切替スイッチと第２極性切替スイッチとが直列に接続された第３直列回路と、
   前記入力電圧の正又は負の極性を判別する極性判別部と、
   前記入力電圧の極性に応じて前記制御スイッチと前記同期整流スイッチとを切り替える第１極性切替部と、
   前記入力電圧の極性に応じて前記第１極性切替スイッチと前記第２極性切替スイッチとの一方をオンし他方をオフする処理を切り替える第２極性切替部と、
   を備える請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載の力率改善回路。
7. 前記第１極性切替部は、前記入力電圧の極性が正である場合に前記制御スイッチをスイッチ素子として動作させ前記同期整流スイッチを整流素子として動作させ、前記入力電圧の極性が負である場合に前記制御スイッチを整流素子に切り替え前記同期整流スイッチをスイッチ素子に切り替え、
   前記第２極性切替部は、前記入力電圧の極性が正の場合に前記第１極性切替スイッチをオンさせ前記第２極性切替スイッチをオフさせ、前記入力電圧の極性が負の場合に前記第１極性切替スイッチをオフに切り替え前記第２極性切替スイッチをオンに切り替える請求項６に記載の力率改善回路。

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