JP5170096B2 - Ｐｆｃコンバータ - Google Patents

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Description

この発明は、交流電源を入力して直流電圧を出力するＡＣ−ＤＣコンバータに関し、特に力率を改善するＰＦＣコンバータに関するものである。
日本や欧州などでは用途や入力電力などに応じてクラス分けされた高調波電流規制が行われている。これらに対応するため、規制に該当する一般家電製品の電源ではＰＦＣ（力率改善回路）コンバータと呼ばれる回路を付加し、高調波電流を抑える工夫をしている。
商用交流電源を入力電源とする一般的なスイッチング電源装置は、商用交流電源を整流平滑して直流電圧に変換した後、それをＤＣ−ＤＣコンバータでスイッチングするので入力電流は不連続となり、正弦波から大きく歪む。これが高調波電流の原因となる。
そこで、この高調波電流を抑制することを目的として、全波整流回路の後段で且つ平滑コンデンサによる平滑回路の手前にＰＦＣコンバータが設けられている。
このＰＦＣコンバータはチョッパ回路で構成され、入力電流波形の包絡線が入力電圧波形と同位相になるように、すなわち正弦波状に近似するように動作するので高調波電流が一定レベル以下に抑えられる。
しかし、一定のスイッチング周波数でチョッパ動作する一般的なＰＦＣコンバータでは、そのスイッチング周波数とその高次の周波数に高いピーク値でＥＭＩノイズが現れてしまう。これを改善するために、ＰＦＣコンバータのスイッチング周波数を、本来の目的が損なわれない範囲で変化させることによって、ＥＭＩノイズが周波数軸上に広がって、そのピーク値を下げるようにし、入力電圧波形のピーク値付近でのＰＦＣコンバータのスイッチング周波数を上げることで、インダクタＬ１を小型化できるようにしたＰＦＣコンバータが特許文献１に開示されている。
ここで特許文献１に示されているＰＦＣコンバータの構成例を、図１を基に説明する。
図１に示す力率改善回路において、交流電源Ｖａｃ１の交流電源電圧を整流するダイオードブリッジＢ１の出力両端には、昇圧リアクトルＬ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１と電流検出抵抗Ｒとからなる直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１の両端には、ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１とからなる直列回路が接続され、平滑コンデンサＣ１の両端には、負荷ＲＬが接続されている。スイッチング素子Ｑ１は、制御回路１０のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。電流検出抵抗Ｒは、ダイオードブリッジＢ１に流れる入力電流を検出する。
制御回路１０は、誤差増幅器１１１、乗算器１１２、誤差増幅器１１３、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１１５、及びＰＷＭコンパレータ１１６を有している。
誤差増幅器１１１は、平滑コンデンサＣ１の電圧と基準電圧Ｅ１との誤差を求める。乗算器１１２は、誤差電圧信号とダイオードブリッジＢ１による整流電圧とを乗算する。誤差増幅器１１３は、乗算器１１２による乗算結果とダイオードブリッジＢ１に流れる電流信号との誤差を生成してＰＷＭコンパレータ１１６へ出力する。
ＶＣＯ１１５は、交流電源電圧の整流後の電圧値に応じた周波数の三角波信号を生成する。
ＰＷＭコンパレータ１１６は、ＶＣＯ１１５からの三角波信号が−端子に入力され、誤差増幅器１１３からの信号が＋端子に入力される。すなわち、ＰＷＭコンパレータ１１６は、ダイオードブリッジＢ１に流れる電流と出力電圧とに応じたデューティパルスをスイッチング素子Ｑ１与える。このデューティパルスは、交流電源電圧および直流負荷電圧の変動に対して一定周期で連続的に補償するパルス幅制御信号である。このような構成により、交流電源電流波形が交流電源電圧波形に一致するように制御されて、力率が改善される。
特開２００４−２８２９５８号公報
ところが、特許文献１に示されている構成であると、入力電圧の瞬時値を取り込み、それをＶＣＯ（電圧制御型発振器）への印加電圧に利用することによって、入力電圧の瞬時値に応じてスイッチング周波数を変調するものあるため、入力電圧の実効値の変動に従ってＰＦＣコンバータのスイッチング周波数も変動してしまう。
そのため、入力電圧が異なる複数の地域で利用するような電子機器である場合に、利用する地域によってスイッチング周波数が大きく変わってしまう。例えば日本では実効値１００Ｖであるが、欧州では２２０〜２４０Ｖである。世界中どこにいっても使える電子機器とする場合、電圧変動等も考慮すると、例えば実効値８５Ｖ〜２６４Ｖのように広範囲の入力電圧に対応する必要がある。
入力電圧に応じてスイッチング周波数を単純に変化させるとワールドワイドで使用するために必要な電圧範囲（８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲）でスイッチング周波数が大きく変化してしまう。このようにスイッチング周波数が大幅に変化すると、スイッチング周波数が最も低い値であってもインダクタが飽和しないようなインダクタンスを有するインダクタを用いる必要があり、インダクタが大型化してしまう。一方、スイッチング周波数が高い状態では大きなスイッチング損失が生じる。
このようなスイッチング周波数の増大を抑制するため、特許文献１ではスイッチング周波数の上限をクランプする方法を提案している。しかし、この場合、図２に示すように、例えば入力電圧の実効値が１００Ｖの時にスイッチング周波数を最適化して回路設計した場合、入力電圧の実効値が２４０Ｖの地域においては、入力電圧波形の殆どの領域でスイッチング周波数が上限いっぱいで動作してしまうという不具合が生じる。これでは、スイッチング周波数を適度に変動させてピーク状に生じるＥＭＩノイズを分散させるという効果が大幅に薄れてしまう。
そこで、この発明の目的は、入力電圧に依存することなくスイッチング周波数を適宜変調できるようにして、スイッチング周波数およびその高調波周波数でのＥＭＩノイズのピークを抑制しつつ広範囲な入力電圧に対応するＰＦＣコンバータを提供することにある。
前記課題を解決するために、この発明は次のように構成する。
（１）交流入力電源から入力される交流電圧をスイッチングする少なくとも２つのスイッチング回路と、当該スイッチング回路により断続される電流を通電するインダクタと、当該インダクタより後段で出力電圧を平滑する平滑回路と、を備えたＰＦＣコンバータにおいて、
前記交流入力電源の電圧の位相を検出する位相検出手段と、
前記交流入力電源の電圧波形の半周期を１周期とする当該交流入力電源の電圧波形の位相に応じて前記スイッチング回路のスイッチング周波数を変調するスイッチング周波数変調手段と、を備える。
（２）交流入力電源を全波整流する整流回路と、当該整流回路の出力電圧をスイッチングするスイッチング回路と、当該スイッチング回路により断続される電流を通電する（とともに励磁エネルギーを蓄積・放出する）インダクタと、当該インダクタより後段で出力電圧を平滑する平滑回路と、を備えたＰＦＣコンバータにおいて、
前記交流入力電源の電圧の位相を検出する位相検出手段と、
前記交流入力電源の電圧波形の半周期を１周期とする当該交流入力電源の電圧波形の位相に応じて前記スイッチング回路のスイッチング周波数を変調するスイッチング周波数変調手段と、を備える。
（３）前記スイッチング周波数変調手段は、前記交流入力電源の電圧（波形）の位相に基づいて前記交流入力電源の電圧の瞬時値が下限または下限近傍にあるとき前記スイッチング回路のスイッチング周波数を低くし、前記交流入力電源の電圧の瞬時値が上限または上限近傍にあるとき前記スイッチング回路のスイッチング周波数を高くするものとする。
（４）さらに、前記交流入力電源の電圧のサンプリングによる瞬時値を基にして入力電圧の波高値または実効値を求める手段を備え、前記スイッチング周波数変調手段は、前記交流電圧の波高値または実効値が高いほど前記スイッチング回路のスイッチング周波数の変調範囲を低周波数側へシフトするものとする。
（５）前記位相検出手段は、前記交流入力電源の電圧信号を（コンパレータやツェナーダイオード、シャントレギュレータ、フォトカプラ等で）波形整形してほぼ矩形波信号を生成する波形整形回路と、前記矩形波信号をサンプリングするとともに、当該矩形波信号の立ち上がりまたは立ち下がりタイミングを検出する手段とから構成する。
（６）前記位相検出手段は、前記交流入力電源の電圧信号をサンプリングするとともに、当該電圧信号の瞬時値がピークになるタイミング、最低値になるタイミング、または所定値になるタイミングのうち少なくとも一つを検出するものとする。
この発明によれば、次のような効果を奏する。
（１）交流入力電源の電圧波形の半周期を１周期とする当該交流入力電源の電圧波形の位相に応じてスイッチング回路のスイッチング周波数が変調されるので、交流入力電源の電圧の実効値に関わらず最適なスイッチング周波数でスイッチングでき、広範囲な入力電圧に対応するＰＦＣコンバータが構成できる。
（２）交流入力電源電圧の瞬時値が下限または下限近傍にあるときスイッチング回路のスイッチング周波数が低くなり、交流入力電源電圧の瞬時値が上限または上限近傍にあるときスイッチング回路のスイッチング周波数が高くなるため、インダクタのインダクタンスを大きくすることなく、入力電流が大きくなるタイミングでインダクタが飽和しない範囲で使用することができ、小型・軽量化できる。また、交流入力電源の電圧の瞬時値が下限または下限近傍にあるときスイッチング回路のスイッチング周波数が低くなるため、スイッチング損失を低減することができる。
（３）交流入力電源電圧の波高値または実効値が高いほどスイッチング回路のスイッチング周波数の変調範囲が低周波数側へシフトするので、インダクタが飽和しない範囲でスイッチング周波数を低下させてスイッチング損失を低減することができ、高効率化を図ることができる。
（４）交流入力電源の電圧信号の波形整形によるほぼ矩形波信号がサンプリングされて、その立ち上がりまたは立ち下がりタイミングによって交流入力電源電圧の位相を検出することによって、２値信号の入力情報を扱うだけで済む。そのため演算処理負荷が小さくなって、例えばＡ／Ｄコンバータのビット数を減らせるといった利点や、低コスト・低消費電力化が図れる。
（５）交流入力電源の電圧信号をサンプリングするとともに、当該電圧信号の瞬時値がピークになるタイミング、最低値になるタイミング、または所定値になるタイミングのうち少なくとも一つから交流入力電源電圧の位相を検出することによって、例えばＤＳＰの外部に設ける回路は例えば単なる抵抗分圧回路で済む。そのため、回路構成が簡素化でき小型且つ高信頼性化が図れる。
特許文献１に示されているＰＦＣコンバータの回路図である。 従来のＰＦＣコンバータの入力電圧に対するスイッチング周波数の変化の例を示す図である。 第１の実施形態に係るＰＦＣコンバータの回路図である。 同ＰＦＣコンバータの各部の電圧・電流波形図である。 同ＰＦＣコンバータにおけるインダクタに流れる電流の波形およびスイッチング素子のオン／オフタイミングの例を示す図である。 入力電圧検出回路の構成例を示す図である。 入力電圧検出回路の他の構成例を示す図である。 入力電圧の瞬時値に応じたスイッチング周波数の変調制御について示す図である。 第２の実施形態に係るＰＦＣコンバータにおけるスイッチング周波数の変調制御について示す図である。 第３の実施形態に係るＰＦＣコンバータにおける入力電圧の検出方法について示す図である。 第４の実施形態に係るＰＦＣコンバータにおけるスイッチング周波数の変調制御について示す図である。 第５の実施形態に係るＰＦＣコンバータの入力電圧の波高値または実効値の変化によるスイッチング周波数の変調範囲の変化の例を示す図である。 第６の実施形態に係るＰＦＣコンバータの回路図である。
符号の説明
Ｖａｃ−交流入力電源
Ｖｉ−全波整流入力電圧
Ｂ１−ダイオードブリッジ
Ｌ１，Ｌ１１，Ｌ１２−インダクタ
Ｑ１，Ｑ１１，Ｑ１２−スイッチング素子
Ｄ１，Ｄ１１〜Ｄ１４−ダイオード
Ｃ１，Ｃ１１−平滑コンデンサ
Ｒ１−電流検出抵抗
１１−入力電圧検出回路
１２−出力電圧検出回路
１３−ディジタル信号処理回路（ＤＳＰ）
２０−負荷回路
１０１−ＰＦＣコンバータ
《第１の実施形態》
第１の実施形態に係るＰＦＣコンバータについて図３〜図８を参照して説明する。
図３は第１の実施形態に係るＰＦＣコンバータの回路図である。図３において符号Ｐ１１，Ｐ１２はＰＦＣコンバータ１０１の入力ポート、符号Ｐ２１，Ｐ２２はＰＦＣコンバータ１０１の出力ポートである。入力ポートＰ１１−Ｐ１２には商用交流電源である交流入力電源Ｖａｃが入力され、出力ポートＰ２１−Ｐ２２には負荷回路２０が接続される。
負荷回路２０は例えばＤＣ−ＤＣコンバータおよびそのＤＣ−ＤＣコンバータによって電源供給を受ける電子機器の回路である。
ＰＦＣコンバータ１０１の入力段には交流入力電源Ｖａｃを全波整流するダイオードブリッジＢ１を設けている。このダイオードブリッジＢ１の出力側にはインダクタＬ１およびスイッチング素子Ｑ１、さらに電流検出抵抗Ｒ１の直列回路を接続している。スイッチング素子Ｑ１の両端にはダイオードＤ１および平滑コンデンサＣ１からなる整流平滑回路を接続している。このインダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１および平滑コンデンサＣ１によっていわゆる昇圧チョッパ回路を構成している。
ダイオードブリッジＢ１の出力側の両端間には入力電圧検出回路１１を設けている。また出力ポートＰ２１−Ｐ２２間に出力電圧検出回路１２を設けている。ディジタル信号処理回路１３はＤＳＰで構成していて、ディジタル信号処理によってこのＰＦＣコンバータ１０１を制御する。すなわち、ディジタル信号処理回路１３は入力電圧検出回路１１の出力信号を入力し、後述する方法によって交流入力電源の電圧の位相を検知する。また出力電圧検出回路１２の出力信号を入力して出力電圧を検知する。さらにスイッチング素子Ｑ１を所定のスイッチング周波数でオン／オフする。
さらに、ディジタル信号処理回路１３は負荷回路２０との間で通信を行うためのポートを備えていて、たとえばデータの通信または信号の入出力を行い、負荷回路（電子機器）に対してコンバータの状態等を常に送信したり、入力電圧、出力電圧、出力電流等を送信したり、負荷回路側から負荷状態等を受信してスイッチング制御に反映したりする。
図４は図３に示したＰＦＣコンバータの各部の電圧・電流の交流入力電源の商用周期単位での波形図である。
交流入力電源Ｖａｃは図４（ａ）に示すように所定周波数、所定実効値の正弦波状の交流電圧であり、ダイオードブリッジＢ１によって全波整流されることにより前記昇圧チョッパ回路に対する入力電圧は図４（ｂ）に示すように全波整流波形となる。そして、ＰＦＣコンバータ１０１の出力電圧Ｖｏは図４（ｃ）に示すように、所定の昇圧比と交流入力電源電圧の実効値とによって定まる直流電圧となる。ダイオードブリッジＢ１の出力側に流れる電流Ｉｉは図４（ｂ）に示した全波整流波形と相似形となり、交流入力電源に流れる電流Ｉａｃは図４（ｅ）に示すように、その電圧波形（図４（ａ））と相似形となる。これにより高調波電流が抑制される。
図５はスイッチング周期の単位でのＰＦＣコンバータ１０１の電圧・電流の波形図である。
図５において（ａ）は商用周期単位での、インダクタＬ１に流れる電流の平均値Ｉｉの電流波形、（ｂ）はその一部を時間軸上に拡大して表したスイッチング周期の単位での、インダクタＬ１に流れる電流ＩLの波形図、（ｃ）はスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓの波形図である。
スイッチング素子Ｑ１のオン期間ＴonではインダクタＬ１に電流ＩLが流れ、インダクタＬ１の両端間電圧およびインダクタＬ１のインダクタンスに応じて定まる傾きで電流ＩLは上昇する。その後、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間Ｔoffで、インダクタＬ１の両端電圧とそのインダクタンスによって定まる傾きで電流ＩLは下降する。このように電流リップルΔＩLの幅でインダクタＬ１に流れる電流ＩLがスイッチング周期で変動する。
ディジタル信号処理回路１３は、インダクタに流れる電流の平均値が全波整流波形（正弦波）に追従するようにスイッチング制御を行う。このようにして入力電圧に比例した入力電流が流れ、高調波が抑制される。
図６は図３に示した入力電圧検出回路１１の具体的な構成例を示す回路図である。図６において抵抗Ｒ２，Ｒ３による抵抗分圧回路は、入力電圧Ｖｉを分圧してコンパレータ２１の＋端子に入力し、このコンパレータ２１の−端子には基準電圧Ｖrefを入力するように回路を構成している。そのため、コンパレータ２１の出力電圧Ｖｐｈは全波整流入力電圧Ｖｉが所定のしきい値を超えるときハイレベル、超えないときローレベルである矩形波信号となる。ディジタル信号処理回路１３は、このコンパレータ２１の出力信号がローレベルからハイレベルへの立ち上がりタイミング、及び／またはハイレベルからローレベルへの立ち下がりタイミングから全波整流入力電圧Ｖｉの位相角０°を検出する。
全波整流入力電圧Ｖｉの実効値（または波高値）が変動してもコンパレータ２１の出力信号Ｖｐｈである矩形波信号の立ち上がりタイミングおよび立ち下がりタイミングは変化するが、交流入力電源Ｖａｃの０°または１８０°の位相角を検出することになるので交流入力電源の電圧に依存せず、その位相角を検出することができる。
図７は図６に示した構成とは異なる別の入力電圧検出回路１１の構成例を示すものである。この例では単に抵抗Ｒ２，Ｒ３の抵抗分圧回路とし、その分圧電圧をディジタル信号処理回路１３に与えるようにしている。ディジタル信号処理回路１３は全波整流入力電圧Ｖｉの電圧信号を入力することになり、所定のサンプリング周期でサンプリングするとともにディジタルデータに変換し、順次記憶する。そして、そのディジタルデータ列を基にして全波整流入力電圧Ｖｉの位相角を検知する。その方法は次の３つである。
第１の方法は、図７中に示すように、サンプリング値の変化途中でピークに達するタイミングｔｐを検出する。その際、データ列の中の最大値を検出してもよいが、サンプリング周期が商用周期に対して比較的粗い場合には、連なる複数のデータから正弦波の近似演算によってピークになるタイミングを算出してもよい。このタイミングｔｐを位相角９０°（または２７０°）として検知する。
第２の方法は、全波整流入力電圧の電圧信号が所定のしきい値Ｖｔｈに達するタイミングｔ１，ｔ２を検出し、ｔ２−ｔ１の中間タイミングを位相角０°（または１８０°）として検知する。
第３の方法は、サンプリングデータ列のうち値が最低値になるタイミングｔｏを検出し、そのタイミングを全波整流入力電圧の位相角０°（または１８０°）と検知する。
このようにして全波整流入力電圧の位相角を検出すれば、その位相角の時間変化または半周期の時間が判明するので、全波整流入力電圧の周波数も検知できる。
このような回路構成によれば、入力電圧検出回路１１の回路構成が極めて簡素になり、部品点数が削減できる。
以上のようにして検出した、全波整流入力電圧の電圧信号の位相を基にディジタル信号処理回路１３内部で入力電圧に同期した正弦波（正弦波の絶対値）を成形し、その正弦波を基にして、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を周波数変調する。
図８はその制御について示す図である。図８（Ａ）において、ｆｃは周波数変調を行わない場合の固定のスイッチング周波数、ｆａ（ｔ）は時間経過にともなって変動する変調周波数である。固定周波数ｆｃを変調周波数ｆａ（ｔ）で変調した結果の周波数ｆｓｗ（ｔ）でスイッチング素子Ｑ１をスイッチングする。
図８（Ｂ）はディジタル信号処理回路１３内での処理を示している。ここで値Ｖｃは上記固定周波数ｆｃに対応する値、Ｖａ（ｔ）は上記変調周波数ｆａ（ｔ）に対応する値である。すなわち、入力電圧の角周波数をωacで表すと、Ｖａ（ｔ）＝｜Ａｓｉｎωacｔ｜である。ωacは上述のとおり既知であるので、ｓｉｎωacｔの値からＶａ（ｔ）を算出する。Ｖｓｗは上記スイッチング周波数ｆｓｗ（ｔ）に対応する値であり、
Ｖｓｗ（ｔ）＝Ｖｃ ＋ Ｖａ（ｔ）の演算により求める。このＶｓｗ（ｔ）の値に応じたスイッチング周波数を実現するためのスイッチング周期でスイッチング素子Ｑ１をオン／オフする。その結果、スイッチング周波数が所定周波数範囲で変動することになり、スイッチング周波数およびその高次周波数成分でピーク状に発生するＥＭＩノイズが抑制される。
《第２の実施形態》
第１の実施形態ではディジタル信号処理回路１３内部で入力電圧に同期した正弦波を生成するようにしたが、第２の実施形態では入力電圧信号を検出するとともに、それを正規化したものを周波数変調の信号として利用する。ＰＦＣコンバータの回路構成は図３に示したものと同様である。
図９は第２の実施形態に係るＰＦＣコンバータのディジタル信号制御回路の処理内容を示す図である。図９において入力電圧Ｖｉは次の式で表される。
Ｖｉ（ｔ）＝｜Ｖrms ｓｉｎωacｔ｜
ここで、Ｖrmsは入力電圧Ｖｉの実効値、ωacはＶｉ（ｔ）の角周波数である。
この電圧信号をその実効値で正規化した信号をＶａ（ｔ）で表すと次の式となる。
Ｖａ（ｔ）＝Ｖｉ（ｔ）／Ｖrms
そして、固定周波数に対応する値Ｖｃに対して上記Ｖａ（ｔ）を加算することによってスイッチング周波数に相当する値Ｖｓｗ（ｔ）を求める。
ディジタル信号処理回路１３は上記値Ｖｓｗ（ｔ）の値に応じたスイッチング周波数を実現するためのスイッチング周期でスイッチング素子Ｑ１をスイッチングする。
このように入力電圧をその実効値で正規化することにより、入力電圧の実効値が変化してもスイッチング周波数の変調を一定に行うことができる。
《第３の実施形態》
第１・第２の実施形態では交流入力電源の電圧波形を検出するために全波整流入力電圧の電圧信号を直接ディジタル信号処理回路に入力するようにしたが、第３の実施形態はインダクタＬ１に流れる電流を基にして入力電圧を検出するものである。ＰＦＣコンバータの回路構成は図３に示したものと同様である。
図１０は、スイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔon、オフ時間Ｔoff、およびインダクタＬ１に流れる電流の波形を示す図である。
インダクタＬ１に流れる電流ＩLは図３に示した電流検出抵抗Ｒ１の降下電圧によってディジタル信号処理回路１３が検出する。そして次式によって全波整流入力電圧Ｖｉの瞬時値を算出する。
ΔＩL＝（Ｖｉ／Ｌ）Ｔon …（１）
Ｖｉ＝ＬΔＩL／Ｔon …（２）
このようにしてインダクタＬ１に流れる電流を基に全波整流入力電圧Ｖｉを検出すれば入力電圧検出回路１１が不要となり、全体の回路がさらに簡素化できる。
なお、図１０においてＴon期間の電流はスイッチング素子Ｑ１に流れる電流でもあるので、図３に示した電流検出抵抗Ｒ１をスイッチング素子Ｑ１に流れる電流経路に設けてＱ１の電流を電圧信号として検出することによっても、入力電圧Ｖｉを同様にして検知することができる。
なお、インダクタに流れる電流は、図３に示した電流検出抵抗Ｒ１の降下電圧によって検出する方法以外に、ダイオードブリッジＢ１のインダクタを接続したラインに電流検出用抵抗を設けてもよい。またカレントトランスやホール素子で検出してもよい。
《第４の実施形態》
第４の実施形態では、スイッチング周波数の周波数変調の他の例について示す。ＰＦＣコンバータの回路構成は図３に示したものと同様である。
第１〜第３の実施形態では交流入力電源の電圧変化に応じてスイッチング周波数を連続的に変調するようにしたが、図１１（Ａ）はスイッチング周波数を離散的に変調するものである。図１１（Ａ）の横軸は時間、縦軸はスイッチング周波数である。この例では入力電圧Ｖｉの半周期Ｔを１周期として一定時間ごとにスイッチング周波数ｆｓｗを離散的に変化させている。この例ではスイッチング周波数の採り得る値は５段階である。
このようにスイッチング周波数を離散変化させる場合にも、入力電圧の位相が入力電圧の瞬時値が下限または下限近傍にあるときスイッチング周波数を低くし，入力電圧の瞬時値が上限または上限近傍にあるときスイッチング周波数を高く設定する。このような周波数変調によってスイッチング周波数が複数の値を採ることになり、スイッチング周波数およびその高調波周波数でのＥＭＩノイズのピークが抑制される。
なお、離散的な周波数変調は入力電圧の位相に応じ２値で変化するようにしてもよい。例えば、入力電圧の位相が４５°〜１３５°であるときにスイッチング周波数をｆ１、それ以外であるときにスイッチング周波数をｆ２となるように変調してもよい。
図１１（Ｂ）に示す例では、スイッチング周期ごとにそのスイッチング周期を算出するとともに切り替えるようにしたものである。この例では、スイッチング周期の１周期の終わりに次のスイッチング周期の時間を演算し、それに応じた時間でスイッチング素子のオン時間およびオフ時間を制御する。
図１１（Ｃ）は入力電圧波形に同期した変調信号の値Ｖａ以外にランダム成分によってさらに変調を行うようにした例である。このランダム成分Ｖｒは入力電圧に同期した変調信号Ｖａの変化幅より小さく且つランダムに変動する。この値Ｖｒは乱数演算によって求める。
また、周波数変調は入力電圧に同期する三角波や指数関数等により行っても良い。
このような構成によってスイッチング周波数近傍に表れるＥＭＩノイズが周波数軸上にさらに広がって全体のピークを下げることができる。
《第５の実施形態》
第５の実施形態に係るＰＦＣコンバータは、入力電圧の波高値または実効値に応じてスイッチング周波数をシフト制御するものである。ＰＦＣコンバータの回路構成は図３に示したものと同様である。
図１２は、第５の実施形態に係るＰＦＣコンバータの入力電圧の波高値または実効値に応じたスイッチング周波数の制御の例を示す図である。第１・第２の実施形態においてスイッチング周波数の周波数変調前の周波数ｆｃ（制御値で表せばＶｃ）は一定であるものとして説明したが、第５の実施形態では入力電圧の瞬時値については第１〜第４の実施形態の場合と同様の制御を行い、入力電圧の波高値または実効値に応じてスイッチング周波数の変調範囲を全体にシフトするものである。
図１２に示すように、たとえば交流入力電源の実効値がＡＣ１００Ｖの場合、スイッチング周波数はｆｓｗ１１〜ｆｓｗ１２の周波数範囲で変化するが、ＡＣ２３０Ｖの場合スイッチング周波数はｆｓｗ２１〜ｆｓｗ２２の範囲で変動する。
このような制御は、まず入力電圧の波高値または実効値を検出し、図８または図９に示したｆｃ（制御値としてはＶｃ）を入力電圧の波高値または実効値の値に応じて変化させればよい。このようにすることによって、インダクタが飽和しない範囲でスイッチング周波数を低下させてスイッチング損失を低減することができ、高効率化を図ることができる。
《第６の実施形態》
図１３は第６の実施形態に係るＰＦＣコンバータの回路図である。図１３において符号Ｐ１１，Ｐ１２はＰＦＣコンバータ１０２の入力ポート、符号Ｐ２１，Ｐ２２はＰＦＣコンバータ１０２の出力ポートである。入力ポートＰ１１−Ｐ１２には商用交流電源である交流入力電源Ｖａｃが入力され、出力ポートＰ２１−Ｐ２２には負荷回路２０が接続される。
負荷回路２０は例えばＤＣ−ＤＣコンバータおよびそのＤＣ−ＤＣコンバータによって電源供給を受ける電子機器の回路である。
図３に示した例では、ダイオードブリッジＢ１で交流入力電源を全波整流した後、その整流電圧をスイッチングするようにしたが、図１３に示す例では、ブリッジ回路でスイッチングを行うように構成している。すなわち、交流入力電源Ｖａｃから入力される交流電圧をスイッチングするスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２およびダイオードＤ１１，Ｄ１２からなるスイッチング回路(Ｑ１１，Ｑ１２にＦＥＴを用いる場合，Ｄ１１，Ｄ１２はＦＥＴのボディダイオードを利用してもよい)を下アームに設け、上アームにダイオードＤ１３，Ｄ１４を設けている。そして、上記スイッチング回路により断続される電流を通電するインダクタＬ１１，Ｌ１２と、出力電圧を平滑するコンデンサＣ１１による平滑回路と、を備えている。
また、交流入力電源の電圧検出回路として入力電圧検出回路１１を設けている。さらに、交流入力電流を検出するためにホール素子１４を設けている。
ディジタル信号処理回路１３はＤＳＰで構成していて、次に述べるようにディジタル信号処理によってこのＰＦＣコンバータ１０２を制御する。
ディジタル信号処理回路１３は入力電圧検出回路１１の出力信号を入力して交流電源電圧を検知する。
また、ディジタル信号処理回路１３は出力電圧検出回路１２の出力信号を入力して出力電圧を検知する。
また、ディジタル信号処理回路１３はホール素子１４の出力信号から入力電流を検出する。
さらにディジタル信号処理回路１３はスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を所定のスイッチング周波数でオン／オフする。
上記ディジタル信号処理回路１３によるスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング制御による回路動作は次のとおりである。
まず、ディジタル制御回路１３はスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を共にオンする。これにより、Ｖａｃ→Ｌ１１→Ｑ１１→Ｑ１２→Ｌ１２→Ｖａｃの経路、またはその逆方向の経路で電流が流れ、インダクタＬ１１，Ｌ１２に励磁エネルギーが蓄積される。
その後、ディジタル制御回路１３はスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を共にオフする。これにより、Ｖａｃ→Ｌ１１→Ｄ１３→Ｃ１１（２０）→Ｄ１２→Ｌ１２→Ｖａｃの経路、またはＶａｃ→Ｌ１２→Ｄ１４→Ｃ１１（２０）→Ｄ１１→Ｌ１１→Ｖａｃの経路で電流が流れ(このとき，導通状態にあるＤ１１またはＤ１２に並列接続しているＱ１１またはＱ１２はオンしていても良い。)、インダクタＬ１１，Ｌ１２に励磁エネルギーが放出されるとともにコンデンサＣ１１に電圧が充電される。
このようにして、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２、ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４からなるブリッジによって交流入力電圧を全波整流するとともにスイッチングし、インダクタＬ１１、Ｌ１２と上記ブリッジとによってチョッパ動作する。
このようなブリッジ回路でスイッチングを行うように構成したＰＦＣコンバータにおいても、本発明は同様に適用できる。

Claims (5)

  1. 交流入力電源から入力される交流電圧をスイッチングする少なくとも２つのスイッチング回路と、当該スイッチング回路により断続される電流を通電するインダクタと、当該インダクタより後段で出力電圧を平滑する平滑回路と、を備えたＰＦＣコンバータにおいて、
    前記交流入力電源の電圧の位相を検出する位相検出手段と、
    前記交流入力電源の電圧波形の半周期を１周期とする当該交流入力電源の電圧波形の位相に応じて前記スイッチング回路のスイッチング周波数を変調するスイッチング周波数変調手段と、
    交流入力電源の電圧のサンプリングによる瞬時値を基にして前記交流電圧の波高値または実効値を求める手段と、を備え、
    前記スイッチング周波数変調手段は、前記交流入力電源の電圧の位相に基づいて前記交流入力電源の電圧の瞬時値が下限または下限近傍にあるとき前記スイッチング回路のスイッチング周波数を低くし、前記交流入力電源の電圧の瞬時値が上限または上限近傍にあるとき前記スイッチング回路のスイッチング周波数を高くするとともに、前記交流電圧の波高値または実効値が高いほど前記スイッチング回路のスイッチング周波数の変調範囲を低周波数側へシフトすることを特徴とするＰＦＣコンバータ。
  2. 交流入力電源を全波整流する整流回路と、当該整流回路の出力電圧をスイッチングするスイッチング回路と、当該スイッチング回路により断続される電流を通電するインダクタと、当該インダクタより後段で出力電圧を平滑する平滑回路と、を備えたＰＦＣコンバータにおいて、
    前記交流入力電源の電圧の位相を検出する位相検出手段と、
    前記交流入力電源の電圧波形の半周期を１周期とする当該交流入力電源の電圧波形の位相に応じて前記スイッチング回路のスイッチング周波数を変調するスイッチング周波数変調手段と、
    交流入力電源の電圧のサンプリングによる瞬時値を基にして前記交流電圧の波高値または実効値を求める手段と、を備え、
    前記スイッチング周波数変調手段は、前記交流入力電源の電圧の位相に基づいて前記交流入力電源の電圧の瞬時値が下限または下限近傍にあるとき前記スイッチング回路のスイッチング周波数を低くし、前記交流入力電源の電圧の瞬時値が上限または上限近傍にあるとき前記スイッチング回路のスイッチング周波数を高くするとともに、前記交流電圧の波高値または実効値が高いほど前記スイッチング回路のスイッチング周波数の変調範囲を低周波数側へシフトすることを特徴とする、ＰＦＣコンバータ。
  3. 前記スイッチング周波数変調手段は、変調範囲が低周波数側であるほど変調幅を狭くする、請求項１または２に記載のＰＦＣコンバータ。
  4. 前記位相検出手段は、前記交流入力電源の電圧信号を波形整形してほぼ矩形波信号を生成する波形整形回路と、前記矩形波信号の立ち上がり及び／または立ち下がりタイミングを検出する手段とから構成した請求項１乃至３のうちいずれかに記載のＰＦＣコンバータ。
  5. 前記位相検出手段は、前記交流入力電源の電圧信号をサンプリングするとともに、当該電圧信号の瞬時値がピークになるタイミング、最低値になるタイミング、または所定値になるタイミングのうち少なくとも一つを検出するものである請求項１乃至３のうちいずれかに記載のＰＦＣコンバータ。
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