JP5104946B2 - Ｐｆｃコンバータ - Google Patents

Description

この発明は、交流電源電圧を入力して直流電圧を出力するＡＣ−ＤＣコンバータに関し、特に力率を改善するＰＦＣコンバータに関するものである。

商用交流電源を入力電源とする一般的なスイッチング電源装置は、商用交流電源を整流平滑して直流電圧に変換した後、それをＤＣ−ＤＣコンバータでスイッチングするので入力電流は不連続となり、正弦波から大きく歪む。このことが高調波電流の原因となる。

日本や欧州などでは用途や入力電力などに応じてクラス分けされた高調波電流規制が行われている。これらに対応するため、規制に該当する一般家電製品の電源には、特許文献１，特許文献２に示されているようなＰＦＣ（力率改善回路）コンバータが設けられている。

一般にＰＦＣコンバータはチョッパ回路で構成され、入力電流波形が入力電圧波形に相似形となるように、すなわち同位相の正弦波状になるように動作する。そのため高調波電流が一定レベル以下に抑えられる。

ここで特許文献１に示されているＰＦＣコンバータの構成例を、図１を基に説明する。
図１のＰＦＣコンバータにおいて、整流器ブロックＲは、入力される交流電圧を整流し、入力キャパシタＣｉｎは高周波成分を除去する。スイッチ１０がオンのとき、インダクタＬに電磁エネルギーが蓄積される。スイッチ１０がターンオフされると、インダクタＬのエネルギーは整流ダイオードＤを介してキャパシタＣｏｕｔに移されるとともに電源電圧が負荷へ供給される。スイッチ１０が再びオンされると、ダイオードＤは遮断され、キャパシタＣｏｕｔから電源電圧が出力される。１サイクル制御ＩＣ（ＯＣＣ回路）２０は、入力電流検出用抵抗Ｒｓ、出力電圧検出抵抗Ｒ１，Ｒ２の電圧を入力し、ＡＣ入力電流がＡＣ入力電圧と同相になるように、スイッチ１０のデューティサイクルを制御する。

特表２００６−５１３６８２号公報 特開２００６−１８７１４０号公報

ところが、特許文献１のＰＦＣコンバータは電流連続モードで動作することを前提としているため、軽負荷時に電流不連続モードで動作すると、入力電流に歪みが生じる。
また、特許文献２のＰＦＣコンバータはマルチフェーズＰＦＣコンバータであるが、電流不連続モードで動作することを前提としていて、商用交流電源の一周期に亘ってスイッチングのオン時間が一定であれば、電流の検出・制御を行わなくても入力電流は正弦波状となる。しかし、実際には負荷が増大して電流連続モードで動作する状態になると、入力電流に歪みが生じてしまう。

そこで、この発明の目的は、動作モードが、電流連続モード、電流不連続モードのいずれであっても最適な高調波抑制及び力率改善を行うＰＦＣコンバータを提供することにある。

前記課題を解決するために、この発明は次のように構成する。
交流入力電源から入力される交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の後段に接続された、インダクタ及びスイッチング素子を含む直列回路と、前記スイッチング素子に並列接続された整流平滑回路と、前記交流入力電源から入力される入力電流が前記交流電圧に対して相似形となるように前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御手段と、前記インダクタに流れる電流を検出する電流検出手段と、を備え、
動作モードが、電流連続モード、電流不連続モードのいずれであるかを判定する動作モード判定手段を有し、
前記スイッチング制御手段は、前記動作モードが電流連続モードである場合に、前記電流検出回路によって検出されるインダクタに流れる電流の平均値の変化が正弦波状になるように前記スイッチング素子を制御し、前記動作モードが電流不連続モードである場合に、インダクタに流れる電流のピーク値の変化が正弦波状になるように、前記交流入力電源の電圧変化周期にわたって前記スイッチング素子のオン時間を一定に制御するように構成する。

または、
出力ポートに対して並列に接続された、第１のスイッチング素子と第１の整流素子を含む第１の直列回路と、
前記第１のスイッチング素子と前記第１の整流素子との接続点と、前記交流入力電源の第１の入力端との間に接続されたインダクタと、
前記出力ポートに対して並列に接続され、第２のスイッチング素子と第２の整流素子を含み、第２のスイッチング素子と第２の整流素子との接続点が前記交流入力電源の第２の入力端に接続された第２の直列回路と、
前記出力ポートに対して並列に接続された平滑回路と、
前記交流入力電源から入力される入力電流が前記交流電圧に対して相似形となるように前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御手段と、
前記インダクタに流れる電流を検出する電流検出手段と、を備え、
動作モードが、電流連続モード、電流不連続モードのいずれであるかを判定する動作モード判定手段を有し、
前記スイッチング制御手段は、前記動作モードが電流連続モードである場合に、前記電流検出手段によって検出されるインダクタに流れる電流の平均値の変化が正弦波状になるように前記スイッチング素子を制御し、前記動作モードが電流不連続モードである場合に、前記インダクタに流れる電流のピーク値の変化が正弦波状になるように前記交流入力電源の電圧変化周期にわたって前記スイッチング素子のオン時間を一定に制御するように構成する。

前記動作モードの判定は次の（ａ）〜（ｆ）のいずれかの方法で行う。
（ａ）前記動作モード判定手段は、前記インダクタのインダクタンス値をＬ、前記交流電圧をＶｉｎ、前記ＰＦＣコンバータの出力電圧をＶｏ、前記スイッチング素子のオン期間をＴon、オフ期間をＴoffとした場合、前記電流検出手段によって、前記スイッチング素子のオン期間の中点でサンプリングされた電流の検出値をＩ_Lavとすると、
Ｉ_Lav−（１／２）×｛（Ｖｏ−Ｖｉｎ）／Ｌ｝×Ｔoffが実質的に正のときを電流連続モード、
Ｉ_Lav−（１／２）×｛（Ｖｏ−Ｖｉｎ）／Ｌ｝×Ｔoffが実質的に負のときを電流不連続モードと見なす。

（ｂ）前記動作モード判定手段は、前記インダクタのインダクタンス値をＬ、前記交流電圧をＶｉｎ、前記ＰＦＣコンバータの出力電圧をＶｏ、前記スイッチング素子のオン期間をＴon、オフ期間をＴoffとした場合、前記電流検出手段によって、前記スイッチング素子のオン期間の終点でサンプリングされた電流の検出値をＩＬｐとすると、
ＩＬｐ−｛（Ｖｏ−Ｖｉｎ）／Ｌ｝×Ｔoffが実質的に正のときを電流連続モード、
ＩＬｐ−｛（Ｖｏ−Ｖｉｎ）／Ｌ｝×Ｔoffが実質的に負のときを電流不連続モードと見なす。

（ｃ）前記電流検出手段によって検出された前記スイッチング素子のオフ期間の中点でサンプリングされた電流の検出値が、前記電流検出手段によって検出された前記スイッチング素子のオン期間の中点でサンプリングされた電流の検出値より小さいとき電流不連続モードと見なし、それ以外のとき電流連続モードと見なす。

（ｄ）前記スイッチング素子の両端間の電圧を検出するスイッチング素子電圧検出回路を設け、前記スイッチング素子のオフ期間中に前記スイッチング素子電圧検出回路で検出される電圧の変化によって判定する。すなわち、前記スイッチング素子のオフ期間中に前記スイッチング素子の両端間の電圧が一定でなく低下すれば、電流不連続モードと見なし、一定していれば電流連続モードと見なす。

（ｅ）前記インダクタに結合する補助巻線を設け、前記スイッチング素子のオフ期間中に前記補助巻線に生じる電圧の電圧変化によって判定する。すなわち、前記スイッチング素子のオフ期間中に前記補助巻線に生じる電圧が一定でなく低下すれば、電流不連続モードと見なし、一定していれば電流連続モードと見なす。

この発明によれば、動作モードが、電流連続モード、電流不連続モードのいずれであるかが判定され、各モードに応じて電流波形が電圧波形に対して相似形且つ同位相となるので、負荷の軽重にかかわらず高調波及び力率が改善される。

また、スイッチング周期１回につき最大でも２回の電流値サンプリングによって、モード判定が行えるため、演算処理量が少なく、ＤＳＰ等のプロセッサヘの負担が少ない。そのため、比較的低速のプロセッサでも利用可能となる。

特許文献１に示されているＰＦＣコンバータの回路図である。 本発明の第１の実施形態に係るＰＦＣコンバータ１０１の回路図である。 第１の実施形態に係るＰＦＣコンバータ１０１内のディジタル信号処理回路１３による各種制御方式について示す図である。 第１の実施形態に係るＰＦＣコンバータ１０１について、電流連続モードで制御が行われている状態におけるスイッチング周期の単位でのＰＦＣコンバータ１０１の電圧・電流の波形図である。 第１の実施形態に係るＰＦＣコンバータ１０１について、動作モードの判定を行う方法について示す図である。 第２の実施形態に係るスイッチング電源装置２０１の回路図である。 第２の実施形態に係るスイッチング電源装置２０１において、ディジタル信号処理回路１３による動作モードの判定方法を示す図である。 第３の実施形態に係るスイッチング電源装置２０２の回路図である。 第３の実施形態に係るスイッチング電源装置２０２において、ディジタル信号処理回路１３による動作モードの判定方法を示す図である。 第４の実施形態に係るＰＦＣコンバータの動作モードの判定を行う方法について示す図である。 第５の実施形態に係るＰＦＣコンバータの動作モードの判定を行う方法について示す図である。 第５の実施形態に係るＰＦＣコンバータの動作モードの判定を行う方法について示す図であり、スイッチング素子Ｑ１のオン期間の平均電流値Ｉ_Lavを基に動作モードを判定する方法を示す図である。 第６の実施形態に係るＰＦＣコンバータの動作モードの判定を行う方法について示す図である。 第７の実施形態に係るスイッチング電源装置２０３の回路図である。 図１４中のＰＦＣコンバータ１０４の４つのタイミングでの電流経路を示す図である。

《第１の実施形態》
この発明の実施形態に係るＰＦＣコンバータについて図２〜図５を参照して説明する。
図２はこの発明の第１の実施形態に係るＰＦＣコンバータ１０１の回路図である。図２において符号Ｐ１１，Ｐ１２はＰＦＣコンバータ１０１の入力ポート、符号Ｐ２１，Ｐ２２はＰＦＣコンバータ１０１の出力ポートである。入力ポートＰ１１−Ｐ１２には商用交流電源である交流入力電源Ｖａｃが入力され、出力ポートＰ２１−Ｐ２２には負荷回路２０が接続される。

負荷回路２０は例えばＤＣ−ＤＣコンバータおよびそのＤＣ−ＤＣコンバータによって電源供給を受ける電子機器の回路である。

ＰＦＣコンバータ１０１の入力段には、交流入力電源Ｖａｃの交流電圧を全波整流する整流回路であるダイオードブリッジＢ１が設けられている。このダイオードブリッジＢ１の出力側にはインダクタＬ１およびスイッチング素子Ｑ１、さらに電流検出用抵抗Ｒ３の直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１の両端にはダイオードＤ１および平滑コンデンサＣ１で構成される整流平滑回路が並列接続されている。このインダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１および平滑コンデンサＣ１によって昇圧型チョッパ回路が構成されている。

ダイオードブリッジＢ１の出力側の両端間には入力電圧検出回路１１が設けられている。また出力ポートＰ２１−Ｐ２２間に出力電圧検出回路１２が設けられている。ディジタル信号処理回路１３はＤＳＰで構成されていて、ディジタル信号処理によってこのＰＦＣコンバータ１０１が制御される。すなわち、ディジタル信号処理回路１３は入力電圧検出回路１１の出力信号を入力し、交流入力電源の瞬時電圧を検知する。また出力電圧検出回路１２の出力信号を入力して出力電圧を検知する。さらにスイッチング素子Ｑ１を所定のスイッチング周波数でオン／オフする。

前記ディジタル信号処理回路１３の、スイッチング素子Ｑ１に対するスイッチング制御信号に関する処理部が、この発明に係る「スイッチング制御手段」に相当する。また、前記電流検出用抵抗Ｒ３が、この発明に係る「電流検出回路」に相当する。

ディジタル信号処理回路１３は負荷回路２０との間で通信を行うためのポートを備えていて、たとえばデータの通信または信号の入出力を行い、負荷回路（電子機器）に対してコンバータの状態等を常に送信したり、入力電圧、出力電圧、出力電流等を送信したり、負荷回路側から負荷状態等を受信してスイッチング制御に反映したりする。

図３はディジタル信号処理回路１３によるＰＦＣコンバータ１０１の各種制御方式について示す図である。図３の（Ａ）（Ｂ）は、それぞれ交流入力電源の１周期における電流波形である。ここで、波形ＩＬは、図２に示したＰＦＣコンバータ１０１におけるインダクタＬ１に流れる電流の波形である。Ｉｐはそのピーク値（ピーク電流）の包絡線、Ｉａは平均値（平均電流）の包絡線である。但し、図示の都合上、ＰＦＣコンバータ１０１のスイッチング周波数を極端に低くした場合について、すなわちインダクタＬ１に流れる電流波形が三角波状に目に見えるような周波数で表している。

図３（Ａ）は電流連続モード、図３（Ｂ）は電流不連続モードでのそれぞれの波形図である。このように図３（Ａ）に示す電流連続モードではＰＦＣコンバータ１０１のインダクタＬ１に流れる電流は、ＰＦＣコンバータ１０１のインダクタＬ１に励磁エネルギーが蓄積・放出されるごとに電流値が０になる期間は生じない。また図３（Ｂ）に示した電流不連続モードではＰＦＣコンバータ１０１のインダクタＬ１に励磁エネルギーが蓄積・放出されるごとに電流値が０になる期間が生じる。

図４は、電流連続モードで制御が行われている状態におけるスイッチング周期の単位でのＰＦＣコンバータ１０１の電圧・電流の波形図である。

ディジタル信号処理回路１３は、ＰＦＣコンバータ１０１に対する入力電流、すなわちインダクタＬ１に流れる電流の平均値、が全波整流波形に対して相似形となるようにスイッチング制御を行う。このようにして入力電圧と相似形且つ同位相の入力電流が流れることにより、高調波が抑制され、力率が改善される。

図４において（Ａ）は商用電源周波数の半周期単位での、インダクタＬ１に流れる電流の平均値Ｉｉの電流波形、（Ｂ）はその一部の時間軸を拡大して表した、スイッチング周期の単位でのインダクタＬ１に流れる電流ＩＬの波形図、（Ｃ）はスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓの波形図である。

スイッチング素子Ｑ１のオン期間ではインダクタＬ１に電流ＩＬが流れ、インダクタＬ１の両端間電圧およびインダクタＬ１のインダクタンスに応じて定まる傾きで電流ＩＬは上昇する。その後、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間で、インダクタＬ１の両端電圧とそのインダクタンスによって定まる傾きで電流ＩＬは下降する。このように電流リップルΔＩＬの幅でインダクタＬ１に流れる電流ＩＬがスイッチング周期で変動する。

図５は、動作モードの判定を行う方法について示す図である。図５（Ａ）は電流連続モードでのインダクタ電流の波形図、図５（Ｂ）は電流不連続モードでのインダクタ電流の波形図である。

スイッチング素子Ｑ１のターンオフタイミングでインダクタＬ１に流れる電流値（ピーク値）をＩＬｐ、スイッチング素子Ｑ１のターンオンタイミングでインダクタＬ１に流れる電流値（最低値）をＩＬｂで表すと、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にインダクタＬ１に流れる電流の平均値（平均電流）は次の関係で表される。

Ｉ_Lav１＝（ＩＬｐ＋ＩＬｂ）／２ …（１）
スイッチング素子Ｑ１のオフ期間にインダクタＬ１に流れる電流は直線的に減少するので、電流連続モードであれば、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間の中央タイミングにおけるインダクタＬ１の平均電流値Ｉ_Lav2は上記平均電流値Ｉ_Lav1に等しい。一方、電流不連続モードであれば、図５（Ｂ）に示したように、Ｉ_Lav1＞Ｉ_Lav2 の関係となる。

そこで、ディジタル信号処理回路１３は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間の中点ｔｓ１でサンプリングすることによって第１の電流値ＩＬａｖ１を求め、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間の中点ｔｓ２でサンプリングすることによって第２の電流値ＩＬａｖ２を求め、Ｉ_Lav1＝Ｉ_Lav2であるとき、電流連続モードであると判定し、Ｉ_Lav1＞Ｉ_Lav2であるとき、電流不連続モードと判定する。

前記スイッチング素子Ｑ１のゲートに対して与えるスイッチング制御信号はディジタル信号処理回路１３が生成するものであるので、前記オン期間の中央のタイミングｔｓ１及び前記オフ期間の中点のタイミングｔｓ２もディジタル信号処理回路１３が把握している（管理下にある）。そのため、例えば外部からタイミング信号を入力することなく、前記のタイミングで電流検出用抵抗Ｒ３の降下電圧をサンプリングすることができる。

電流連続モードと判定されたなら、スイッチング素子Ｑ１のオン期間の中点のタイミングでインダクタＬ１に流れる電流をサンプリングすることによりインダクタＬ１に流れる電流の平均値Ｉ_Lavを求め、その値の変化が正弦波状になるようにスイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔon及びオフ時間Ｔoffを制御する。

また、動作モードが電流不連続モードと判定されたなら、スイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔonを商用電源周期にわたって一定にする。また、このオン時間Ｔonは出力電圧に応じてフィードバック制御する。

電流不連続モードで、スイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔonを商用電源周期にわたって一定にするためには、例えば次のいずれかの方法で制御する。
（１）ディジタル信号処理回路１３が商用電源周期を検出しながら、商用電源周期単位でオン時間を変化させる。
（２）ＰＦＣコンバータ１０１の出力電圧を検出して、それをスイッチング素子Ｑ１のオン時間の長さにフィードバックする制御部（回路表現の「電圧補償器」）の応答性を、商用電源周期並みに鈍くする。

《第２の実施形態》
図６は第２の実施形態に係るスイッチング電源装置２０１の回路図である。
図６において、スイッチング電源装置２０１は、ＰＦＣコンバータ１０２及びＤＣ−ＤＣコンバータ５０を備えている。ＤＣ−ＤＣコンバータ５０の出力には負荷６０が接続されている。

ＰＦＣコンバータ１０２の入力ポートＰ１１−Ｐ１２には商用交流電源である交流入力電源Ｖａｃが入力され、出力部にＤＣ−ＤＣコンバータ５０が接続されている。ＰＦＣコンバータ１０２は、交流入力電源Ｖａｃを全波整流するダイオードブリッジＢ１、ダイオードブリッジＢ１の出力に接続されるインダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ１、スイッチング素子Ｑ１に直列接続された電流検出用抵抗Ｒ４、入力電圧検出回路１１、及びスイッチング素子電圧検出回路１４を備えている。インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、及び平滑コンデンサＣ１によって、昇圧型チョッパ回路が構成されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ５０には、トランスＴ１、トランスＴ１の１次巻線Ｌｐに直列接続されたスイッチング素子Ｑ２、トランスＴ１の２次巻線Ｌｓに接続された、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ２を含む整流平滑回路が備えられている。

また、トランスＴ１の１次側に設けられたディジタル信号処理回路１３は、ＰＦＣコンバータ１０２のスイッチング素子Ｑ１に対してスイッチング制御信号を出力するだけでなく、ＤＣ−ＤＣコンバータ５０のスイッチング素子Ｑ２に対してもスイッチング制御信号を出力する。また、出力電圧検出回路１２の検出信号を絶縁回路１６を介して入力することによって出力電圧を検出する。そして、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティ比の制御等によってＤＣ−ＤＣコンバータ５０の出力電圧を安定化する。

さらに、ディジタル信号処理回路１３は、ＰＦＣコンバータ１０２の入力電圧検出回路１１の検出電圧、出力電圧検出回路１２の検出電圧、及び電流検出用抵抗Ｒ４の降下電圧を入力して、それに応じたオン期間及びオフ期間のスイッチング制御信号をスイッチング素子Ｑ１のゲートへ与える。すなわち、ＰＦＣコンバータ１０２に対する入力電流が入力電圧の波形と相似形となるように、スイッチング素子Ｑ１を制御する。また、ディジタル信号処理回路１３は、絶縁回路１７を介して負荷６０との間で通信を行い、負荷６０に対してＰＦＣコンバータ１０２及びＤＣ−ＤＣコンバータ５０の状態を送信したり、負荷６０から負荷状態等を受信したりして、スイッチング制御に反映する。

ディジタル信号処理回路１３は、後述するように、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間中にスイッチング素子電圧検出回路１４の検出電圧を読み取り、スイッチング素子Ｑ１の両端電圧の変化によって動作モードを判定する。

図７は前記ディジタル信号処理回路１３による動作モード判定の方法を示す図である。
スイッチング素子Ｑ１のオン期間の中点で、電流検出用抵抗Ｒ４の電圧をサンプリングすることにより、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にインダクタＬ１に流れる電流の平均値Ｉ_Lavを求める。また、スイッチング素子Ｑ１のターンオフ直前にスイッチング素子電圧検出回路１４の検出電圧をサンプリングすることによって、インダクタＬ１に流れる電流のピーク値ＩＬｐを求める。

電流連続モードであれば、図７（Ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１がターンオフすれば、オフ期間でダイオードＤ１はオンし続けるので、スイッチング素子Ｑ１両端の電圧はＰＦＣコンバータ１０２の出力電圧Ｖｏとなる。

電流不連続モードであれば、図７（Ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のターンオンに達するまでにダイオードＤ１の導通が終了するので、回路中の寄生コンデンサとトランスＴ１の１次巻線Ｌｐとの共振により、スイッチング素子Ｑ１両端の電圧Ｖｄｓは低下する。

したがって、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間の両端電圧Ｖｄｓを監視し、常にＶｏと等しければ電流連続モードと見なし、Ｖｄｓが低下すれば電流不連続モードと見なす。

電流連続モードと判定されたなら、スイッチング素子Ｑ１のオン期間の中点のタイミングでインダクタＬ１に流れる電流をサンプリングすることによりインダクタＬ１に流れる電流の平均値Ｉ_Lavを求め、その値の変化が正弦波状になるようにスイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔon及びオフ時間Ｔoffを制御する。

また、動作モードが電流不連続モードと判定されたなら、スイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔonを商用電源周期にわたって一定にする。また、このオン時間Ｔonは出力電圧に応じてフィードバック制御する。

電流不連続モードで、スイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔonを商用電源周期にわたって一定にする制御方法は第１の実施形態で述べた方法と同じである。すなわち、（１）ディジタル信号処理回路１３が商用電源周期を検出しながら、商用電源周期単位でオン時間を変化させる方法、（２）ＰＦＣコンバータ１０２の出力電圧を検出し、それをスイッチング素子Ｑ１のオン時間の長さにフィードバックする制御部（電圧補償器）の応答性を、商用電源周期並みに鈍くする方法、のいずれでも可能である。（２）の方法で制御する場合、図６に示したディジタル信号処理回路１３がＤＣ−ＤＣコンバータ５０の出力電圧をＰＦＣコンバータ１０２の出力電圧の比例値として用いてもよい。

《第３の実施形態》
図８は第３の実施形態に係るスイッチング電源装置２０２の回路図である。
図８において、スイッチング電源装置２０２は、ＰＦＣコンバータ１０３及びＤＣ−ＤＣコンバータ５０を備えている。ＤＣ−ＤＣコンバータ５０の出力には負荷６０が接続されている。

ＰＦＣコンバータ１０３の入力ポートＰ１１−Ｐ１２には商用交流電源である交流入力電源Ｖａｃが入力され、出力部にＤＣ−ＤＣコンバータ５０が接続されている。ＰＦＣコンバータ１０３は、交流入力電源Ｖａｃを全波整流するダイオードブリッジＢ１、ダイオードブリッジＢ１の出力に接続されるインダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ１、スイッチング素子Ｑ１に直列接続された電流検出用抵抗Ｒ４及び、入力電圧検出回路１１を備えている。インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、及び平滑コンデンサＣ１によって、昇圧型チョッパ回路が構成されている。

図６に示したスイッチング電源装置２０１と異なるのは、スイッチング素子電圧検出回路１４に代えて、補助巻線付きインダクタＬ１を設けた点である。その他の構成は図６に示したものと同様である。

ディジタル信号処理回路１３は、後述するように、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間中にインダクタＬ１の補助巻線の電圧を読み取り、その電圧の変化によって動作モードを判定する。

図９は前記ディジタル信号処理回路１３による動作モード判定の方法を示す図である。
スイッチング素子Ｑ１のオン期間の中点で、電流検出用抵抗Ｒ４の電圧をサンプリングすることにより、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にインダクタＬ１に流れる電流の平均値ＩＬａｖを求める。

電流連続モードであれば、図９（Ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１がターンオフすれば、オフ期間でダイオードＤ１はオンし続けるので、補助巻線の電圧ＶｂはＰＦＣコンバータ１０３の出力電圧Ｖｏの、主巻線と補助巻線の比に応じた電圧となる。

電流不連続モードであれば、図９（Ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のターンオンに達するまでにダイオードＤ１の導通が終了するので、インダクタＬ１の主巻線と回路中の寄生コンデンサの共振によりインダクタＬ１の補助巻線の電圧Ｖｂは低下し、０Ｖを下回る時点ｔｚが生じる。

したがって、インダクタＬ１の補助巻線の電圧Ｖｂを監視し、Ｑ１のオフ期間において常に一定であれば電流連続モードと見なし、０Ｖになる時点があればまたは負電圧になる状態があれば電流不連続モードと見なす。

電流連続モードと判定されたなら、スイッチング素子Ｑ１のオン期間の中点のタイミングでインダクタＬ１に流れる電流をサンプリングすることによりインダクタＬ１に流れる電流の平均値ＩＬａｖを求め、その値の変化が正弦波状になるようにスイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔon及びオフ時間Ｔoffを制御する。

また、動作モードが電流不連続モードと判定されたなら、スイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔonを商用電源周期にわたって一定にする。また、このオン時間Ｔonは出力電圧に応じてフィードバック制御する。

ディジタル信号処理回路１３による、電流不連続モード時の制御方法は第１・第２の実施形態の場合と同様である。

《第４の実施形態》
図１０は第４の実施形態に係るＰＦＣコンバータの動作モードの判定を行う方法について示す図である。ＰＦＣコンバータの構成は第１の実施形態で図２に示したものと同様である。ディジタル信号処理回路１３は、インダクタＬ１に流れる電流の所定タイミングでの値を基にして動作モードを判定する。

電流連続モードであれば、図１０（Ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のターンオンタイミングでインダクタＬ１に電流ＩＬｂが流れている。この電流値ＩＬｂが０でなければ電流連続モードと判定する。

一方、電流不連続モードであると、スイッチング素子Ｑ１のターンオンタイミングでインダクタＬ１に電流ＩＬｂは０である。そのため、この電流値ＩＬｂが０であれば電流不連続モードまたは臨界モードと判定する。

電流連続モードと判定されたなら、スイッチング素子Ｑ１のオン期間の中点のタイミングでインダクタＬ１に流れる電流をサンプリングすることによりインダクタＬ１に流れる電流の平均値ＩＬａｖを求め、その値の変化が正弦波状になるようにスイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔon及びオフ時間Ｔoffを制御する。

また、動作モードが電流不連続モードと判定されたなら、スイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔonを商用電源周期にわたって一定にする。また、このオン時間Ｔonは出力電圧に応じてフィードバック制御する。

《第５の実施形態》
図１１は第５の実施形態に係るＰＦＣコンバータの動作モードの判定を行う方法について示す図である。ＰＦＣコンバータの構成は第１の実施形態で図２に示したものと同様である。ディジタル信号処理回路１３は、インダクタＬ１に流れる電流の変化を基にして動作モードを判定する。

インダクタＬ１のインダクタンス値をＬ、交流入力電源（商用電源）から入力される交流電圧をＶｉｎ、ＰＦＣコンバータの出力電圧をＶｏ、スイッチング素子Ｑ１のオン時間をＴon、オフ時間をＴoff、スイッチング素子Ｑ１のオン期間でのインダクタＬ１に流れる電流の変化をΔＩ_Lon、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間でのインダクタＬ１に流れる電流の変化をΔＩ_Loffで表すと、
ΔＩ_Lon＝（Ｖｉｎ／Ｌ）Ｔon …（２）
ΔＩ_Loff＝｛（Ｖｏ−Ｖｉｎ）／Ｌ｝Ｔoff …（３）
の関係にある。

電流連続モードであれば、図１１（Ａ）に示すように、ΔＩＬon＝ΔＩＬoffである。
電流不連続モードであれば、図１１（Ｂ）に示すように、ΔＩＬon＜ΔＩＬoffである。但し、電流不連続モードではオフ時間Ｔoffの全期間に亘ってインダクタに電流が流れるわけではなく、前記ΔＩＬoffは仮想的な値である。

図１２は上述の関係を利用して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間の平均電流値ＩＬａｖとの差分の極性で動作モードを判定する方法を示す図である。

電流連続モードであれば、
Ｉ_Lav＞ΔＩＬoff／２
＝（１／２）×｛（Ｖｏ−Ｖｉｎ）／Ｌ｝Ｔoff …（４）
の関係にあり、
電流不連続モードであれば、
Ｉ_Lav＜ΔＩＬoff／２
＝（１／２）×｛（Ｖｏ−Ｖｉｎ）／Ｌ｝Ｔoff …（５）
の関係にある。

したがって、
Ｉｊ＝Ｉ_Lav−（１／２）×｛（Ｖｏ−Ｖｉｎ）／Ｌ｝Ｔoff …（６）
とおけば、
Ｉｊ＞０であれば、電流連続モード、
Ｉｊ＜０であれば、電流不連続モード、
として判定する。

前記スイッチング素子Ｑ１のオン期間の平均電流値Ｉ_Lavはオン期間の中点のサンプリングにより求める。また、Ｖｏ，Ｖｉｎもサンプリングにより求める。前記インダクタＬ１のインダクタンスは既知であるので、これらの値を基にして評価値Ｉｊを算出し、その極性判定によって動作モードの判定を行う。

《第６の実施形態》
図１３は第６の実施形態に係るＰＦＣコンバータの動作モードの判定を行う方法について示す図である。ＰＦＣコンバータの構成は第１の実施形態で図２に示したものと同様である。ディジタル信号処理回路１３は、インダクタＬ１に流れる電流の変化を基にして動作モードを判定する。

スイッチング素子Ｑ１のターンオフ直前のピーク電流をＩＬｐで表すと、
電流連続モードであれば、
ＩＬｐ＞ΔＩＬoff
＝｛（Ｖｏ−Ｖｉｎ）／Ｌ｝Ｔoff …（７）
の関係にあり、
電流不連続モードであれば、
ＩＬｐ＜ΔＩＬoff
＝｛（Ｖｏ−Ｖｉｎ）／Ｌ｝Ｔoff …（８）
の関係にある。

したがって、
Ｉｊ＝ＩＬｐ−｛（Ｖｏ−Ｖｉｎ）／Ｌ｝Ｔoff …（９）
とおけば、
Ｉｊ＞０であれば、電流連続モード、
Ｉｊ＜０であれば、電流不連続モード、
として判定する。

前記ピーク電流ＩＬｐはスイッチング素子Ｑ１のターンオフ直前にサンプリングすることにより求める。また、Ｖｏ，Ｖｉｎもサンプリングにより求める。前記インダクタＬ１のインダクタンスは既知であるので、これらの値を基にして評価値Ｉｊを算出し、その極性判定によって動作モードの判定を行う。

《第７の実施形態》
図１４は第７の実施形態に係るスイッチング電源装置２０３の回路図である。また図１５はＰＦＣコンバータ１０４の４つのタイミングでの電流経路を示す図である。

図１４に示すＰＦＣコンバータ１０４はダイオードブリッジを介さずに２つのインダクタと２つのスイッチング素子とを備えた、ダイオードブリッジレスＰＦＣコンバータである。

図１４において、符号Ｐ１１，Ｐ１２はＰＦＣコンバータ１０４の入力端、符号Ｐ２１，Ｐ２２はＰＦＣコンバータ１０４の出力端である。入力端Ｐ１１−Ｐ１２には商用交流電源である交流入力電源Ｖａｃが入力され、出力端Ｐ２１−Ｐ２２にはＤＣ−ＤＣコンバータ１００が接続される。
ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の出力には負荷９９が接続され、ＤＣ−ＤＣコンバータ１００によって安定化された直流電圧が供給される。

ＰＦＣコンバータ１０４の入力段には、入力電圧検出回路１１を設け、一方のラインにインダクタＬ１を直列に接続している。インダクタＬ１の後段には、ダイオードＤ１，Ｄ２及びスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２によるブリッジ回路を接続している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のソースとグランドとの間には電流検出用抵抗Ｒ２１，Ｒ２２を接続している。ブリッジ回路の出力には平滑コンデンサＣ１からなる平滑回路を並列接続している。

図１５（Ａ）は、交流入力電源の正の半サイクルで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオン状態であるときの電流経路、図１５（Ｂ）は、交流入力電源の正の半サイクルで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフ状態であるときの電流経路である。

また、図１５（Ｃ）は、交流入力電源の負の半サイクルで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオン状態であるときの電流経路、図１５（Ｄ）は、交流入力電源の負の半サイクルで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフ状態であるときの電流経路である。

交流入力電源の正の半サイクルで、Ｑ１，Ｑ２がオン状態であるとき、図１５（Ａ）に示す経路で電流が流れて、インダクタＬ１に励磁エネルギーが蓄積され、Ｑ１，Ｑ２がオフ状態であるとき、図１５（Ｂ）に示す経路で電流が流れて、インダクタＬ１から励磁エネルギーが放出される。このとき、Ｑ２の寄生ダイオードを介して電流が流れる。同様に、交流入力電源の負の半サイクルで、Ｑ１，Ｑ２がオン状態であるとき、図１５（Ｃ）に示す経路で電流が流れて、インダクタＬ１に励磁エネルギーが蓄積され、Ｑ１，Ｑ２がオフ状態であるとき、図１５（Ｄ）に示すタイミングで、インダクタＬ１から励磁エネルギーが放出される。このとき、Ｑ１の寄生ダイオードを介して電流が流れる。

電流検出用抵抗Ｒ２１は、交流入力電源の正の半サイクルでＱ１のオン期間において、インダクタＬ１に流れる電流を検出するために設けている。また、電流検出用抵抗Ｒ２２は、交流入力電源の負の半サイクルでＱ２のオン期間において、インダクタＬ１に流れる電流を検出するために設けている。図１１に示したディジタル信号処理回路１３は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間の中央で、電流検出用抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の降下電圧をサンプリングすることによってインダクタＬ１に流れる電流の平均値を検出する。
このようなダイオードブリッジレスのＰＦＣコンバータについても本発明は同様に適用できる。

Ｂ１…ダイオードブリッジ
Ｃ１…平滑コンデンサ
Ｃ２…コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２…ダイオード
Ｌ１…インダクタ
Ｑ１，Ｑ２…スイッチング素子
Ｒ３，Ｒ４…電流検出用抵抗
Ｔ１…トランス
Ｔoff…オフ時間
Ｔon…オン時間
Ｖａｃ…交流入力電源
１１…入力電圧検出回路
１２…出力電圧検出回路
１３…ディジタル信号処理回路
１４…スイッチング素子電圧検出回路
１６，１７…絶縁回路
２０…負荷回路
５０…ＤＣ−ＤＣコンバータ
６０…負荷
１０１〜１０４…ＰＦＣコンバータ
２０１〜２０３…スイッチング電源装置

Claims (10)

1. 交流入力電源から入力される交流電圧を整流する整流回路と、
   前記整流回路の後段に接続された、インダクタ及びスイッチング素子を含む直列回路と、
   前記スイッチング素子に並列接続された整流平滑回路と、
   前記交流入力電源から入力される入力電流が前記交流電圧に対して相似形となるように前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御手段と、
   前記インダクタに流れる電流を検出する電流検出手段と、
   を備えたＰＦＣコンバータであって、
   動作モードが、電流連続モード、電流不連続モードのいずれであるかを判定する動作モード判定手段を有し、
   前記スイッチング制御手段は、前記動作モードが電流連続モードである場合に、前記電流検出手段によって検出されるインダクタに流れる電流の平均値の変化が正弦波状になるように前記スイッチング素子を制御し、前記動作モードが電流不連続モードである場合に、前記インダクタに流れる電流のピーク値の変化が正弦波状になるように、前記交流入力電源の電圧変化周期にわたって前記スイッチング素子のオン時間を一定に制御し、
   前記動作モード判定手段は、前記インダクタのインダクタンス値をＬ、前記交流電圧をＶｉｎ、前記ＰＦＣコンバータの出力電圧をＶｏ、前記スイッチング素子のオン期間をＴon、オフ期間をＴoffとした場合、前記電流検出手段によって、前記スイッチング素子のオン期間の中点でサンプリングされた電流の検出値をＩ _Lav とすると、
   Ｉ _Lav −（１／２）×｛（Ｖｏ−Ｖｉｎ）／Ｌ｝×Ｔoffが実質的に正のときを電流連続モード、
   Ｉ _Lav −（１／２）×｛（Ｖｏ−Ｖｉｎ）／Ｌ｝×Ｔoffが実質的に負のときを電流不連続モードと判定する、ＰＦＣコンバータ。
2. 出力ポートに対して並列に接続された、第１のスイッチング素子と第１の整流素子を含む第１の直列回路と、
   前記第１のスイッチング素子と前記第１の整流素子との接続点と、交流入力電源の第１の入力端との間に接続されたインダクタと、
   前記出力ポートに対して並列に接続され、第２のスイッチング素子と第２の整流素子を含み、第２のスイッチング素子と第２の整流素子との接続点が前記交流入力電源の第２の入力端に接続された第２の直列回路と、
   前記出力ポートに対して並列に接続された平滑回路と、
   前記交流入力電源から入力される入力電流が前記交流入力電源の電圧に対して相似形となるように前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御手段と、
   前記インダクタに流れる電流を検出する電流検出手段と、
   を備えたＰＦＣコンバータであって、
   動作モードが、電流連続モード、電流不連続モードのいずれであるかを判定する動作モード判定手段を有し、
   前記スイッチング制御手段は、前記動作モードが電流連続モードである場合に、前記電流検出手段によって検出されるインダクタに流れる電流の平均値の変化が正弦波状になるように前記スイッチング素子を制御し、前記動作モードが電流不連続モードである場合に、前記インダクタに流れる電流のピーク値の変化が正弦波状になるように、前記交流入力電源の電圧変化周期にわたって前記スイッチング素子のオン時間を一定に制御し、
   前記動作モード判定手段は、前記インダクタのインダクタンス値をＬ、前記交流入力電源の電圧をＶｉｎ、前記ＰＦＣコンバータの出力電圧をＶｏ、前記スイッチング素子のオン期間をＴon、オフ期間をＴoffとした場合、前記電流検出手段によって、前記スイッチング素子のオン期間の中点でサンプリングされた電流の検出値をＩ _Lav とすると、
   Ｉ _Lav −（１／２）×｛（Ｖｏ−Ｖｉｎ）／Ｌ｝×Ｔoffが実質的に正のときを電流連続モード、
   Ｉ _Lav −（１／２）×｛（Ｖｏ−Ｖｉｎ）／Ｌ｝×Ｔoffが実質的に負のときを電流不連続モードと判定する、ＰＦＣコンバータ。
3. 交流入力電源から入力される交流電圧を整流する整流回路と、
   前記整流回路の後段に接続された、インダクタ及びスイッチング素子を含む直列回路と、
   前記スイッチング素子に並列接続された整流平滑回路と、
   前記交流入力電源から入力される入力電流が前記交流電圧に対して相似形となるように前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御手段と、
   前記インダクタに流れる電流を検出する電流検出手段と、
   を備えたＰＦＣコンバータであって、
   動作モードが、電流連続モード、電流不連続モードのいずれであるかを判定する動作モード判定手段を有し、
   前記スイッチング制御手段は、前記動作モードが電流連続モードである場合に、前記電流検出手段によって検出されるインダクタに流れる電流の平均値の変化が正弦波状になるように前記スイッチング素子を制御し、前記動作モードが電流不連続モードである場合に、前記インダクタに流れる電流のピーク値の変化が正弦波状になるように、前記交流入力電源の電圧変化周期にわたって前記スイッチング素子のオン時間を一定に制御し、
   前記動作モード判定手段は、前記インダクタのインダクタンス値をＬ、前記交流電圧をＶｉｎ、前記ＰＦＣコンバータの出力電圧をＶｏ、前記スイッチング素子のオン期間をＴon、オフ期間をＴoffとした場合、前記電流検出手段によって、前記スイッチング素子のオン期間の終点でサンプリングされた電流の検出値をＩＬｐとすると、
   ＩＬｐ−｛（Ｖｏ−Ｖｉｎ）／Ｌ｝×Ｔoffが実質的に正のときを電流連続モード、
   ＩＬｐ−｛（Ｖｏ−Ｖｉｎ）／Ｌ｝×Ｔoffが実質的に負のときを電流不連続モードと判定する、ＰＦＣコンバータ。
4. 出力ポートに対して並列に接続された、第１のスイッチング素子と第１の整流素子を含む第１の直列回路と、
   前記第１のスイッチング素子と前記第１の整流素子との接続点と、交流入力電源の第１の入力端との間に接続されたインダクタと、
   前記出力ポートに対して並列に接続され、第２のスイッチング素子と第２の整流素子を含み、第２のスイッチング素子と第２の整流素子との接続点が前記交流入力電源の第２の入力端に接続された第２の直列回路と、
   前記出力ポートに対して並列に接続された平滑回路と、
   前記交流入力電源から入力される入力電流が前記交流入力電源の電圧に対して相似形となるように前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御手段と、
   前記インダクタに流れる電流を検出する電流検出手段と、
   を備えたＰＦＣコンバータであって、
   動作モードが、電流連続モード、電流不連続モードのいずれであるかを判定する動作モード判定手段を有し、
   前記スイッチング制御手段は、前記動作モードが電流連続モードである場合に、前記電流検出手段によって検出されるインダクタに流れる電流の平均値の変化が正弦波状になるように前記スイッチング素子を制御し、前記動作モードが電流不連続モードである場合に、前記インダクタに流れる電流のピーク値の変化が正弦波状になるように、前記交流入力電源の電圧変化周期にわたって前記スイッチング素子のオン時間を一定に制御し、
   前記動作モード判定手段は、前記インダクタのインダクタンス値をＬ、前記交流入力電源の電圧をＶｉｎ、前記ＰＦＣコンバータの出力電圧をＶｏ、前記スイッチング素子のオン期間をＴon、オフ期間をＴoffとした場合、前記電流検出手段によって、前記スイッチング素子のオン期間の終点でサンプリングされた電流の検出値をＩＬｐとすると、
   ＩＬｐ−｛（Ｖｏ−Ｖｉｎ）／Ｌ｝×Ｔoffが実質的に正のときを電流連続モード、
   ＩＬｐ−｛（Ｖｏ−Ｖｉｎ）／Ｌ｝×Ｔoffが実質的に負のときを電流不連続モードと判定する、ＰＦＣコンバータ。
5. 交流入力電源から入力される交流電圧を整流する整流回路と、
   前記整流回路の後段に接続された、インダクタ及びスイッチング素子を含む直列回路と、
   前記スイッチング素子に並列接続された整流平滑回路と、
   前記交流入力電源から入力される入力電流が前記交流電圧に対して相似形となるように前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御手段と、
   前記インダクタに流れる電流を検出する電流検出手段と、
   を備えたＰＦＣコンバータであって、
   動作モードが、電流連続モード、電流不連続モードのいずれであるかを判定する動作モード判定手段を有し、
   前記スイッチング制御手段は、前記動作モードが電流連続モードである場合に、前記電流検出手段によって検出されるインダクタに流れる電流の平均値の変化が正弦波状になるように前記スイッチング素子を制御し、前記動作モードが電流不連続モードである場合に、前記インダクタに流れる電流のピーク値の変化が正弦波状になるように、前記交流入力電源の電圧変化周期にわたって前記スイッチング素子のオン時間を一定に制御し、
   前記動作モード判定手段は、前記電流検出手段によって検出された前記スイッチング素子のオフ期間の中点でサンプリングされた電流の検出値が、前記電流検出手段によって検出された前記スイッチング素子のオン期間の中点でサンプリングされた電流の検出値より小さいとき電流不連続モードと判定し、それ以外のとき電流連続モードと判定する、ＰＦＣコンバータ。
6. 出力ポートに対して並列に接続された、第１のスイッチング素子と第１の整流素子を含む第１の直列回路と、
   前記第１のスイッチング素子と前記第１の整流素子との接続点と、交流入力電源の第１の入力端との間に接続されたインダクタと、
   前記出力ポートに対して並列に接続され、第２のスイッチング素子と第２の整流素子を含み、第２のスイッチング素子と第２の整流素子との接続点が前記交流入力電源の第２の入力端に接続された第２の直列回路と、
   前記出力ポートに対して並列に接続された平滑回路と、
   前記交流入力電源から入力される入力電流が前記交流入力電源の電圧に対して相似形となるように前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御手段と、
   前記インダクタに流れる電流を検出する電流検出手段と、
   を備えたＰＦＣコンバータであって、
   動作モードが、電流連続モード、電流不連続モードのいずれであるかを判定する動作モード判定手段を有し、
   前記スイッチング制御手段は、前記動作モードが電流連続モードである場合に、前記電流検出手段によって検出されるインダクタに流れる電流の平均値の変化が正弦波状になるように前記スイッチング素子を制御し、前記動作モードが電流不連続モードである場合に、前記インダクタに流れる電流のピーク値の変化が正弦波状になるように、前記交流入力電源の電圧変化周期にわたって前記スイッチング素子のオン時間を一定に制御し、
   前記動作モード判定手段は、前記電流検出手段によって検出された前記スイッチング素子のオフ期間の中点でサンプリングされた電流の検出値が、前記電流検出手段によって検出された前記スイッチング素子のオン期間の中点でサンプリングされた電流の検出値より小さいとき電流不連続モードと判定し、それ以外のとき電流連続モードと判定する、ＰＦＣコンバータ。
7. 交流入力電源から入力される交流電圧を整流する整流回路と、
   前記整流回路の後段に接続された、インダクタ及びスイッチング素子を含む直列回路と、
   前記スイッチング素子に並列接続された整流平滑回路と、
   前記交流入力電源から入力される入力電流が前記交流電圧に対して相似形となるように前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御手段と、
   前記インダクタに流れる電流を検出する電流検出手段と、
   を備えたＰＦＣコンバータであって、
   動作モードが、電流連続モード、電流不連続モードのいずれであるかを判定する動作モード判定手段を有し、
   前記スイッチング制御手段は、前記動作モードが電流連続モードである場合に、前記電流検出手段によって検出されるインダクタに流れる電流の平均値の変化が正弦波状になるように前記スイッチング素子を制御し、前記動作モードが電流不連続モードである場合に、前記インダクタに流れる電流のピーク値の変化が正弦波状になるように、前記交流入力電源の電圧変化周期にわたって前記スイッチング素子のオン時間を一定に制御し、
   前記スイッチング素子の両端間の電圧を検出するスイッチング素子電圧検出回路を備え、前記動作モード判定手段は、前記スイッチング素子のオフ期間中に前記スイッチング素子電圧検出回路で検出される電圧の変化によって判定する、ＰＦＣコンバータ。
8. 出力ポートに対して並列に接続された、第１のスイッチング素子と第１の整流素子を含む第１の直列回路と、
   前記第１のスイッチング素子と前記第１の整流素子との接続点と、交流入力電源の第１の入力端との間に接続されたインダクタと、
   前記出力ポートに対して並列に接続され、第２のスイッチング素子と第２の整流素子を含み、第２のスイッチング素子と第２の整流素子との接続点が前記交流入力電源の第２の入力端に接続された第２の直列回路と、
   前記出力ポートに対して並列に接続された平滑回路と、
   前記交流入力電源から入力される入力電流が前記交流入力電源の電圧に対して相似形となるように前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御手段と、
   前記インダクタに流れる電流を検出する電流検出手段と、
   を備えたＰＦＣコンバータであって、
   動作モードが、電流連続モード、電流不連続モードのいずれであるかを判定する動作モード判定手段を有し、
   前記スイッチング制御手段は、前記動作モードが電流連続モードである場合に、前記電流検出手段によって検出されるインダクタに流れる電流の平均値の変化が正弦波状になるように前記スイッチング素子を制御し、前記動作モードが電流不連続モードである場合に、前記インダクタに流れる電流のピーク値の変化が正弦波状になるように、前記交流入力電源の電圧変化周期にわたって前記スイッチング素子のオン時間を一定に制御し、
   前記スイッチング素子の両端間の電圧を検出するスイッチング素子電圧検出回路を備え、前記動作モード判定手段は、前記スイッチング素子のオフ期間中に前記スイッチング素子電圧検出回路で検出される電圧の変化によって判定する、ＰＦＣコンバータ。
9. 交流入力電源から入力される交流電圧を整流する整流回路と、
   前記整流回路の後段に接続された、インダクタ及びスイッチング素子を含む直列回路と、
   前記スイッチング素子に並列接続された整流平滑回路と、
   前記交流入力電源から入力される入力電流が前記交流電圧に対して相似形となるように前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御手段と、
   前記インダクタに流れる電流を検出する電流検出手段と、
   を備えたＰＦＣコンバータであって、
   動作モードが、電流連続モード、電流不連続モードのいずれであるかを判定する動作モード判定手段を有し、
   前記スイッチング制御手段は、前記動作モードが電流連続モードである場合に、前記電流検出手段によって検出されるインダクタに流れる電流の平均値の変化が正弦波状になるように前記スイッチング素子を制御し、前記動作モードが電流不連続モードである場合に、前記インダクタに流れる電流のピーク値の変化が正弦波状になるように、前記交流入力電源の電圧変化周期にわたって前記スイッチング素子のオン時間を一定に制御し、
   前記インダクタに結合する補助巻線を備え、前記動作モード判定手段は、前記スイッチング素子のオフ期間中に前記補助巻線に生じる電圧の変化によって判定する、ＰＦＣコンバータ。
10. 出力ポートに対して並列に接続された、第１のスイッチング素子と第１の整流素子を含む第１の直列回路と、
    前記第１のスイッチング素子と前記第１の整流素子との接続点と、交流入力電源の第１の入力端との間に接続されたインダクタと、
    前記出力ポートに対して並列に接続され、第２のスイッチング素子と第２の整流素子を含み、第２のスイッチング素子と第２の整流素子との接続点が前記交流入力電源の第２の入力端に接続された第２の直列回路と、
    前記出力ポートに対して並列に接続された平滑回路と、
    前記交流入力電源から入力される入力電流が前記交流入力電源の電圧に対して相似形となるように前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御手段と、
    前記インダクタに流れる電流を検出する電流検出手段と、
    を備えたＰＦＣコンバータであって、
    動作モードが、電流連続モード、電流不連続モードのいずれであるかを判定する動作モード判定手段を有し、
    前記スイッチング制御手段は、前記動作モードが電流連続モードである場合に、前記電流検出手段によって検出されるインダクタに流れる電流の平均値の変化が正弦波状になるように前記スイッチング素子を制御し、前記動作モードが電流不連続モードである場合に、前記インダクタに流れる電流のピーク値の変化が正弦波状になるように、前記交流入力電源の電圧変化周期にわたって前記スイッチング素子のオン時間を一定に制御し、
    前記インダクタに結合する補助巻線を備え、前記動作モード判定手段は、前記スイッチング素子のオフ期間中に前記補助巻線に生じる電圧の変化によって判定する、ＰＦＣコンバータ。

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