CN102224668A - Pfc变换器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种低成本的PFC变换器，其通过包含直流成分来检测电感器电流，使得以低损失来进行合适的功率因数改善。包括：二极管桥(B1)，其对从交流输入电源Vac输入的交流电压进行整流；串联电路，其包括电感器(L1)和开关元件(Q1)；整流平滑电路，其由与开关元件(Q1)并联连接的二极管(D1)和平滑电容器(C1)构成；数字信号处理电路(13)，其对开关元件(Q1)进行导通/截止控制，使得从交流输入电源Vac输入的输入电流变成与交流电压相似的形状，通过电流检测用电阻(R1)，检测在开关元件(Q1)的截止期间流过电感器(L1)的电流，在开关元件(Q1)的截止期间的中央，对电流检测用电阻(R1)的下降电压进行采样，从而检测输入电流的平均值。

Description

PFC变换器

技术领域

本发明涉及一种输入交流电源而输出直流电压的AC-DC变换器，特别涉及一种用于改善功率因数的PFC变换器。

背景技术

在日本和欧洲等正在进行根据用途或者输入功率等而分类的高次谐波电流限制标准。为了与此相对应，采用下述办法：在与限制标准相符合的一般家电产品的电源中，附加被称为PFC(功率因数改善电路)变换器的电路，从而抑制高次谐波电流。

将商用交流电源设为输入电源的一般的开关电源装置，在对商用交流电源进行整流平滑而变换成直流电压之后，由于用DC-DC变换器对此进行开关，因此输入电流变得不连续，距正弦波产生大的变形。该情况是高次谐波电流的原因。

因此，将抑制该高次谐波电流作为目的，在全波整流电路的后级且在由平滑电容器实现的平滑电路的前面设置PFC变换器。

该PFC变换器由斩波器电路构成，并且工作使得输入电流波形变成与输入电压波形相似的波形，即成为同相位的正弦波形状。因此，高次谐波电流被抑制到一定电平以下。

这里，以图1为基础说明专利文献1所示的PFC变换器的构成例子。

在图1所示的功率因数改善电路中，在对交流输入电源Vac的交流电源电压进行整流的二极管桥B1的输出两端，连接了由升压电抗器L1、由MOSFET构成的开关元件Q1和电流检测电阻R构成的串联电路。在开关元件Q1的两端，连接了由二极管D1和平滑电容器C1构成的串联电路，在平滑电容器C1的两端，连接了负载RL。开关元件Q1变成通过控制电路10的PWM控制来进行导通/截止。电流检测电阻R检测流过二极管桥B1的输入电流。

控制电路10包括误差放大器111、乘法器112、误差放大器113、电压控制振荡器(VCO)115、以及PWM比较器116。

误差放大器111求得平滑电容器C1的电压和基准电压E1之间的误差。乘法器112将误差电压信号和由二极管桥B1产生的整流电压相乘。误差放大器113生成由乘法器112产生的相乘结果和流过二极管桥B1的电流信号之间的误差，输出到PWM比较器116。

VCO115生成与交流电源电压整流后的电压值相应的频率的三角波信号。

对于PWM比较器116，其-端子上输入来自VCO115的三角波信号，其+端子上输入来自误差放大器113的信号。即，PWM比较器116将与流过二极管桥B1的电流和输出电压相应的占空比脉冲施与开关元件Q1。该占空比脉冲是相对于交流电源电压和直流负载电压的变动在一定周期上连续地进行补偿的脉冲宽度控制信号。通过这样的构成，控制使得交流电源电流波形与交流电源电压波形一致，从而使功率因数改善。

另一方面，专利文献2公开了作为数字控制的PFC变换器。

即使在数字控制的情况下，也检测流过电感器的电流，并通过与该电流值相应的PWM控制对开关元件进行开关。

专利文献1：日本特开2004-282958号公报

专利文献2：日本特开平7-177746号公报。

如上述，在PFC变换器中，为了使输入电流成为与输入电压波形相似的波形，基本上需要对流过电感器的电流(以下为“电感器电流”)进行检测。为此，典型地，具有下述方法：

(a)对流过电感器的电流直接地进行检测。

(b)检测流过开关元件的电流，将此等价地看作电感器电流。

(c)检测流过输出侧上所设置的二极管的电流，将此等价地看作电感器电流。

作为电流检测机构，具有下述方法：

(1)将电流检测用电阻串联插入到电流通路，检测在电阻的两端所产生的下降电压。

(2)将电流互感器插入电流通路，或者使用将电感器设为初级侧的电流互感器，来进行检测。

(3)将霍尔传感器设置在电流通路上，检测其输出电压。

在使用上述(1)的电流检测用电阻的方法中，由于在该电流检测用电阻上的电力消耗变成按原样损失，因此在低损失化上变成问题。在使用(2)的电流互感器的方法中，由于在设为检测的电流当中直流成分被切掉，因此只检测到电流的交流成分，而不能够检测电流的直流成分(DC偏移量)。用电流互感器检测上述(b)和(c)中的各自的电流，如果对信号进行合成，则电感器电流的检测变成可能，但是，在该情况下，必需2个电流互感器。在使用(3)的霍尔传感器的方法中，尽管不会产生上述(1)(2)的问题，但是，由于传感器是价格高的，因此具有整体上变成高成本之类的缺点。

发明内容

因此，本发明的目的在于提供一种低成本的PFC变换器，其通过包含直流成分而检测电感器电流，从而以低损失来进行合适的功率因数改善。

为了解决上述课题，本发明按如下构成。

第1类型的PFC变换器，包括：整流电路，对从交流输入电源输入的交流电压进行整流；串联电路，其包括与所述整流电路的次级连接的电感器和开关元件；整流平滑电路，其与所述开关元件并联连接；开关控制机构，其对所述开关元件进行导通/截止控制，使得从所述交流输入电源输入的输入电流的平均值相对于所述交流电压变成相似的形状；以及导通期间电流检测电路，其在所述开关元件的导通期间，检测流过所述开关元件或者所述电感器的电流；或者截止期间电流检测电路，其在所述开关元件的截止期间，检测流过所述电感器的电流。在该第1类型的PFC变换器中，假设为以下(1)～(3)任何一个的构成。

(1)包括输入电流检测机构，其在所述开关元件的导通期间的中央或者截止期间的中央，将通过对由所述导通期间电流检测电路或者所述截止期间电流检测电路实现的电流检测信号进行采样所得到的值检测作为所述输入电流的平均值。

对在所述开关元件的导通期间的中央流过所述开关元件的电流的检测信号进行采样的值是电感器电流的平均值。此外，对在所述开关元件的截止期间的中央流过所述电感器的电流的检测信号进行采样的值是电感器电流的平均值。即使在任何一种情况下，实质上通过单点采样也能够检测出对PFC变换器的输入电流的平均值。

(2)在所述开关元件的导通期间的始点或者截止期间的终点，在将对由所述导通期间电流检测电路或者所述截止期间电流检测电路实现的电流检测信号进行采样而得到的电流值设为Is、将从所述交流输入电源输入的输入电压设为Vi、将所述电感器的电感值设为L、将所述开关元件的导通期间设为Ton，将截止期间设为Toff、将流过所述电感器的电流的平均值设为ILav的情况下，将通过

ILav＝Is+(Vi/L)×Ton/2  或者

ILav＝Is+{(Vo-Vi)/L}×Toff/2的运算所得到的值检测作为所述输入电流的平均值。

由此，实质上能够检测出对PFC变换器的输入电流的平均值。

(3)在所述开关元件的导通期间的终点或者截止期间的始点，在将对由所述导通期间电流检测电路或者所述截止期间电流检测电路实现的电流检测信号进行采样而得到的电流值设为Is、将从所述交流输入电源输入的输入电压设为Vi、将输出电压设为Vo、将所述电感器的电感值设为L、将所述开关元件的导通期间设为Ton，将截止期间设为Toff、以及将流过所述电感器的电流的平均值设为ILav的情况下，将通过

ILav＝Is-(Vi/L)×Ton/2  或者

ILav＝Is-{(Vo-Vi)/L}×Toff/2的运算所得到的值检测作为所述输入电流的平均值。

由此，实质上能够检测出对PFC变换器的输入电流的平均值。

第2类型的PFC变换器，包括：第1串联电路，其包括对负载并联连接的第1开关元件和第1整流元件；电感器，其被连接到所述第1开关元件及所述第1整流元件的连接点与交流输入电源的第1输入端之间；第2串联电路，其与负载并联连接且包括第2开关元件和第2整流元件，并且第2开关元件及第2整流元件的连接点被连接到所述交流输入电源的第2输入端；平滑电路，其与负载并联连接；开关控制机构，其对所述第1和第2开关元件进行导通/截止控制，使得从所述交流输入电源输入的输入电流的平均值相对于所述交流输入电源的交流电压变成相似的形状；以及导通期间电流检测电路，其在所述开关元件的导通期间，检测流过所述开关元件或者所述电感器的电流；或者截止期间电流检测电路，其在所述开关元件的截止期间，检测流过所述电感器的电流。在该第2类型的PFC变换器中，假设为以下(4)～(6)任何一个的构成。

(4)包括输入电流检测机构，其在所述第1或者第2开关元件的导通期间或者截止期间的中央，将通过对由所述导通期间电流检测电路或者所述截止期间电流检测电路实现的电流检测信号进行采样所得到的值检测作为所述输入电流的平均值。

对在所述第1或者第2开关元件的导通期间或者截止期间的中央流过所述第1或者第2开关元件的电流的检测信号进行采样的值是电感器电流的平均值。因此，实质上通过单点采样也能够检测出流过电感器的电流的平均值。

(5)包括输入电流检测机构，其在所述开关元件的导通期间的始点或者截止期间的终点，在将对由所述导通期间电流检测电路或者所述截止期间电流检测电路实现的电流检测信号进行采样而得到的电流值设为Is、将从所述交流输入电源输入的输入电压设为Vi、将所述电感器的电感值设为L、将所述开关元件的导通期间设为Ton，将截止期间设为Toff、以及将流过所述电感器的电流的平均值设为ILav的情况下，将通过

ILav＝Is+(Vi/L)×Ton/2  或者

ILav＝Is+{(Vo-Vi)/L}×Toff/2的运算所得到的值检测作为所述输入电流的平均值。

由此，实质上能够检测出对PFC变换器的输入电流的平均值。

(6)包括输入电流检测机构，其在所述开关元件的导通期间的终点或者截止期间的始点，在将对由所述导通期间电流检测电路或者所述截止期间电流检测电路实现的电流检测信号进行采样而得到的电流值设为Is、将从所述交流输入电源输入的输入电压设为Vi、将输出电压设为Vo、将所述电感器的电感值设为L、将所述开关元件的导通期间设为Ton，将截止期间设为Toff、以及将流过所述电感器的电流的平均值设为ILav的情况下，将通过

ILav＝Is-(Vi/L)×Ton/2  或者

ILav＝Is-{(Vo-Vi)/L}×Toff/2的运算所得到的值检测作为所述输入电流的平均值。

由此，实质上能够检测出对PFC变换器的输入电流的平均值。

(7)所述导通期间电流检测电路，由与所述开关元件串联连接的电流检测用电阻构成。

根据该构成，能够求得在所述开关元件的导通期间流过所述开关元件的电流(即电感器电流)的平均值。

(8)所述导通期间电流检测电路，例如由与所述第1或者第2开关元件串联连接的电流互感器构成。

根据该构成，能够求得在所述开关元件的导通期间流过所述电感器的电流的平均值。

(9)所述截止期间电流检测电路，例如由相对于在所述开关元件的截止期间电流流过所述电感器的电路通路而被串联连接的电流检测用电阻构成。

根据该构成，能够求得在所述开关元件的截止期间流过所述电感器的电流的平均值。

(10)所述截止期间电流检测电路，例如由相对于在所述开关元件的截止期间电流流过所述电感器的电路通路而被串联连接的电流互感器构成。

根据该构成，能够求得在所述开关元件的截止期间流过所述电感器的电流的平均值。

发明效果

根据本发明，在第1类型的PFC变换器中，当在电流检测上使用电阻时，由于使用电流检测用电阻，因此能够低成本化。而且，由于使用电流检测用电阻，因此能够包含直流成分而检测电感器电流，从而能够获得合适的功率因数改善。此外，由于在所述电流检测用电阻上在所述开关元件的导通时或者截止时之任何一个期间上仅仅流动电流，因此能够使由该电流检测用电阻引起的电力损失降低。而且，当在电流检测上使用电流互感器时，由于用1个电流互感器就够了，因此能够获得低成本化和小型化。此外，在第2类型的PFC变换器中，也同样获得电流检测电路的低损失化和简单化。

附图说明

图1是专利文献1所示的PFC变换器的电路图。

图2是第1实施方式的PFC变换器的电路图。

图3是对于由数字信号处理电路13实现的PFC变换器101的各种控制方式进行表示的示意图。

图4是在电流连续模式下进行控制的状态中的开关周期为单位的PFC变换器101的电压、电流的波形图。

图5是为了在电流连续模式下进行平均电流控制，对于求得流过电感器L1的电流的平均值的方法进行表示的示意图。

图6是第2实施方式的开关电源装置201的电路图。

图7是为了在电流连续模式下进行平均电流控制，对于求得流过电感器L1的电流的平均值的方法进行表示的示意图。

图8是第3实施方式的PFC变换器103的电路图。

图9是PFC变换器103的各个部分的波形图。

图10是第4实施方式的PFC变换器104的电路图。

图11是表示PFC变换器104在4个时刻处的电流通路的示意图。

图12是对于在第5实施方式的PFC变换器中求得流过开关元件Q1的电流的平均值的方法进行表示的示意图。

图13是对于在第6实施方式的PFC变换器中求得流过电感器L1的电流的平均值的方法进行表示的示意图。

图14是对于在第7实施方式的PFC变换器中求得流过开关元件Q1的电流的平均值的方法进行表示的示意图。

图15是对于在第8实施方式的PFC变换器中求得流过电感器L1的电流的平均值的方法进行表示的示意图。

附图符号说明

101～103 PFC变换器

11 输入电压检测电路

12 输出电压检测电路

13 数字信号处理电路

16，17 绝缘电路

20 负载电路

201 开关电源装置

50 DC-DC变换器

60 负载

B1 二极管桥

C1 平滑电容器

IL11，IL12，IL13 电感器电流

ILav 平均电流

L1 电感器

L11，L12，L13 电感器

Lb 辅助线圈

Lp 初级线圈

Ls 次级线圈

Q1，Q2 开关元件

Q11，Q12，Q13 开关元件

R1，R2 电流检测用电阻

R11，R12，R13，R21，R22 电流检测用电阻

T1 变压器

Toff 截止期间

Ton 导通期间

ts 中央时刻

ts1，ts2，ts3 中央时刻

Vac 交流输入电源

具体实施方式

《第1实施方式》

参考图2～图4，说明第1实施方式的PFC变换器。

图2是第1实施方式的PFC变换器的电路图。图2中，符号P11，P12是PFC变换器101的输入端口，符号P21，P22是PFC变换器101的输出端口。在输入端口P11-P12上输入作为商用交流电源的交流输入电源Vac，在输出端口P21-P22上连接负载电路20。

负载电路20例如是DC-DC变换器以及通过该DC-DC变换器而接受电源供给的电子设备的电路。

在PFC变换器101的输入级设置了用于对交流输入电源Vac的交流电压进行全波整流的二极管桥B1。在该二极管桥B1的输出侧连接了电感器L1和开关元件Q1以及电流检测用电阻R1的串联电路。在开关元件Q1的两端并联连接了由二极管D1和平滑电容器C1构成的整流平滑电路。通过该电感器L1、开关元件Q1、二极管D1和平滑电容器C1构成所谓的升压斩波电路。

在二极管桥B1输出侧的两端间设置了输入电压检测电路11。此外，在输出端口P21-P22间设置了输出电压检测电路22。数字信号处理电路13由DSP构成，通过数字信号处理而控制该PFC变换器101。即，数字信号处理电路13对输入电压检测电路11的输出信号进行输入，通过后述的方法来检测交流输入电源的电压的相位。此外，通过对输出电压检测电路12的输出信号进行输入来检测输出电压。还对开关元件Q1以预定的开关频率进行导通/截止。

进而，数字信号处理电路13包括用于在与负载电路20之间进行通信的端口，例如，进行数据的通信或者信号的输入输出，对负载电路(电子设备)经常发送变换器的状态等，或者发送输入电压、输出电压、输出电流等，或者从负载电路侧接收负载状态等并反映到开关控制中。

图3是对于由数字信号处理电路13实现的PFC变换器101的各种控制方式进行表示的示意图。图3的(A)(B)(C)分别是交流输入电源的在1个周期中的电流波形。这里，波形IL是图2所示的PFC变换器101中的电感器L1上所流过的电流的波形。Ip是其峰值(峰电流)的包络线，Ia是平均值(平均电流)的包络线。但是，为了图示方便，对于使PFC变换器101的开关频率极端低的情况，即流过电感器L1的电流波形用眼睛观察为三角波状那样的频率来表示。

图3(A)是在电流连续模式下的波形图，图3(B)是在电流不连续模式下的波形图，图3(C)是在电流临界模式下的波形图。这样在图3(A)所示的电流连续模式下流过PFC变换器101的电感器L1的电流，除了在交流输入电源的过零(zero cross)附近之外不会变成0。此外，在图3(B)所示的电流不连续模式下每次在PFC变换器101的电感器L1上蓄积·放出励磁能量时，产生电流值成为0的期间。此外，在图3(C)所示的临界模式下向电感器L1的励磁能量在每次蓄积·放出时电流值变成0，不会有电流值为0的状态连续的情况。

在本实施方式中，数字信号处理电路13进行图3(A)所示的电流连续模式或者图3(C)的电流临界模式的控制。

图4是在由电流连续模式进行控制的状态中的开关周期为单位的PFC变换器101的电压、电流的波形图。

数字信号处理电路13进行开关控制，使得对PFC变换器101的输入电流即流过电感器L1的电流的平均值变成与全波整流波形相似的波形。这样，通过流过与输入电压相似波形的输入电流，高次谐波被抑制，功率因数被改善。

图4中，(A)是在商用电源频率的半周期单位下的流过电感器L1的电流的平均值Ii的电流波形，(B)是将其一部分时间轴进行放大而表示的在开关周期的单位下的流过电感器L1的电流IL的波形图，(C)是开关元件Q1的漏极-源极间电压Vds的波形图。

在开关元件Q1的导通期间Ton，电流IL流过电感器L1，电流IL以根据电感器L1的两端间电压和电感器L1的电感所规定的斜率进行上升。此后，在开关元件Q1的截止期间Toff，电流IL以由电感器L1的两端电压和其电感所规定的斜率进行下降。这样，以电流波纹ΔIL的宽度流过电感器L1的电流IL以开关周期进行变动。

图5是为了用电流连续模式进行平均电流控制、对于求得流过电感器L1的电流的平均值的方法进行表示的示意图。

当在开关元件Q1的断开(turn off)时刻将流过电感器L1的电流值(峰值)以ILp表示、在开关元件Q1的导通(turn on)时刻将流过电感器L1的电流值(最低值)以ILb表示时，在开关元件Q1的截止期间Toff流过电感器L1的电流的平均值(平均电流)用以下关系表示。

ILav＝(ILp+ILb)/2           (1)

另一方面，由于在开关元件Q1的截止期间Toff流过电感器L1的电流直线地减少，因此在开关元件Q1的截止期间Toff的中央时刻上的电感器L1的电流值等于上述平均电流ILav。

因此，对在开关元件Q1的截止期间Toff的中央时刻上的电阻R1的下降电压进行取样。该取样值是与在开关元件Q1的截止期间Toff流过电感器L1的电流的平均电流ILav成比例的值。由于对所述开关元件Q1的栅极所施加的开关控制信号也是数字信号处理电路13所生成的信号，因此即使对所述截止期间Toff的中央时刻，数字信号处理电路13也进行把握(处于管理下)。因此，例如不从外部输入时刻信号，能够在所述截止期间Toff的中央时刻对电流检测用电阻R1的下降电压进行采样。

《第2实施方式》

图6是第2实施方式的开关电源装置201的电路图。

图6中，开关电源装置201包括PFC变换器102和DC-DC变换器50。在DC-DC变换器50的输出上连接了负载60。

在PFC变换器102的输入端口P11-P12上输入作为商用交流电源的交流输入电源Vac，在输出部上连接DC-DC变换器50。PFC变换器102包括对交流输入电源Vac进行全波整流的二极管桥B1、二极管桥B1的输出上所连接的电感器L1、开关元件Q1、二极管D1、以及平滑电容器C1。通过电感器L1、开关元件Q1、二极管D1、以及平滑电容器C1，构成所谓的升压斩波电路。

与图2所示的第1实施方式不同，电流检测用电阻R2被串联连接在开关元件Q1的源极侧。

DC-DC变换器50包括变压器T1、与变压器T1的初级线圈Lp串联连接的开关元件Q2、与变压器T1的次级线圈Ls连接的由二极管D2和电容器C2构成的整流平滑电路。

此外，在变压器T1的初级侧所设置的数字信号处理电路13，不仅对PFC变换器102的开关元件Q1输出开关控制信号，而且对DC-DC变换器50的开关元件Q2也输出开关控制信号。此外，介由绝缘电路16而对输出电压检测电路12的检测信号进行输入，来检测输出电压。然后，通过开关元件Q2的导通占空比的控制等，来获得DC-DC变换器50的输出电压的稳定化。

而且，数字信号处理电路13，输入PFC变换器102的输入电压检测电路11的检测电压、输出电压检测电路12的检测信号、以及电流检测用电阻R2的下降电压，从而将与此相应的导通期间和截止期间的开关控制信号提供给开关元件Q1的栅极。即，控制开关元件Q1，使得对PFC变换器102的输入电流变成与输入电压的波形相似的波形。数字信号处理电路13，介由绝缘电路17，与负载60之间进行通信，对负载60发送PFC变换器102和DC-DC变换器50的状态，或者从负载60接收负载状态等，从而反映到开关控制中。

图7是为了用电流连续模式进行平均电流控制，对于求得流过电感器L1的电流的平均值的方法进行表示的示意图。

当在开关元件Q1的导通时刻将流过开关元件Q1的漏极电流以IDb表示、在开关元件Q1的即将断开时刻之前将流过开关元件Q1的电流值(峰值)以IDp表示时，在开关元件Q1的导通期间Ton流过开关元件Q1的电流即流过电感器L1的电流的平均值(平均电流)ILav用以下关系表示。

ILav＝(IDp+IDb)/2         (2)

另一方面，由于在开关元件Q1的导通期间Ton流过电感器L1的电流直线地增大，因此在开关元件Q1的导通期间Ton的中央时刻上的开关元件Q1的电流值等于上述平均电流ILav。

因此，对在开关元件Q1的导通期间Ton的中央时刻上的电流检测用电阻R2的下降电压进行取样。该取样值是与在开关元件Q1的导通期间Ton流过电感器L1的电流的平均电流ILav成比例的值。由于对所述开关元件Q1的栅极所提供的开关控制信号是数字信号处理电路13所生成的信号，因此即使对所述导通期间Ton的中央时刻，数字信号处理电路13也进行把握(处于管理下)。因此，例如不从外部输入时序信号，能够在所述导通期间Ton的中央时刻对电阻R2的下降电压进行采样。

《第3实施方式》

图8是第3实施方式的PFC变换器103的电路图。图9是PFC变换器103的各个部分的波形图。

PFC变换器103包括3个电感器L11，L12，L13、3个二极管D11，D12，D13、以及3个开关元件Q11，Q12，Q13，构成3相PFC变换器。数字信号处理电路13，从输入电压检测电路11检测输入电压，输入电流检测用电阻R11，R12，R13的各自的下降电压，对开关元件Q11，Q12，Q13分别提供开关控制信号。

图9是图8所示的PFC变换器103的3个电感器L11，L12，L13上所流过的电感器电流IL11，IL12，IL13以及输入电流IL的波形图。通过这样以120°相位差将3个开关元件Q11，Q12，Q13顺次进行导通/截止，能够获得输入电容器C1和输出电容器C0的电气应力的缓和以及噪声降低的效果。此外，通过使能量(热)分散，从而获得部件的小型·低长度化。

为了使上述能量(热)分散，3个电感器L11，L12，L13上所流过的电感器电流IL11，IL12，IL13变成均等是重要的，并且必需正确地检测各个电感器电流。在第3实施方式中，如图9所示，数字信号处理电路13通过在电流流过所述3个开关元件Q11，Q12，Q13的导通期间的中央时刻进行采样，从而正确地检测3个电感器的电感器电流(平均值)。

即，通过在开关元件Q11的导通期间的中央时刻ts1对电流检测用电阻R11的下降电压进行取样，求得流过电感器L11的电流IL11的平均值，通过在开关元件Q12的导通期间的中央时刻ts2对电流检测用电阻R12的下降电压进行取样，求得流过电感器L12的电流IL12的平均值，通过在开关元件Q13的导通期间的中央时刻ts3对电流检测用电阻R13的下降电压进行取样，求得流过电感器L13的电流IL13的平均值。

《第4实施方式》

图10是第4实施方式的PFC变换器104的电路图。图11是表示PFC变换器104在4个时刻处的电流通路的示意图。

图10所示的PFC变换器104是没有插入二极管桥但包括电感器和2个开关元件的没有二极管桥的PFC变换器。

在图10中，符号P11，P12是PFC变换器104的输入端口，符号P21，P22是PFC变换器104的输出端口。在输入端口P11-P12上输入作为商用交流电源的交流输入电源Vac，在输出端口P21-P22上连接负载电路20。

负载电路20例如是DC-DC变换器以及通过该DC-DC变换器而接受电源供给的电子设备的电路。

在PFC变换器104的输入级，设置了输入电压检测电路11，在一个线上串联连接了电感器L1。在电感器L1的后级上连接了由二极管D1，D2和开关元件Q1，Q2实现的桥电路。在开关元件Q1，Q2的源极和地之间连接了电流检测用电阻R21，R22。在桥电路的输出上并联连接了由平滑电容器C1构成的平滑电路。

图11(A)是交流输入电源为正的半周期、开关元件Q1，Q2同时为导通状态时的电流通路，图11(B)是交流输入电源为正的半周期、开关元件Q1，Q2同时为截止状态时的电流通路。

此外，图11(C)是交流输入电源为负的半周期、开关元件Q1，Q2同时为导通状态时的电流通路，图11(D)是交流输入电源为负的半周期、开关元件Q1，Q2同时为截止状态时的电流通路。

在交流输入电源为正的半周期、Q1，Q2为导通状态时，电流在图11(A)所示的通路上流动，励磁能量被蓄积在电感器L1中，在Q1，Q2为截止状态时，电流在图11(B)所示的通路上流动，励磁能量从电感器L1中放出。此时，电流通过Q2的寄生二极管而流动。同样，在交流输入电源为负的半周期、Q1，Q2为导通状态时，电流在图11(C)所示的通路上流动，励磁能量被蓄积在电感器L1中，在Q1，Q2为截止状态时，在图11(D)所示的时刻，励磁能量从电感器L1中放出。此时，电流通过Q1的寄生二极管而流动。

电流检测用电阻R21设置用于在交流输入电源为正的半周期且Q1为导通期间中用于检测流过电感器L1的电流。电流检测用电阻R22设置用于在交流输入电源为负的半周期且Q2为导通期间中用于检测流过电感器L1的电流。图10所示的数字信号处理电路13，通过在开关元件Q1，Q2之导通期间的中央对电流检测用电阻R21，R22的下降电压进行采样，检测出流过电感器L1的电流的平均值。

此外，电流检测用电阻R1设置用于在Q1，Q2为截止期间中用于检测流过电感器L1的电流。数字信号处理电路13，通过在开关元件Q1，Q2之截止期间的中央对电流检测用电阻R1的下降电压进行采样，检测出流过电感器L1的电流的平均值。

而且，如果在交流输入电源的正的半周期，在Q1，Q2截止期间的中央对电流检测用电阻R22的下降电压进行采样，则能够检测流过电感器L1的电流的平均值。同样，如果在交流输入电源的负的半周期、在Q1，Q2截止期间的中央对电流检测用电阻R21的下降电压进行采样，则能够检测流过电感器L1的电流的平均值。因此，在该情况下，电流检测用电阻R1是不需要的，电流检测用电阻R1中的耗电被削减。

在图10·图11所示的例子中，尽管在二极管D1及开关元件Q1的连接点和交流输入电源的第1输入端P11之间连接了电感器L1，但是在二极管D2及开关元件Q2的连接点和交流输入电源的第2输入端P12之间也可以连接电感器。

《第5实施方式》

第5实施方式是：在开关元件的导通期间的始点或者截止期间的终点，检测流过开关元件的电流，从而检测对PFC变换器的输入电流的平均值。

电路的构成能够适用于在第2实施方式中图6所示的PFC变换器102的构成。在这里，挪用图6，说明图6所示的PFC变换器102中数字信号处理电路13执行的处理内容。

图12是对于为了用电流连续模式进行平均电流控制，求得对PFC变换器102的输入电流的平均值的方法进行表示的示意图。

在将开关元件Q1的导通期间的始点流过开关元件Q1的漏极电流的值设为Is、将从交流输入电源输入的输入电压设为Vi、将电感器L1的电感值设为L、将开关元件Q1的导通期间设为Ton、以及将流过电感器L1的电流的平均值设为ILav的情况下，在开关元件Q1的导通期间流过电感器L1的电流的变化的斜率是Vi/L。因此，通过对开关元件Q1导通之后不久流过开关元件或者电感器的电流Is进行采样，用

ILav＝Is+(Vi/L)×Ton/2

求得对PFC变换器102的输入电流的平均值。

电感值L在出厂时是已知的。对于Ton，如前述，数字信号处理电路13进行把握(处于管理下)。Vi检测用于原来电流的正弦波整形。通常，对于数字信号处理电路来说，除法成为大的处理负荷，但是，对于由2的幂乘实现的除法，通过使用位移位(bit shift，ビツトシフト)而能够与积和运算同样高速地进行处理。根据以上的理由，本方法不会使电路追加和处理负荷增大，就能够进行计算。

《第6实施方式》

第6实施方式是：在开关元件的导通期间的始点或者截止期间的终点，检测流过电感器的电流，从而检测对PFC变换器的输入电流的平均值。

电路的构成能够适用于在第1实施方式中图2所示的PFC变换器101的构成。在这里，挪用图2，说明图2所示的PFC变换器101中数字信号处理电路13执行的处理内容。

图13是对于为了用电流连续模式进行平均电流控制，求得PFC变换器101的输入电流的平均值的方法进行表示的示意图。

在将开关元件Q1的截止期间的终点流过电感器L1的电感器电流的值设为Is、将从交流输入电源输入的输入电压设为Vi、将电感器L1的电感值设为L、将开关元件Q1的截止期间设为Toff、以及将流过电感器L1的电流的平均值设为ILav的情况下，在开关元件Q1的截止期间流过电感器L1的电流的变化的斜率是-(Vo-Vi)/L。

因此，通过对开关元件Q1导通之前流过电感器的电流Is进行采样，通过

ILav＝Is+{(Vo-Vi)/L}×Toff/2的运算而求得对PFC变换器101的输入电流的平均值。

《第7实施方式》

第7实施方式是：在开关元件的导通期间的终点或者截止期间的始点，检测流过开关元件的电流，从而检测对PFC变换器的输入电流的平均值。

电路的构成能够适用于在第2实施方式中图6所示的PFC变换器102的构成。在这里，挪用图6，说明图6所示的PFC变换器102中数字信号处理电路13执行的处理内容。

图14是对于为了用电流连续模式进行平均电流控制、求得对PFC变换器102的输入电流的平均值的方法进行表示的示意图。

在将开关元件Q1的导通期间的终点流过开关元件Q1的漏极电流的值设为Is、将从交流输入电源输入的输入电压设为Vi、将电感器L1的电感值设为L、将开关元件Q1的导通期间设为Ton、以及将流过电感器L1的电流的平均值设为ILav的情况下，在开关元件Q1的导通期间流过电感器L1的电流的变化的斜率是Vi/L。因此，通过对开关元件Q1即将断开之前流过开关元件或者电感器的电流Is进行采样，通过

ILav＝Is-(Vi/L)×Ton/2的运算而求得对PFC变换器102的输入电流的平均值。

《第8实施方式》

第8实施方式是：在开关元件的导通期间的终点或者截止期间的始点，检测流过电感器的电流，从而检测对PFC变换器的输入电流的平均值。

电路的构成能够适用于在第1实施方式中图2所示的PFC变换器101的构成。在这里，挪用图2，说明图2所示的PFC变换器101中数字信号处理电路13执行的处理内容。

图15是对于为了用电流连续模式进行平均电流控制、求得对PFC变换器101的输入电流的平均值的方法进行表示的示意图。

在将开关元件Q1的导通期间的终点流过电感器L1的电感器电流的值设为Is、将从交流输入电源输入的输入电压设为Vi、将电感器L1的电感值设为L、将开关元件Q1的截止期间设为Toff、以及将流过电感器L1的电流的平均值设为ILav的情况下，在开关元件Q1的截止期间流过电感器L1的电流的变化的斜率是-(Vo-Vi)/L。

因此，通过对开关元件Q1断开时刻流过电感器的电流Is进行采样，通过

ILav＝Is-{(Vo-Vi)/L}×Toff/2的运算而求得对PFC变换器101的输入电流的平均值。

另外，在以上所示的各个实施方式中，尽管使得用电流检测用电阻的下降电压来检测流过开关元件的电流或者流过电感器的电流，但是，在使用电流互感器的情况下，构成为使得将电流互感器的初级侧连接在电流通路上，并且将电流互感器的次级侧的输出电压用作电流检测信号。

Claims (10)

1.一种功率因数改善电路变换器，包括：

整流电路，其对从交流输入电源输入的交流电压进行整流；

串联电路，其包括与所述整流电路的次级连接的电感器和开关元件；

整流平滑电路，其与所述开关元件并联连接；

开关控制机构，其对所述开关元件进行接通/断开控制，使得从所述交流输入电源输入的输入电流的平均值相对于所述交流电压变成相似的形状；以及

接通期间电流检测电路，其在所述开关元件的接通期间，检测流过所述开关元件或者所述电感器的电流；或者断开期间电流检测电路，其在所述开关元件的断开期间，检测流过所述电感器的电流，

该功率因数改善电路变换器的特征在于，包括：

输入电流检测机构，其在所述开关元件的接通期间的中央或者断开期间的中央，将通过对由所述接通期间电流检测电路或者所述断开期间电流检测电路实现的电流检测信号进行采样所得到的值，检测作为所述输入电流的平均值。

2.一种功率因数改善电路变换器，包括：

整流电路，其对从交流输入电源输入的交流电压进行整流；

串联电路，其包括与所述整流电路的次级连接的电感器和开关元件；

整流平滑电路，其与所述开关元件并联连接；

开关控制机构，其对所述开关元件进行接通/断开控制，使得从所述交流输入电源输入的输入电流的平均值相对于所述交流电压变成相似的形状；以及

接通期间电流检测电路，其在所述开关元件的接通期间，检测流过所述开关元件或者所述电感器的电流；或者断开期间电流检测电路，其在所述开关元件的断开期间，检测流过所述电感器的电流，

该功率因数改善电路变换器的特征在于，包括：

输入电流检测机构，其在所述开关元件的接通期间的始点或者断开期间的终点，在将对由所述接通期间电流检测电路或者所述断开期间电流检测电路实现的电流检测信号进行采样而得到的电流值设为Is、将从所述交流输入电源输入的输入电压设为Vi、将所述电感器的电感值设为L、将所述开关元件的接通期间设为Ton，将断开期间设为Toff、以及将流过所述电感器的电流的平均值设为ILav的情况下，将通过

ILav＝Is+(Vi/L)×Ton/2或者

ILav＝Is+{(Vo-Vi)/L}×Toff/2的运算所得到的值检测作为所述输入电流的平均值。

3.一种功率因数改善电路变换器，包括：

整流电路，其对从交流输入电源输入的交流电压进行整流；

串联电路，其包括与所述整流电路的次级连接的电感器和开关元件；

整流平滑电路，其与所述开关元件并联连接；

开关控制机构，其对所述开关元件进行接通/断开控制，使得从所述交流输入电源输入的输入电流的平均值相对于所述交流电压变成相似的形状；以及

接通期间电流检测电路，其在所述开关元件的接通期间，检测流过所述开关元件或者所述电感器的电流；或者断开期间电流检测电路，其在所述开关元件的断开期间，检测流过所述电感器的电流，

该功率因数改善电路变换器的特征在于，包括：

输入电流检测机构，其在所述开关元件的接通期间的终点或者断开期间的始点，在将对由所述接通期间电流检测电路或者所述断开期间电流检测电路实现的电流检测信号进行采样而得到的电流值设为Is、将从所述交流输入电源输入的输入电压设为Vi、将输出电压设为Vo、将所述电感器的电感值设为L、将所述开关元件的接通期间设为Ton，将断开期间设为Toff、将流过所述电感器的电流的平均值设为ILav的情况下，将通过

ILav＝Is-(Vi/L)×Ton/2或者

ILav＝Is-{(Vo-Vi)/L}×Toff/2的运算所得到的值检测作为所述输入电流的平均值。

4.一种功率因数改善电路变换器，包括：

第1串联电路，其包括与负载并联连接的第1开关元件和第1整流元件；

电感器，其被连接到所述第1开关元件及所述第1整流元件的连接点与交流输入电源的第1输入端之间；

第2串联电路，其与负载并联连接且包括第2开关元件和第2整流元件，第2开关元件及第2整流元件的连接点被连接到所述交流输入电源的第2输入端；

平滑电路，其与负载并联连接；

开关控制机构，其对所述第1和第2开关元件进行接通/断开控制，使得从所述交流输入电源输入的输入电流的平均值相对于所述交流输入电源的交流电压变成相似的形状；以及

接通期间电流检测电路，其在所述开关元件的接通期间，检测流过所述开关元件或者所述电感器的电流；或者断开期间电流检测电路，其在所述开关元件的断开期间，检测流过所述电感器的电流，

该功率因数改善电路变换器的特征在于，包括：

输入电流检测机构，其在所述第1或者第2开关元件的接通期间或者断开期间的中央，将通过对由所述接通期间电流检测电路或者所述断开期间电流检测电路实现的电流检测信号进行采样所得到的值，检测作为所述输入电流的平均值。

5.一种功率因数改善电路变换器，包括：

第1串联电路，其包括与负载并联连接的第1开关元件和第1整流元件；

电感器，其被连接到所述第1开关元件及所述第1整流元件的连接点与交流输入电源的第1输入端之间；

第2串联电路，其与负载并联连接，包括第2开关元件和第2整流元件，并且第2开关元件及第2整流元件的连接点被连接到所述交流输入电源的第2输入端；

平滑电路，其与负载并联连接；

开关控制机构，其对所述第1和第2开关元件进行接通/断开控制，使得从所述交流输入电源输入的输入电流的平均值相对于所述交流输入电源的交流电压变成相似的形状；以及

接通期间电流检测电路，其在所述开关元件的接通期间，检测流过所述开关元件或者所述电感器的电流；或者断开期间电流检测电路，其在所述开关元件的断开期间，检测流过所述电感器的电流，

该功率因数改善电路变换器的特征在于，包括：

输入电流检测机构，其在所述开关元件的接通期间的始点或者断开期间的终点，在将对由所述接通期间电流检测电路或者所述断开期间电流检测电路实现的电流检测信号进行采样而得到的电流值设为Is、将从所述交流输入电源输入的输入电压设为Vi、将所述电感器的电感值设为L、将所述开关元件的接通期间设为Ton，将断开期间设为Toff、将流过所述电感器的电流的平均值设为ILav的情况下，将通过

ILav＝Is+(Vi/L)×Ton/2或者

ILav＝Is+{(Vo-Vi)/L}×Toff/2的运算所得到的值检测作为所述输入电流的平均值。

6.一种功率因数改善电路变换器，包括：

第1串联电路，其包括与负载并联连接的第1开关元件和第1整流元件；

电感器，其被连接到所述第1开关元件及所述第1整流元件的连接点与交流输入电源的第1输入端之间；

第2串联电路，其与负载并联连接，包括第2开关元件和第2整流元件，并且第2开关元件及第2整流元件的连接点被连接到所述交流输入电源的第2输入端；

平滑电路，其与负载并联连接；

开关控制机构，其对所述第1和第2开关元件进行接通/断开控制，使得从所述交流输入电源输入的输入电流的平均值相对于所述交流输入电源的交流电压变成相似的形状；以及

接通期间电流检测电路，其在所述开关元件的接通期间，检测流过所述开关元件或者所述电感器的电流；或者断开期间电流检测电路，其在所述开关元件的断开期间，检测流过所述电感器的电流，

该功率因数改善电路变换器的特征在于，包括：

输入电流检测机构，其在所述开关元件的接通期间的终点或者断开期间的始点，在将对由所述接通期间电流检测电路或者所述断开期间电流检测电路实现的电流检测信号进行采样而得到的电流值设为Is、将从所述交流输入电源输入的输入电压设为Vi、将输出电压设为Vo、将所述电感器的电感值设为L、将所述开关元件的接通期间设为Ton，将断开期间设为Toff，将流过所述电感器的电流的平均值设为ILav的情况下，将通过

ILav＝Is-(Vi/L)×Ton/2或者

ILav＝Is-{(Vo-Vi)/L}×Toff/2的运算所得到的值检测作为所述输入电流的平均值。

7.根据权利要求1到6任何一项所述的功率因数改善电路变换器，其特征在于，所述接通期间电流检测电路，由与所述开关元件串联连接的电流检测用电阻构成。

8.根据权利要求1到6任何一项所述的功率因数改善电路变换器，其特征在于，所述接通期间电流检测电路，由与所述开关元件串联连接的电流互感器构成。

9.根据权利要求1到8任何一项所述的功率因数改善电路变换器，其特征在于，所述断开期间电流检测电路，由与在所述开关元件的断开期间电流流过所述电感器的电路通路串联连接的电流检测用电阻构成。

10.根据权利要求1到8任何一项所述的功率因数改善电路变换器，其特征在于，所述断开期间电流检测电路，由与在所述开关元件的断开期间电流流过所述电感器的电路通路串联连接的电流互感器构成。

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