CN1613173A - 功率因数改善变换器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明是关于一种功率因数改善变换器及其控制方法。升压量检测部(103)检测电感器(L11)的升压量。控制部(106)的运算放大器(113)将升压量检测部(103)检测出的升压量与基准电压(ES12)进行比较。在从交流电源(100)供给的供给电压下降时，如果输出电压不变化，则升压量检测部(103)检测的升压量增大。在升压量检测信号的信号电平比基准电压(ES12)高时，控制部(106)使转换电流的目标电平降低。通过降低转换电流的目标电平，输出电压降低，减少升压造成的能量损耗。

Description

功率因数改善变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及一种功率因数改善变换器及其控制方法。
背景技术
功率因数由功率/(电流×电压)来表示，也称为交流(AC)电路的电流和电压的相位差。
在电容输入型变换器中，因波形失真而产生相位差，在输入电流中包含高谐波分量。因此，有在供给脉动电流电压的初级侧不使用平滑电容器，对开电流进行控制以使其跟随脉动电流电压的波形，从而改善功率因数的功率因数改善变换器。
在这种功率因数改善变换器中，有对转换电流以临界模式进行控制的电流控制型的功率因数改善变换器。
电流控制型的功率因数改善变换器，其包括使用例如电感器、转换元件、二极管、以及输出电容器来构成变换器的升压斩波电路。
这种功率因数改善变换器将转换元件导通，在电感器中流过电流，在电感器中存储能量。如果转换电流达到根据供给的脉动电流电压和输出电压而设定的目标电平，则功率因数改善变换器将转换元件截止。
如果转换元件截止，则电流从电感器通过二极管流入输出电容器，释放存储在电感器中的能量。功率因数改善变换器检测电感器中流过的电流达到临界(电流值为零)的情况并使转换元件再次导通。
功率因数改善变换器通过重复进行这样的动作，使输出端设置的输出电容器的电压保持固定。与此同时，供给的脉动电流电压产生的电流波形跟随该脉动电流电压的波形而变为正弦波，使功率因数被改善。
可是，在这样的现有的功率因数改善变换器中，由于进行控制而使输出电压固定，所以从交流电源供给的交流电压例如在有效值从AC 200V下降到AC 100V的情况下，升压比(输出电压和脉动电流电压之比)增大，升压能量增大。特别是如果次级的输出电流大，则升压造成的转换损耗增大，效率下降。
由此可见，上述现有的功率因数改善变换器及其控制方法在结构、方法与使用上，显然仍存在有不便与缺陷，而亟待加以进一步改进。为了解决功率因数改善变换器及其控制方法存在的问题，相关厂商莫不费尽心思来谋求解决之道，但长久以来一直未见适用的设计被发展完成，而一般产品又没有适切的结构能够解决上述问题，此显然是相关业者急欲解决的问题。
有鉴于上述现有的功率因数改善变换器及其控制方法存在的缺陷，本发明人基于从事此类产品设计制造多年丰富的实务经验及专业知识，并配合学理的运用，积极加以研究创新，以期创设一种新型结构的功率因数改善变换器及其控制方法，能够改进一般现有的功率因数改善变换器及其控制方法，使其更具有实用性。经过不断的研究、设计，并经反复试作样品及改进后，终于创设出确具实用价值的本发明。
发明内容
本发明的主要目的在于，克服现有的功率因数改善变换器及其控制方法存在的缺陷，而提供一种新的功率因数改善变换器及其控制方法，所要解决的技术问题是使其提供一种可提高效率的功率因数改善变换器及其控制方法。
本发明的目的及解决其技术问题是采用以下的技术方案来实现的。
为了实现上述目的，本发明第1方案的功率因数改善变换器，其包括：
电感器(L11、L21、L31)，其被施加脉动电流电压；
转换元件(Q11、Q21、Q31)，其连接到所述电感器(L11、L21、L31)的一端，根据所述脉动电流电压转换流过所述电感器(L11、L21、L31)的电流；
直流电压生成部(D16、C11、D21、C21、D31、C31)，通过所述转换元件(Q11、Q21、Q31)进行转换，对所述电感器(L11、L21、L31)两端上产生的电压进行整流、平滑并生成直流电压；以及
控制部(106、205、305)，根据所述脉动电流电压的电压电平来设定所述转换元件的电流路回路中流过的转换电流的目标电平，对所述转换元件(Q11、Q21、Q31)进行导通、截止控制，以使所述转换电流达到目标电平；
其特征在于，所述控制部(106、205、305)取得因所述脉动电流电压的有效值和所述直流电压生成部的电压值之比变化而变化的参数，根据取得的参数来控制所述转换电流的目标电平。
也可以包括升压量检测部(103)，其有与所述电感器(L11)电磁耦合的次级绕组(n10)，检测所述次级绕组(n10)的两端上产生的所述电感器(L11)的升压量，
所述控制部(106、205、305)取得所述升压量检测部(103)检测出的升压量作为所述参数。
所述升压量检测部(103)也可以从脉动电流电压的有效值、平均值和峰值的任何一个中检测升压量。
所述控制部(205)也可以有占空因数检测部(221)，检测对所述转换元件(Q21)进行导通、截止控制的控制信号的占空因数，取得所述占空因数检测部(221)检测出的占空因数作为所述参数。
所述占空因数检测部(221)也可以检测所述控制信号的导通占空因数或截止占空因数。
所述占空因数检测部(221)也可以按固定周期检测所述控制信号的占空因数，
所述控制部(106)根据所述占空因数检测部(221)检测出的所述控制信号的占空因数来控制所述转换电流的目标电平。
所述占空因数检测部(221)也可以按与所述脉动电流电压的周期大致一致的固定周期检测所述控制信号的占空因数。
所述控制部(205)也可以包括测定对负载供给的功率的功率测定部(237)，取得所述功率测定部(237)测定的功率作为新的参数，根据控制信号的占空因数和功率来控制所述转换电流的目标电平。
所述控制部(305)也可以包括检测在所述脉动电流电压的一周期内供给所述电感器(L31)的供给电流的电流电平的供给电流检测部(321)，取得所述供给电流检测部(321)检测出的供给电流的电流电平作为所述参数。
所述供给电流检测部(321)也可以检测所述转换元件(Q31)的电流回路中流过的转换电流的电流电平，作为在所述脉动电流电压的一周期中供给所述电感器(L31)的供给电流的电流电平。
所述的供给电流检测部(321)也可以检测流入所述直流电压生成部(D31、C31)的电流的电流电平，作为在所述脉动电流电压的一周期中供给所述电感器(L31)的供给电流的电流电平。
所述供给电流检测部(321)也可以由积分器构成。
所述供给电流检测部(321)也可以包括有效值检测电路、平均值检测电路和峰值检测电路的其中一个，其中，有效值检测电路求出所述脉动电流电压一周期中的供给电流的有效值，平均值检测电路求出平均值，而峰值检测电路求出峰值。
所述控制部(305)也可以包括检测所述直流电压生成部(D16、C11、D21、C21、D31、C31)生成的直流电压的功率电平的功率检测部(237)，取得除以所述供给电流的电流电平而求出的电流电平作为新的参数，根据所述供给电流的电流电平和电压电平来控制所述转换电流的目标电平。
也可以将所述直流电压生成部(D16、C11、D21、C21、D31、C31)的一端连接到所述电感器(L11、L21、L31)和所述转换元件(Q11、Q21、Q31)的连接点，将所述转换元件(Q11、Q21、Q31)的电流回路的另一端和所述直流电压生成部(D16、C11、D21、C21、D31、C31)的另一端连接到负极，
在所述电感器(L11、L21、L31)的另一端，构成施加整流电压的升压形斩波电路。
也可以包括将所述电感器(L21)作为初级绕组(n21)并与所述电感器(L21)进行电磁耦合的次级绕组(n22)包括在所述次级绕组(n22)的两端上连接了直流电压生成部(D21、C21)的变压器(T)，将整流电压施加在所述电感器(L21)的另一端上。
也可以包括将过电压保护信号供给所述控制部(106、205、305)的过电压保护部，以便在所述直流电压生成部(D16、C11、D21、C21、D31、C31)生成的直流电压的电压电平超过设定电平时降低所述转换电流的目标电平。
所述控制部(106、205、305)也可以包括：
放大器(113、223、323)，比较对应于输出电压的输出电压信号的信号电平和规定的参照信号的信号电平，将两信号电平的差信号作为控制所述转换电流的目标电平的信号输出；以及
参照信号生成电路(121、222、322)，比较所述参数值和设定值，根据比较结果，将参照信号供给所述放大器(113、223、323)，以使随着所述脉动电流电压的有效值和所述直流电压生成部(D16、C11、D21、C21、D31、C31)生成的直流电压的电压值之比的增加，而降低所述转换元件(Q11、Q21、Q31)的转换电流的目标电平。
所述参照信号生成电路(121、222、322)也可以具有迟滞特性。
所述控制部(106、205、305)也可以包括：
放大器(113、223、323)，比较对应于输出电压的输出电压信号的信号电平和规定的参照信号的信号电平，将两信号电平的差信号作为控制所述转换电流的目标电平的信号输出；以及
参照信号生成电路(121、222、322)，有用于与所述参数值进行比较的多个设定值，每当所述参数值增大并超过所述各设定值时，将参照信号依次供给所述放大器(113、223、323)，以降低所述转换元件(Q11、Q21、Q31)的转换电流的目标电平。
所述参照信号生成电路(121、222、322)也可以具有迟滞特性。
从所述参照信号生成电路(121、222、322)供给参照信号时，所述放大器(113、223、323)也可以根据表示所述参数值和所述差信号的信号电平变化的关系的规定的函数来输出差信号，以使所述差信号的信号电平变小。
所述规定的函数也可以是将取得的参数值超过所述设定值后的时间和所述差信号的信号电平之间的关系用一次函数表示的函数。
所述参照信号生成电路(121、222、322)也可以规定参照信号的信号电平，以设定与所述直流电压生成部(D16、C11、D21、C21、D31、C31)生成的直流电压对应的上限值或下限值。
所述控制部(106、205、305)也可以包括：
放大器(323)，比较对应于输出电压的输出电压信号的信号电平和规定的参照信号的信号电平，并将两信号电平的差信号作为控制所述转换电流的目标电平的信号输出；以及
输出电压信号控制电路(331)，比较所述取得的参数值和设定值，在取得的参数值超过设定值时，降低对所述放大器(323)供给的输出电压信号的信号电平，以使所述转换元件(Q11、Q21、Q31)的转换电流的目标电平下降。
所述控制部(106、205、305)也可以包括定时器(236)，在取得的参数值超过设定值时，使从所述参照信号生成电路(121、222、322)到所述放大器的参照信号的输出延迟规定时间。
此外，本发明第2方案的功率因数改善变换器的控制方法用于控制功率因数改善变换器，该功率因数改善变换器包括：
电感器(L11、L21、L31)，其被施加脉动电流电压；
转换元件(Q11、Q21、Q31)，其连接到所述电感器(L11、L21、L31)的一端，根据所述脉动电流电压转换流过所述电感器(L11、L21、L31)的电流；以及
直流电压生成部(D16、C11、D21、C21、D31、C31)，通过所述转换元件(Q11、Q21、Q31)进行转换，对所述电感器(L11、L21、L31)两端上产生的电压进行整流、平滑并生成直流电压；
其特征在于，该方法包括：
根据所述的脉动电流电压的电压电平来设定所述的转换元件(Q11、Q21、Q31)的电流回路中流过的转换电流的目标电平的步骤；
对所述转换元件(Q11、Q21、Q31)进行导通、截止控制，以使所述转换电流达到目标电平的步骤；
取得因所述脉动电流电压的有效值和所述直流电压生成部(D16、C11、D21、C21、D31、C31)生成的直流电压的电压值之比的变化而变化的参数的步骤；以及
根据所述取得的参数值来控制所述设定的转换电流的目标电平的步骤。
该方法也可以还包括：
检测所述电感器(L11、L21、L31)的升压量的步骤；以及
取得检测出的升压量作为参数的步骤。
该方法也可以还包括：
检测对所述转换元件(Q11、Q21、Q31)进行导通、截止控制的控制信号的占空因数的步骤；以及
取得检测出的占空因数作为参数的步骤。
该方法也可以还包括：
根据所述脉动电流电压来检测所述电感器(L11、L21、L31)中流过的电流的电流电平的步骤；以及
取得所述检测出的供给电流的电流电平作为所述参数的步骤。
本发明与现有技术相比具有明显的优点和有益效果。由以上技术方案可知，本发明是关于一种功率因数改善变换器及其控制方法。升压量检测部(103)检测电感器(L11)的升压量。控制部(106)的运算放大器(113)将升压量检测部(103)检测出的升压量与基准电压(ES12)进行比较。在从交流电源(100)供给的供给电压下降时，如果输出电压不变化，则升压量检测部(103)检测的升压量增大。在升压量检测信号的信号电平比基准电压(ES12)高时，控制部(106)使转换电流的目标电平降低。通过降低转换电流的目标电平，输出电压降低，减少升压造成的能量损耗。
借由上述技术方案，本发明功率因数改善变换器及其控制方法至少具有下列优点：本发明可应用于使用功率因数改善变换器的产业领域，而具有产业上的利用可能性。
综上所述，本发明特殊结构的功率因数改善变换器及其控制方法，能够提供一种可提高效率的功率因数改善变换器及其控制方法，并在同类产品及方法中未见有类似的结构设计及方法公开发表或使用而确属创新，其不论在产品结构、方法或功能上皆有较大的改进，在技术上有较大的进步，并产生了好用及实用的效果，且较现有的功率因数改善变换器及其控制方法具有增进的多项功效，从而更加适于实用，而具有产业的广泛利用价值，诚为一新颖、进步、实用的新设计。
上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，并可依照说明书的内容予以实施，以下以本发明的较佳实施例并配合附图详细说明如后。
附图说明
图1是表示本发明第一实施方式的功率因数改善变换器结构的电路图。
图2是表示图1的功率因数改善变换器的动作的时序图。
图3是表示供给电压变化时的图1的功率因数改善变换器的动作的时序图。
图4是表示本发明第二实施方式的功率因数改善变换器结构的电路图。
图5是表示图4的功率因数改善变换器包括的基准电压生成电路结构的电路图。
图6是表示图4的功率因数改善变换器的动作的时序图。
图7是表示本发明第三实施方式的功率因数改善变换器结构的电路图。
图8是表示图7的功率因数改善变换器的动作的说明图。
图9是表示本发明第四实施方式的功率因数改善变换器结构的电路图。
图10是表示图9的功率因数改善变换器的动作的说明图。
图11是表示本发明第五实施方式的功率因数改善变换器结构的电路图。
图12是表示本发明第六实施方式的功率因数改善变换器结构的电路图。
图13是表示图12的功率因数改善变换器包括的滤波器结构的电路图。
图14是表示图12的功率因数改善变换器包括的脉冲宽度检测电路和基准电压生成电路的结构的电路图。
图15是表示图12的功率因数改善变换器的动作的说明图。
图16是表示图12的功率因数改善变换器的动作的说明图。
图17是表示本发明第七实施方式的功率因数改善变换器结构的电路图。
图18是表示图17的功率因数改善变换器的动作的说明图。
图19是表示本发明第七实施方式的功率因数改善变换器的另一结构的电路图。
图20是表示图19所示的功率因数改善变换器的动作的说明图。
图21是表示本发明第八实施方式的功率因数改善变换器包括的基准电压生成电路结构的电路图。
图22是表示本发明第八实施方式的功率因数改善变换器的动作的说明图。
图23是表示应用本发明第八实施方式的功率因数改善变换器的动作的说明图。
图24是表示本发明第九实施方式的功率因数改善变换器结构的电路图。
图25是表示图24的功率因数改善变换器的动作的说明图。
图26是表示应用本发明第九实施方式的功率因数改善变换器的结构的电路图。
图27是表示图26的功率因数改善变换器的动作的说明图。
图28是表示本发明第十实施方式的功率因数改善变换器结构的电路图。
图29是表示图28的功率因数改善变换器包括的功率检测电路结构的电路图。
图30是表示本发明第十一实施方式的功率因数改善变换器结构的电路图。
图31是表示本发明第十二实施方式的功率因数改善变换器结构的电路图。
图32是表示本发明第十三实施方式的功率因数改善变换器结构的电路图。
图33是表示图32的功率因数改善变换器包括的分压比设定电路结构的电路图。
图34是表示本发明第十四实施方式的功率因数改善变换器结构的电路图。
图35是表示本发明第六实施方式的功率因数改善变换器的控制部的另一结构的电路图。
图36是表示包括了图35所示结构的控制部的功率因数改善变换器的动作的说明图。
具体实施方式
为更进一步阐述本发明为达成预定发明目的所采取的技术手段及功效，以下结合附图及较佳实施例，对依据本发明提出的功率因数改善变换器及其控制方法其具体实施方式、结构、方法、步骤、特征及其功效，详细说明如后。
以下，参照附图来说明本发明实施方式的功率因数改善变换器。
[第一实施方式]
第一实施方式的功率因数改善变换器取得电感器的升压量作为参数，根据取得的升压量来控制转换电流的目标电平。
第一实施方式的功率因数改善变换器的结构示于图1。
第一实施方式的功率因数改善变换器由整流部101、电压变换部102、升压量检测部103、转换电流检测部104、过电压保护部105、以及控制部106构成。
整流部101对从交流电源100供给的交流电力进行全波整流并生成脉动电流电压，由二极管D11～D14构成的桥式整流电路构成。
二极管D11的阴极和二极管D13的阴极相互连接。二极管D12的阴极连接到二极管D11的阳极。二极管D14的阴极连接到二极管D13的阳极。二极管D12的阳极和二极管D14的阳极相互连接。交流电源100连接在二极管D11、D12的连接点和二极管D13、D14的连接点之间。
电压变换部102将整流部101生成的脉动电流电压变换为直流的输出电压，由升压斩波电路构成。即，电压变换部102包括电感器L11、晶体管Q11、二极管D16、以及电容器C11。
电感器L11通过随着从整流部101供给的脉动电流电压而流过的电流来存储能量，产生电动势，其一端连接到整流部101的二极管D11、D13的阴极。
晶体管Q11通过导通、截止来改变电感器L11流过的电流，在电感器L11上激发电动势，由N沟道的场效应晶体管(FET)构成。晶体管Q11在栅极上供给高电平的信号而导通。此外，晶体管Q11在栅极上供给低电平的信号而截止。晶体管Q11的漏极连接到电感器L11的另一端(输出端)，源极通过电阻R14连接到整流部101的二极管D12、D14的阳极。
二极管D16在晶体管Q11导通时防止电流从电容器C11反流，是用于对电流进行整流的二极管。二极管D16的阳极连接到电感器L11的另一端。
电容器C11对通过二极管D16从电感器L11供给的电流进行平滑。电容器C11的一端(正端)连接到二极管D16的阴极。电容器C11的另一端(负极)连接到整流部101的二极管D12、D14的阳极。
再有，电容器的另一端(负极)被接地。
转换电流检测部104用于检测晶体管Q11中流过的转换(漏极)电流，将转换(漏极)电流变换为电压信号。转换电流检测部104是由电阻R14构成。电阻R14用于将转换(漏极)电流变换为电压信号，连接到晶体管Q11的源极和地之间。
升压量检测部103用于检测电感器L11产生的升压量。该升压量因脉动电流电压的有效值和输出电压的电压值之比的变化而变化。即，该升压量为表示脉动电流电压的有效值和输出电压的电压值之比的参数。
升压量检测部103，包括绕组n10、二极管D15、以及有效值变换电路111。
绕组n10检测电感器L11的临界电流，同时检测电感器L11上产生的电压。绕组n10的一端被接地。
二极管D15是用于对随着绕组n10上产生的电压而流过的电流进行整流。二极管D15的阳极连接到绕组n10的另一端。
有效值变换电路111用于求出绕组n10上产生的升电压的有效值。有效值变换电路111包括电阻R11～R13、以及电容器C12。
电阻R11的一端连接到二极管D15的阴极。电阻R12的一端连接到电阻R11的另一端。电阻12的另一端被接地。电容器C12的一端连接到电阻R11、R12的连接点。电容器C12的另一端被接地。此外，电阻R13的一端连接到电容器C12的一端，其另一端连接到控制部106的运算放大器113的一端子。
再有，电阻R12的电阻值与电阻R11的电阻值比较非常大，通过减小电容器C12的电容量，有效值变换电路111检测升电压的峰值。这样，通过调整电阻R11、R12和电容器C12的常数，有效值变换电路111不仅检测升电压的有效值，而且还具有作为峰值或平均值的检测电路的功能。
过电压保护部105用于保护连接到输出端的负载过电压，由电阻R15～R17、比较器112、以及二极管D17构成。
电阻R15的一端连接到电容器C11的一端(正极)。电阻R16的一端连接到电阻R15的另一端。电阻R16的另一端连接到电容器C11的另一端(负极)。
比较器112用于通过将由电阻R15和电阻R16分压的电压与基准电压ES11进行比较，来检测输出电压的过电压。
在比较器112的一端子(反转输入端子)上，供给基准电压ES11。基准电压ES11是为了判别过电压而预先设定的电压。比较器112的+端子(非反转输入端子)连接到电阻R15、R16的连接点。比较器112的输出端通过电阻R17连接到二极管D17的阳极。
比较器112在供给到其+端子的信号的信号电平超过基准电压时，输出高电平的信号。
控制部106通过将作为脉冲信号的信号S1供给晶体管Q11的栅极，进行晶体管Q11的导通、截止控制。控制部106包括运算放大器113、乘法器114、比较器115、116、触发器117、电阻R18～R20。
运算放大器113将升压量检测部103检测出的升压量和基准电压ES12进行比较，对其误差电压进行放大。在运算放大器113的+端子上，供给基准电压ES12。运算放大器113的-端子连接到过电压保护部105的二极管D17的阴极。运算放大器113输出表示升压量和基准电压ES12的误差电压的信号。
电阻R18和电阻R19是用于检测由整流部101整流过的供给电压的分压电阻。电阻R18的一端连接到二极管D11、D13的阴极，电阻R19的一端连接到电阻R18的另一端。电阻R19的另一端连接到二极管D12、D14的阳极。
乘法器114用于根据供给电压和升压量(有效值)来设定转换电流的目标电平。乘法器114连接在电阻R18、R19的连接点和运算放大器113的输出端之间。此外，乘法器114将从电阻R18、R19的连接点输出的信号的信号电平和从运算放大器113输出的信号的信号电平相乘后的电平的信号供给比较器116的-端子。
比较器115按检测出电感器L11的临界电流的定时而将触发器117置位。在比较器115的+端子上，施加基准电压ES13。该基准电压ES13是用于检测临界电流而预先设定的电压。比较器115的-端子通过电阻R20连接到绕组n10的另一端。比较器15的输出端连接到触发器117的S(置位)端子。比较器115在绕组n10中产生的电压不高于基准电压ES13时，将高电平的信号S2供给触发器117的S端子。
比较器116按转换电流达到目标电平的定时将触发器117进行置位。
比较器116的+端子连接到晶体管Q11的源极端子和转换电流检测部104的电阻R14的连接点。
触发器117根据比较器115的输出信号S2和从比较器116输出的信号S3来生成信号S1。触发器117将生成的信号S1作为栅极信号供给晶体管Q11的栅极。触发器117的置位端子S连接到比较器115的输出端子。触发器117的复位端子连接到比较器116的输出端子。该触发器117的输出端子Q连接到晶体管Q11的栅极端子。
下面，根据图2来说明第一实施方式的功率因数改善变换器的动作。
再有，在图2中，Iq、Vq1分别表示晶体管Q11中流过的漏极电流、施加在晶体管Q11的漏极-源极间的漏极电压。而VL表示施加在电感器L11的两端上的电压。Vout表示输出电压。
交流电源100向整流部101供给交流电力。
整流部101的二极管D11～D14对从交流电源100供给的交流电力进行整流，生成图2(a)所示的脉动电流的整流电压。整流部101将该整流电压供给电压变换部102。
在时刻t10，将电感器L11的能量释放。如果绕组n10的升电压与基准电压ES13相比下降，则比较器115的输出信号变为高电平。如果比较器115的输出信号变为高电平，则如图2(c)所示，触发器117被置位。如果触发器117被置位，则如图2(b)所示，将供给晶体管Q11的栅极的信号S1的信号电平上升到高电平。如果在晶体管Q11的栅极上供给该高电平的信号S1，则晶体管Q11导通。
如果晶体管Q11导通，则电压Vq1如图2(f)所示变为0。因此，如图2(e)所示，电流Iq随着整流部101生成的整流电压，从二极管D11、D13的阴极通过电感器L11、晶体管Q11、电阻R14流入二极管D12、D14的阳极，由此在电感器L11中存储能量。
在晶体管Q11导通的期间，尽管晶体管Q11的漏极端子的电压比输出电压Vout低，但二极管D16阻止电流的倒流。因此，如图2(h)所示，二极管D16中不流过电流Id，在电感器L11的两端上产生图2(g)所示的电压VL。
如图2(e)所示，晶体管Q11导通期间，电流Iq逐渐增大。
转换电流检测部104的电阻R14将晶体管Q11中流过的转换(漏极)电流作为电压信号来检测，将该检测信号输出到比较器116的+端子。
图2(e)中所示的虚线表示转换电流的目标电平。在时刻t11，如果电流Iq达到该目标电平，则如图2(d)所示，比较器116将从输出端输出的信号S3的信号电平上升到高电平。
如果信号S3的信号电平变为高电平，则触发器117被复位。如果触发器117被复位，则如图2(b)所示，将信号S1的信号电平下降到低电平。
如果信号S1的信号电平变为低电平，则晶体管Q11截止。如果晶体管Q11截止，则存储于电感器L11中的能量与整流电压相加所得的电压通过二极管D16施加在电容器C11上。电容器C11被该电压充电。电容器C11输出比供给的电压的峰值高的电压。
如果存储于电感器L11中的能量被全部释放，则电感器L11中流过的电流Id几乎变为0。在绕组n10中因振铃(ringing)而产生电压，将绕组n10的电压反转。
在反转时，如果绕组n10的电压低于基准电压ES13，则如图2(c)所示，比较器115将信号S2上升到高电平。
如果信号S2变为高电平，则触发器117被再次置位。然后，晶体管Q11再次导通。
这样，晶体管Q11重复进行导通、截止。
接着，在到达时刻t13时，如图2(a)所示，整流电压变为V20(V20＞V10)。
时刻t10、t13时的电流Iq的目标电平分别对应于电压V10、V20，电压V20时的电流Iq的目标电平比电压V10时的电平高。
可是，如果整流电压升高，则电感器L11中流过的电流Iq也急剧的增加。因此，信号S1的脉冲宽度如图2(b)所示那样变小。
这样，电流Iq的峰值跟随整流电压Vin的电压电平(脉动电流)。然后，通过电流Iq跟随脉动电流的整流电压，从而改善功率因数。
再有，如果负载电流一定，则表示一周期中的导通期间的比例的占空因数减小，即使整流电压变化，平均转换电流仍一定。
在升压量检测部103的绕组n10中，产生对应于电感器L11的电压VL的电压。二极管D15将该电压进行整流。二极管D15整流过的电压表示电感器L11的升压量。有效值变换电路111的电阻R11和R12将二极管D15整流过的电压进行分压。电容器C12将电阻R11和R12分压的电压进行平滑。该电压表示升压量的有效值。升压量检测部103将该升压量的有效值的检测信号输出到控制部106的运算放大器113。
运算放大器113将该升压量(有效值)的检测信号的信号电平与基准电压ES12进行比较。作为比较结果，运算放大器113将升压量(有效值)和基准电压ES12的误差电压进行放大，并将其输出信号供给乘法器114。
如果负载一定下输入电压的有效值大致一定，则升压量大致一定。如果升压量大致一定，则转换电流的有效值大致一定，输出电压也一定。
再有，在起动或输入输出急速变化时，在有效值变换电路111中产生延迟。在输出电压因这种延迟而上升，供给比较器112的+端子上的信号的信号电平超过基准电压ES11的情况下，比较器112输出高电平的信号。
如果比较器112的输出信号的信号电平比从有效值变换电路输出的信号的信号电平高，则运算放大器113使输出信号降低。因此，转换电流的目标电平极大地下降，转换电流Iq也极大地下降，所以输出电压Vout也下降。这样，保护连接于输出端的负载过电压。
其次，在交流电源100的供给电压例如有效值从AC 200V下降到AC 100V的情况下，控制部106进行使输出电压Vout下降的控制，以减少升压能量。
下面基于图3来说明该动作。
请参阅图3(a)所示，在时刻t20～t21，供给电压的有效值为vin1，而在时刻t21开始下降，在时刻t22，变为vin2(vin1＞vin2)。如果供给电压的有效值从vin1下降到vin2，则如图3(b)所示，从有效值变换电路111输出的升压量(有效值)增加。
在现有的功率因数改善变换器中，如果供给电压下降，则升压量如图3(b)的虚线所示原封不动地增加。如果升压量增大，则升压损耗增大，效率下降。
但是，在本实施方式的功率因数改善变换器中，如图3(b)的实线所示，如果升压量稍稍升高，则运算放大器113的输出信号稍稍下降，转换电流Iq的目标电平也如图3(c)所示稍稍下降。因此，比触发器117被复位的定时稍快，转换电流Iq稍稍减小。如果转换电流Iq稍稍减小，则输出电压Vout如图3(d)所示那样从vout1下降，变为vout2。
再有，电压的升压比α由下式(1)表示。
α＝vout/vin            …(1)
其中，α：升压比
      vout：输出电压Vout的电压值
      vin：脉动电流电压Vin的电压值
如以往那样，即使整流电压的有效值Vin变低，但如果输出电压Vout一定，则升压比α增大，升压能量增大。
但是，在本实施方式的功率因数改善变换器中，如果交流电源100的供给电压下降，则输出电压Vout下降，所以如式(1)所示，升压比α变小，升压能量下降。因此，转换损耗减少，效率高。
如以上说明，根据本实施方式，在输入输出条件以需要的条件变化升压能量的情况下，通过检测升压量，来检测该输入条件的变化，并改变输出电压。因此，即使输入条件变化并且输入电压下降，但通过降低升压比，也降低升压能量。因此，可以降低转换损耗，可以大幅度地提高效率。
此外，轻负载时，如果转换电流小，则输出电压上升，在输出电容器上存储高电压，所以可以防止负载急速变化时的电压倾斜(dip)。
此外，即使在轻负载时，也可维持功率因数。
[第二实施方式]
第二实施方式的功率因数改善变换器可根据升压量的有效值而改变输出电压的基准电压，从而进行输出电压的控制。
第二实施方式的功率因数改善变换器的结构示于图4。
第二实施方式的功率因数改善变换器在控制部106中包括基准电压生成电路121。
该基准电压生成电路121可根据升压量检测部103的有效值变换电路111的输出电压而改变基准电压，将该基准电压输出到运算放大器113的+端子。
该基准电压生成电路121的电路结构示于图5。
基准电压生成电路121由运算放大器122、以及电阻R21～R24构成。在运算放大器122的+端子上，通过电阻R23供给基准电压ES14。
基准电压生成电路121随着升压量升高进行降低基准电压ES12的动作。
此外，在第二实施方式中，在运算放大器113的一端上，供给通过电阻R15、R16将输出电压分压后的电压检测信号。
下面，说明第二实施方式的功率因数改善变换器的动作。
运算放大器113将电阻R15、R16分压后的电压检测信号的信号电平和基准电压ES12进行比较。
如果升压量大致一定，则基准电压ES12也大致一定。
这种情况下，输出电压Vout以大致一定来控制。即，如果输出电压Vout升高，电压检测信号的信号电平超过基准电压ES12，则运算放大器113降低输出的误差信号的信号电平。如果误差信号的信号电平下降，则转换电流的目标电平下降，转换电流的平均值下降。因此，输出电压Vout下降。此外，如果电压检测信号的信号电平不超过基准电压ES12，则运算放大器113增加误差信号的信号电平。如果误差信号的信号电平增加，则转换电流的目标电平增加，转换电流的平均值增加。因此，输出电压Vout上升。
此外，如果升压量增加，升压量检测信号比运算放大器122的+端子的信号电平高，则与第一实施方式同样，运算放大器122稍稍降低基准电压ES12。如果基准电压ES12稍稍下降，则运算放大器113稍稍降低输出信号的信号电平。如果运算放大器113的输出信号的信号电平稍稍下降，则转换电流Iq的目标电平稍稍减小。因此，转换电流Iq稍稍减小，输出电压Vout下降。
如以上说明，根据本实施方式，可根据升压量而改变基准电压ES12，可比较该基准电压ES12和电压检测信号。
因此，如果升压量增加，则可降低升压比并降低升压能量。与此同时，如果升压量一定，则也可以进行使输出电压Vout大致一定的反馈控制。
[第三实施方式]
第三实施方式的功率因数改善变换器在输出电压上设置上限值和下限值。
第三实施方式的功率因数改善变换器有与图4所示的第二实施方式同样的结构。
第三实施方式的功率因数改善变换器包括图7所示结构的基准电压生成电路121。
第三实施方式的基准电压生成电路121在图5所示的基准电压生成电路121中包括振幅限制电路124。
振幅限制电路124包括电阻R25、二极管D18、齐纳二极管ZD11。电阻R25的一端连接到运算放大器122的输出端。电阻R25的另一端连接到运算放大器113的+端子。
齐纳二极管ZD11用于规定从运算放大器122输出的信号的上限值。就齐纳二极管ZD11来说，使用具有与输出电压Vout的上限值对应的齐纳电压的齐纳二极管。齐纳二极管ZD11的阴极连接到电阻R25的另一端。齐纳二极管ZD11的阳极被接地。
在运算放大器113的+端子上，连接二极管D18的阴极。在运算放大器113的+端子上，通过二极管D18供给基准电压ES16。该基准电压ES16设定输出电压Vout的下限值。
下面，说明第三实施方式的功率因数改善变换器的动作。
振幅限制电路124通过电阻R25输入从运算放大器122输出的输出电压。
请参阅图8所示，如果输出电压Vout上升到上限值Vomax，则运算放大器122的输出信号的信号电平达到齐纳二极管ZD11的齐纳电压。即使运算放大器122的输出信号的信号电平升高，齐纳二极管ZD11也将运算放大器122的输出信号的信号电平限制为该齐纳电压。因此，输出电压Vout不超过上限值Vomax。
此外，即使运算放大器122的输出信号的信号电平不超过基准电压ES16，在运算放大器113的+端子上，仍然通过二极管D18供给基准电压ES16。因此，输出电压Vout不低于下限值Vomin。
如以上说明，根据本实施方式，由于在基准电压生成电路121中包括振幅限制电路124，所以即使整流电压上下变化，也可以将输出电压Vout设定在下限值Vomin～上限值Vomax的范围内。
[第四实施方式]
第四实施方式的功率因数改善变换器在升压量和输出电压的关系中设置迟滞特性。
在第四实施方式的功率因数改善变换器中，如图9所示，基准电压生成电路122包括比较器125、二极管D19、电阻R26～R28。
比较器125具有迟滞特性。有效值变换电路111向比较器125的-端子供给升压量检测信号。在比较器125的+端子上供给基准电压ES17。
二极管D19的阴极连接到比较器125的输出端。电阻R26的一端连接到二极管D19的阳极。
在电阻R27的一端上施加基准电压ES18。电阻R28的一端连接到电阻R27的另一端。电阻R28的另一端被接地。电阻R26的另一端连接到电阻R27和电阻R28的连接点。而运算放大器113的+端子连接到电阻R27和电阻R28的连接点。
下面，说明第四实施方式的功率因数改善变换器的动作。
比较器125比较升压量检测信号的信号电平和基准电压ES17。如果升压量检测信号的信号电平上升，并达到基准电压ES17，则比较器125输出低电平的信号。如果比较器125的输出信号变为低电平，则在二极管D19中流过电流。此时，电阻R28、R26大致并联连接。设此时的运算放大器113的+端子上供给的电压为Vref1。
另一方面，如果从比较器125输出高电平的信号，则在二极管D19中流过电流。此时，电阻R27和电阻R28被串联连接。此时，设运算放大器113的+端子上供给的电压为Vref2。由于Vref1＜Vref2，所以功率因数改善变换器具有图10所示的特性。
即，在整流电压Vin上升时，在整流电压Vin达到vin2时输出电压Vout上升到Vomax。而在整流电压Vin下降时，在整流电压Vin变为vin1时输出电压Vout下降至Vomin。
如以上说明，根据本实施方式，在升压量和输出电压的关系中，设置迟滞特性，所以在输出电压Vout的切换时，可以防止噪声产生的影响，工作稳定。
[第五实施方式]
第五实施方式的功率因数改善变换器包括振荡器，使用从该振荡器输出的脉冲信号取代临界电流的检测信号来对触发器进行置位。
第五实施方式的功率因数改善变换器的结构示于图11。
第五实施方式的功率因数改善变换器在控制部106中包括振荡器(图中记为‘OSC’)126。该振荡器126取代第一～第四实施方式的功率因数改善变换器的控制部106的比较器115。
这样，通过包括振荡器126，本实施方式的功率因数改善变换器与第一～第四实施方式的功率因数改善变换器同样地动作。
[第六实施方式]
第六实施方式的功率因数改善变换器取得转换元件的导通占空因数作为参数，根据取得的占空因数来控制转换电流的目标电平。
第六实施方式的功率因数改善变换器的结构示于图12。
第六实施方式的功率因数改善变换器，包括整流部201、电压变换部202、转换电流检测部203、输出电压检测部204、以及控制部205。
整流部201与图1所示的整流部101同样，对从交流电源100供给的交流电力进行全波整流并生成脉动电流电压。整流部201包括滤波器211、桥式整流电路212、滤波器213。
滤波器211、213用于除去交流电源100的电源噪声或来自功率因数改善变换器的噪声。滤波器211连接到交流电源100，滤波器213连接到桥式整流电路212。
该滤波器211、213的结构示于图13(a)～图13(c)。
图13(a)所示的滤波器是π型的标准模式的滤波器，该滤波器在线圈L22的两端分别连接电容器C22的一端和电容器C23的一端。电容器C22的另一端和电容器的另一端被连接。
图13(b)所示的滤波器是最简单的标准模式滤波器。该滤波器在成对的两个线路上分别连接电容器C24的两端。
图13(c)所示的滤波器是将标准模式滤波器和共模模式滤波器进行组合的滤波器。该滤波器在四端子中的两个输入端子上分别连接电容器C25的两端。此外，在输出端子上连接电容器C26的两端。而且，线圈L23的一个线路侧的两端连接在电容器C25的一端和电容器C26的一端之间。此外，线圈L23的另一端的线路侧的两端连接在电容器C25的另一端和电容器C26的另一端之间。
返回到图12，桥式整流电路212如图1所示的整流部101那样，由二极管D11～D14构成。
电压变换部202与图1所示的电压变换部102同样，将整流部201生成的脉动电流电压变换为直流的输出电压。该电压变换部202，包括电感器L21、晶体管Q21、二极管D21及电容器C21。
转换电流检测部203与图1所示的转换电流检测部104同样，用于检测晶体管Q21中流过的转换(漏极)电流。转换电流检测部203由电阻R41构成。电阻R41用于将转换(漏极)电流变换为电压信号，连接在晶体管Q21的源极和地之间。
输出电压检测部204检测输出电压Vout，并输出其电压检测信号，由电阻R42、43构成。
电阻R42的一端连接到电容器C21的一端，电阻R43的一端连接到电阻R42的另一端，电阻R43的另一端被接地。
控制部205与图1所示的控制部106同样，通过向晶体管Q21的栅极供给作为栅极信号的脉冲信号，来进行晶体管Q21的导通、截止控制。控制部205，包括脉冲宽度检测电路221、基准电压生成电路222、运算放大器223、乘法器224、比较器225、226、触发器227以及电阻R44～R46。
脉冲宽度检测电路221用于检测供给晶体管Q21的栅极的信号S1的脉动电流电压一周期内的平均导通占空因数。该平均占空因数因脉动电流电压的有效值和输出电压的电压值之比的变化而变化。即，该平均导通占空因数为表示脉动电流电压的有效值和输出电压的电压值之比的参数。
如图14所示，脉冲宽度检测电路221由运算放大器231、电阻R51、电容器C27构成的积分器构成。
在电阻R51的一端上供给信号S1。电阻R51的另一端连接到运算放大器231的+端子。电容器C27的一端连接到电阻R51的另一端。电容器C27的另一端被接地。运算放大器231的输出端连接到-端子，以便将输出信号进行负反馈。
脉冲宽度检测电路221将从运算放大器231的输出端输出的输出信号作为平均导通占空因数检测信号(以下，简记为‘占空因数检测信号’)输出到基准电压生成电路222。占空因数检测信号的信号电平表示供给晶体管Q21的栅极上的信号S1的导通占空因数(转换周期的一周期内的高电平期间的时间比率)。
基准电压生成电路222是根据从脉冲宽度检测电路221输出的占空因数检测信号的信号电平，设定供给运算放大器223的+端子上的基准电压ES21。如图14所示，基准电压生成电路222由运算放大器232、电阻R52～R55构成。
电阻R52的一端连接到脉冲宽度检测电路221的运算放大器231的输出端。电阻R52的另一端连接到运算放大器232的-端子。电阻R53的一端连接到运算放大器232的-端子。电阻R53的另一端连接到运算放大器232的输出端。该电阻R53是用于将运算放大器232的输出信号进行负反馈的负反馈电阻。在电阻R54的一端上供给基准电压ES23。电阻R54的另一端连接到运算放大器232的+端子。电阻R55的一端连接到运算放大器232的+端子。电阻R55的另一端被接地。
这样构成的功率因数改善变换器根据占空因数检测信号的信号电平来控制输出电压的电压电平。
下面，说明第六实施方式的功率因数改善变换器的这种动作。
供给晶体管Q21的栅极上的信号S1的平均导通占空因数随供给的整流电压而变化。供给电压的有效值越低，平均导通占空因数越大。即，如图15所示，设供给电压在有效值为100V、200V情况下的平均导通占空因数分别为d1、d2(d2＜d1)。
如果供给电压从200V下降到100V，则平均导通占空因数从d2变为d1。
如果平均导通占空因数从d2变为d1，则基准电压生成电路222将占空因数检测信号的信号电平从Vd2改变为Vd1。如果占空因数检测信号的信号电平从Vd2变为Vd1，则进行与图4所示的基准电压生成电路121同样地动作。
即，如果该脉冲宽度检测电路221的占空因数检测信号的信号电平增大，则基准电压ES21下降。如果基准电压ES21下降，则转换电流的目标电平下降，所以输出电压Vout也下降。
如以上说明，根据本实施方式，根据转换元件的占空因数来判别供给电压的有效值，根据供给电压的有效值来控制输出电压。因此，如果输入条件变化，输入电压降低，则通过降低升压比，从而升压能量也降低，所以可以减少转换损耗，可以大幅度地提高效率。
此外，根据提供给晶体管Q21的栅极上的栅极信号，求出平均占空因数，进行输出电压Vout的切换，所以可以仅在控制部205内部进行输出电压Vout的切换处理，将控制部205进行IC化时的管脚数少即可，可以减少IC的成本。
再有，还可以防止负载急速变化时的电压倾斜。该动作示于图16。
首先，在图16中，将输出功率为额定输出P0情况下的200V输入时和100V输入时进行比较。如果200V输入时的占空因数检测信号的信号电平为Vd2，则100V输入时的占空因数检测信号的信号电平为Vd1(Vd2＜Vd1)。占空因数检测信号的信号电平越高，转换电流的目标电平越下降。而如果转换电流的目标电平下降，则输出电压Vout下降。因此，100V输入时的输出电压Vout比200V输入时的输出电压低。
此外，在100V输入时，将轻负载时和重负载时进行比较。重负载时的占空因数检测信号的信号电平比轻负载时大。因此，重负载时的输出电压Vout比轻负载时低。
这里，如果假设是将输出电压Vout进行切换的情况，则如图16所示，将占空因数检测信号的信号电平的阈值Vd以Vd2＜Vd＜Vd1来设定。
如果占空因数检测信号比Vd高，则输出电压Vout低。而如果占空因数检测信号比Vd低，则输出电压Vout高。即，在轻负载时，输出电压Vout高，重负载时，输出电压Vout低。
这样，根据提供给晶体管Q21的栅极上的栅极信号，进行输出电压Vout的切换，所以不仅输入条件，而且作为输出条件的负载的轻重也附加在切换条件中，可以合理地切换直流输出电压Vout。
此外，在轻负载时，由于平滑电容器以高电压进行充电，所以即使负载急速变化，也可以防止直流输出电压Vout中的电压倾斜。
[第七实施方式]
第七实施方式的功率因数改善变换器是根据平均导通占空因数以两级方式来切换输出电压的结构。而且，该功率因数改善变换器在平均导通占空因数和输出电压的关系中以设置迟滞特性而构成。
第七实施方式的功率因数改善变换器与图12所示的第六实施方式同样地构成。
但是，第七实施方式的功率因数改善变换器包括图17所示结构的基准电压生成电路222。
该基准电压生成电路222取代图14所示的运算放大器232，使用比较器233。此外，基准电压生成电路222还包括晶体管Q22、电阻R56～R58。此外，在比较器233的+端子上，通过电阻R52供给平均导通占空因数的检测信号。在比较器233的-端子上供给基准电压ES23。
该晶体管Q22由NPN形的双极晶体管构成。
电阻R56连接在比较器233的输出端和晶体管Q22的基极之间。电阻R57的一端连接到运算放大器223的+端子。电阻R57的另一端连接到晶体管Q22的集电极。晶体管W22的发射极被接地。电阻R58的一端连接到电阻R57的一端。在电阻R58的另一端上，供给基准电压ES24。
下面，说明第七实施方式的功率因数改善变换器的动作。
如果表示平均导通占空因数的占空因数检测信号的信号电平比供给-端子的电压高，则比较器233输出高电平的信号。晶体管Q22由该高电平的信号导通，供给运算放大器223的+端子上的信号电平下降。如果输出电压Vout大致一定，则运算放大器223的输出信号的信号电平下降。如果运算放大器223的输出信号的信号电平下降，则转换电流的目标电平下降，输出电压Vout下降。
该平均导通占空因数和输出电压Vout之间的关系示于图18。
再有，在图中，设平均导通占空因数有d10＜d11＜d12＜d13的关系，输出电压为vout21＜vout22。此外，设定基准电压生成电路222的各电阻的常数，以使平均导通占空因数为d12时晶体管Q22导通。
在平均导通占空因数从d10增大的情况下，输出电压Vout在平均导通占空因数为d12时达到vout21。
此外，在平均导通占空因数从d13开始变小的情况下，即使平均导通占空因数下降到d12，但输出电压Vout通过负反馈电阻的电阻R53仍为vout21。然后，直至平均导通占空因数下降到d11，输出电压Vout才变为vout22。
这样，本实施方式的功率因数改善变换器在平均导通占空因数和输出电压Vout之间具有图18所示的迟滞特性，从而可以防止输出电压Vout切换时不稳定。
再有，可将平均导通占空因数例如分为三级来改变输出电压Vout，也可以按每个级来设置迟滞。
这种情况下的基准电压生成电路222的结构示于图19。
基准电压生成电路222包括比较器234、235、二极管D22、D23、电阻R59～R66。
在比较器234、235的-端子上，供给占空因数检测信号。
通过这样构成基准电压生成电路222，如图20所示，根据由脉冲宽度检测电路221提供的电压信号，将平均导通占空因数分为三级，可切换输出电压Vout。
通过进行这样的控制，如图20所示，即使在从交流电源100输入的输入电压低而平均导通占空因数高时，直流输出电压Vout变低。在输入电压为中间电压时，直流输出电压Vout为中间的电压。然后，在输入电压高、平均导通占空因数低时，直流输出电压Vout变高。此外，在各级的平均导通占空因数和直流输出电压Vout之间，通过设置图20那样的迟滞，还可以防止输出电压Vout切换时不稳定。
[第八实施方式]
第八实施方式的功率因数改善变换器将基准电压与平均导通占空因数呈反比那样变化，而且，在输出电压上设置上限值和下限值。
第八实施方式的功率因数改善变换器与图12所示的第六实施方式同样地构成。
但是，第八实施方式的功率因数改善变换器包括图21所示那样构成的基准电压生成电路222。
基准电压生成电路222除了如图14所示的结构以外，还包括二极管D24、D25、电阻R67。
这样构成的功率因数改善变换器具有图22所示的特性。
基准电压ES28对应于输出电压Vout的下限值来设定。而基准电压ES29对应于输出电压Vout的上限值来设定。
即使平均导通占空因数增大，运算放大器232的输出电平比基准电压ES29高，在运算放大器223的+端子上，仍施加由基准电压ES29规定的电压。
此外，即使平均导通占空因数变小，运算放大器232的输出电平比基准电压ES28低，在运算放大器223的+端子上，仍施加由基准电压ES28规定的一定的基准电压ES28。
通过这样构成基准电压生成电路222，功率因数改善变换器具有图22所示的特性，在输出电压Vout上设定上限值、下限值。
此外，通过在输出电压Vout上设定上限值、下限值，可以保护连接于端子Pout1、Pout2上的负载。
再有，如果不包括二极管D24和基准电压ES28，则如图23所示，也可以在输出电压Vout仅设定上限值。
此外，也可以不在输出电压Vout上设定上限值和下限值。在这种情况下，如图22的虚线所示，输出电压Vout对于平均导通占空因数的变化产生线性变化。
[第九实施方式]
该第九实施方式的功率因数改善变换器设置定时器，即使输出电压变化，用定时器使该变化延迟。
第九实施方式的功率因数改善变换器的结构示于图24。在第九实施方式的功率因数改善变换器中，在脉冲宽度检测电路221和基准电压生成电路222之间连接定时器236。
定时器236将脉冲宽度检测电路221检测出的占空因数检测信号的对基准电压ES21的控制延迟预定的时间。
该动作示于图25。
请参阅图25(a)、图25(b)所示，是使用定时器236的控制的说明图。
如果不用定时器236，则在平均导通占空因数从低的状态移动到高的状态时，如图25(a)所示，输出电压Vout随着时间而增加。
相反，在第九实施方式的功率因数改善变换器中，通过包括定时器236，定时器236使占空因数检测信号的信号电平保持设定的一定时间。因此，如图25(b)所示，在平均导通占空因数从低的状态移动到高的状态时，在一定时间T1前，输出电压Vout不变化。在经过一定时间T1时，输出电压Vout发生变化。
由此，例如，可以防止因临时性的负载变动而改变的输出电压Vout。
再有，即使是脉冲宽度检测电路221的电阻R51的电阻值增大，通过增加检测平均导通占空因数时的延迟时间，也可以实现这样的效果。这种情况下，如图25(b)所示，输出电压Vout不是急速地上升，而是如图27那样，缓慢地变化。
此外，如图26所示，也可以将定时器236连接在晶体管Q21的栅极和脉冲宽度检测电路221之间。
[第十实施方式]
第十实施方式的功率因数改善变换器检测输出功率，根据平均导通占空因数和输出功率来控制输出电压。
第十实施方式的功率因数改善变换器的结构示于图28。
第十实施方式的功率因数改善变换器在电压变换部202的电容器C21的-端子和电阻R41之间插入电阻R71，在控制部205中包括功率检波器(图中记为‘POW DET’)237、除法器238。
电阻R71是用于将输出电流作为电压信号来检测的电阻。
功率检波器237根据电阻R71检测出的输出电流检测信号和输出电压Vout的电压检测信号来输出表示输出电压的功率检测信号。
除法器238将从功率检波器237输出的功率检测信号的信号电平除以由脉冲宽度检测电路221检测出的占空因数检测信号的信号电平。
功率检波器237的结构示于图29。
功率检波器237包括运算放大器239、乘法器240、电阻R72～R75。
流过电阻R71的输出电流由运算放大器239和电阻R72～R75放大，乘法器240将输出电流的检测信号和输出电压Vout的检测信号相乘。乘法器240的输出是对应于输出功率的功率检测信号。
图28所示的除法器238将乘法器240输出的信号除以由脉冲宽度检测电路221检测出的占空因数检测信号的信号电平。
该除法器238的输出对应于从交流电源100供给的输入电压Vin。
即，输入电压Vin用下式(2)表示。
Vin＝((Vout×Iout)/Iin)    …(2)
其中，Vout：输出电压
      Iin：输入电流
      Iout：输出电流
基准电压生成电路222根据从该除法器238输出的信号来生成基准电压ES21。运算放大器223将电压检测信号的信号电平与该基准电压ES21进行比较。其结果，以对应于输入电压Vin的信号电平来控制输出电压Vout。
通过这样的结构，即使输出电流Iout变动，输入电流Iin与输出电流Iout同样地变动，输入电压Vin不变化。因此，输出电压Vout的切换的电平不因输出电流Iout而变动，可以高精度地设定转换电流的目标电平，并控制输出电压Vout。
[第十一实施方式]
第十一实施方式的功率因数改善变换器由绝缘性变换器构成电压变换部。
第十一实施方式的功率因数改善变换器的结构示于图30。
第十一实施方式的功率因数改善变换器在电压变换部202中包括绕组n21、n22、n20构成的变压器T。绕组n21、n22分别为初级侧、次级侧绕组。而绕组n20为临界电流检测用的绕组。
此外，由于将变压器T的初级侧和次级侧绝缘，所以本实施方式的功率因数改善变换器包括光电二极管D26和光电晶体管Q24构成的光耦合器。
输出电压检测部204包括电阻R42、R43、作为NPN双极晶体管的晶体管Q23、齐纳二极管ZD22、光电二极管D26。
光电二极管D26的阳极连接到输出端子Pout1，阴极连接到晶体管Q23的集电极。晶体管Q23的发射极连接到齐纳二极管ZD22的阴极，源极连接到电阻R42、R43的连接点。齐纳二极管ZD22的阳极被接地。
光电晶体管Q24配置在控制部205中。该光电晶体管Q24的集电极连接到直流电源，发射极连接到运算放大器223的-端子。在运算放大器223的一端上，连接电阻R76，电阻R76的另一端被接地。
通过这样的构成，根据输出电压Vout的电压电平来控制晶体管Q23的集电极-发射极间流过的电流。光电二极管D26以对应于晶体管Q23的集电极-发射极间流过的电流的发光量而发光。
光电二极管D26发光时的光被光电晶体管Q24接收，光电晶体管Q24中流过的电流量由接收光量控制。因此，变压器T的初级侧和次级侧被绝缘，同时将输出电压Vout的电压检测信号供给控制部205。
如以上说明，根据本实施方式，通过包括变压器T，可以将功率因数改善变换器的初级侧和次级侧绝缘，即使用绝缘型变换器构成功率因数改善变换器，也与第六实施方式同样，根据平均导通占空因数来控制输出电压，从而可降低升压比，大幅度地提高效率。
[第十二实施方式]
该第十二实施方式的功率因数改善变换器取得平均转换电流作为参数，根据取得的平均转换电流来控制转换电流的目标电平。
第十二实施方式的功率因数改善变换器的结构示于图31。
第十二实施方式的功率因数改善变换器，由整流部301、电压变换部302、转换电流检测部303、输出电压检测部304以及控制部305构成。
整流部301与图12所示的整流部201同样，对从交流电源100供给的交流电力进行全波整流并生成脉动电流电压。该整流部301，包括滤波器311、桥式整流电路312以及滤波器313。
电压变换部302与图12所示的电压变换部202同样，将整流部301生成的脉动电流的整流电压变换成直流的输出电压。该电压变换部302，包括电感器L31、晶体管Q31、二极管D31以及电容器C31。
转换电流检测部303与图12所示的转换电流检测部203同样，用于检测晶体管Q31中流过的转换(漏极)电流。转换电流检测部303由电阻R91构成。电阻R91用于将转换(漏极)电流变换成电压信号，连接在晶体管Q31的源极和地之间。转换电流检测部303将变换的电压信号通过平均电流检测电路321输出到控制部305的基准电压生成电路322。
输出电压检测部304与图12所示的输出电压检测部204同样，对输出电压Vout进行检测，输出该电压检测信号，由电阻R92、93构成。
电阻R92的一端连接到电容器31的一端，电阻R93的一端连接到电阻R92的另一端，电阻93的另一端被接地。
控制部305与图12所示的控制部205同样，通过向晶体管Q31的栅极供给作为栅极信号的脉冲信号，来进行晶体管Q31的导通、截止控制。该控制部305，包括平均电流检测电路321、基准电压生成电路322、运算放大器323、乘法器324、比较器325、326、触发器327以及电阻R94～R96。
该平均电流检测电路321将从转换电流检测部303输出的信号的信号电平进行平均并对平均转换电流进行检测。该平均转换电流表示在脉动电流电压的一周期中从交流电源100供给电感器L31的供给电流的电流电平。该平均转换电流因脉动电流电压的有效值和输出电压的电压值之比的变化而变化。即，该平均转换电流为表示脉动电流电压的有效值和输出电压的电压值之比的参数。平均电流检测电路321具有与图14所示的脉冲宽度检测电路221同样的结构，将平均转换电流的电流检测信号输出到基准电压生成电路322。
该基准电压生成电路322、运算放大器323、乘法器324、比较器325、326、触发器327、电阻R94～R96分别与图12所示的基准电压生成电路222、运算放大器223、乘法器224、比较器225、226、触发器227、电阻R44～R46相同。
下面，说明第十二实施方式的功率因数改善变换器的动作。
如果整流电压的电压电平从vin1变化为vin2(vin1＞vin2)，则平均转换电流增加。
如果平均转换电流增加，则电流检测信号的信号电平升高。如果电流检测信号的信号电平升高，则基准电压ES41下降。
如果基准电压ES41下降，则运算放大器323输出的误差信号的信号电平稍稍下降，转换电流的目标电平也稍稍变低。因此，将触发器327复位的定时也稍早，转换电流稍稍变小，输出电压Vout下降。如果输出电压Vout变低，则升压比变小，升压能量降低。
如以上说明，根据本实施方式，在输入输出条件以需要的条件变化升压能量的情况下，通过检测平均转换电流来检测该变化，并改变输出电压Vout。因此，升压比下降，升压能量也下降，所以可以降低转换损耗，可以大幅度地提高效率。
[第十三实施方式]
第十三实施方式的功率因数改善变换器通过切换输出电压检测部的电阻产生的分压比，来控制输出电压。
其结构示于图32。
为了切换由输出电压检测部304的电阻R92、93所产生的分压比，在平均电流检测电路321和输出电压检测部304之间，连接分压比设定电路331。再有，这里，设基准电压ES41为固定的电压。
请参阅图33所示，该分压比设定电路331，其包括比较器332、电阻R97、R98以及晶体管Q32。比较器332的+端子上，施加固定的基准电压ES43。
在这样的结构中，随着转换电流增大，来自平均电流检测电路321的电流检测信号的信号电平升高。如果电流检测信号的信号电平比基准电压ES43高，则比较器332的输出电平为‘L’(低)电平，晶体管Q32截止。如果晶体管Q32截止，则分压比由电阻R92、R93确定。
另一方面，如果转换电流变小，电流检测信号的信号电平比基准电压ES43低，则比较器332的输出为‘H’(高)电平，晶体管Q32导通。如果晶体管Q32导通，则电阻R93和电阻R97被并联连接，分压比由电阻R92、并联连接的电阻R93和电阻R97来确定。分压比与晶体管Q32截止时比较变大，输出电压Vout升高。
如以上说明，根据本实施方式，可通过切换由输出电压检测部304的电阻R92、R93产生的分压比，从而控制输出电压Vout。
[第十四实施方式]
第十四实施方式的功率因数改善变换器在整流部中包括平均电流检测电路。
第十四实施方式的功率因数改善变换器的结构示于图34。
第十四实施方式的功率因数改善变换器，通过将平均电流检测电路321连接在整流部301的桥式整流电路312和滤波器313之间而构成。而且，平均电流检测电路321对从桥式整流电路312输出的电流的平均值进行检测，根据检测出的平均电流来控制基准电压生成电路322生成的基准电压ES41的电压电平。
再有，与桥式整流电路312相比，也可以将平均电流检测电路321连接到交流电源100侧。这种情况下，在平均电流检测电路321中包括整流二极管和平滑电容器(图中未示)。
这样，通过检测整流电压的平均电流，也可以检测平均转换电流。
再有，在实施本发明时，考虑了各种方式，不限于上述实施方式。
例如，在第一～第五实施方式的功率因数改善变换器中，检测升压量的有效值。但是，取代升压量的有效值，也可以检测升压量的平均值、峰值。
在第六～第十一实施方式的功率因数改善变换器中，脉冲宽度检测电路221输出与平均导通占空因数对应的占空因数检测信号。但是，本发明并不限于此，也可以输出与最大导通占空因数或最小占空因数对应的占空因数检测信号。
这种情况下，在控制部205中包括计算机和存储器，对导通占空因数进行采样，在每次采样中，通过与存储器中存储的数据进行比较，从而取得最大占空因数或最小占空因数。
此外，也可以根据平均截止占空因数、最大截止占空因数、最小截止占空因数来控制输出电压Vout。这种情况下，将从触发器227的Q杆端子输出的信号的信号电平用积分器进行积分并求出平均值。
而且，也可以与桥式整流电路312输出的脉动电流的整流电压同步，对规定的相位中的占空因数进行采样。
此外，在第十二实施方式的功率因数改善变换器中，也可以如以下构成。首先，作为在脉动电流电压的一周期中供给电感器L31的供给电流的电流电平，也可以检测从二极管D31流入电容器C31的电流的电流电平。这种情况下，在二极管D31的阴极和阳极之间，也可以包括检测该电压的电压检测器。
此外，与第七实施方式的功率因数改善变换器同样，也可以根据平均转换电流来多级控制输出电压。此外，与第八实施方式的功率因数改善变换器同样，可以在输出电压中设置上限值，也可以设置下限值。此外，与第九实施方式的功率因数改善变换器同样，也可以包括定时器。此外，与第十实施方式的功率因数改善变换器同样，也可以根据平均转换电流和输出功率来控制输出电压。此外，与第十一实施方式的功率因数改善变换器同样，也可以在电压变换部中包括变压器，将功率因数改善变换器作为绝缘形变换器。
此外，在第六、第十二实施方式的功率因数改善变换器中，也可以包括图1所示的过电压保护部。
此外，功率因数改善变换器不仅可以是升压型，也可以是降压型。
基准电压生成电路也可以生成随着规定的函数、参数而变化输出电压Vout的基准电压。
例如，如图35所示，在图21所示的基准电压生成电路222中，还包括二极管D27、D28、电阻R68、R69。二极管D27的阴极连接到运算放大器223的+端子。电阻R68的一端连接到二极管D27的阳极。在电阻R68的另一端上，供给基准电压ES30的电源。
此外，二极管D28的阳极连接到运算放大器223的+端子。电阻R69的一端连接到二极管D28的阴极。电阻R69的另一端连接到基准电压ES31的电源。
如果这样构成基准电压生成电路222，则功率因数改善变换器具有图36所示的特性。
再有，在图36中，输出电压Vout为E1～E4，基准电压ES28～ES31分别对应于E1～E4。此外，设定基准电压ES28～ES31，以使输出电压Vout为E4＜E3＜E2＜E1。
如果这样构成，则随着平均导通占空因数的增大，输出电压Vout如图36所示从上限值E1开始下降，经由电压E2、E3，达到下限值E4。即，通过调整基准电压ES28～ES31、电阻R68、R69的电阻值，输出电压Vout按照规定的曲线基于参数的值来变化。
本发明基于2002年1月8日申请的特愿2002-001403(日本)、2002年1月24日申请的特愿2002-16137、2002年4月8日申请的特愿2002-105221，在本说明书中将其说明书、权利要求书、全体附图作为参考并引用。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的方法及技术内容作出些许的更动或修饰为等同变化的等效实施例，但是凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。

Claims (30)

1、一种功率因数改善变换器，其特征在于其包括：
电感器(L11、L21、L31)，其被施加脉动电流电压；
转换元件(Q11、Q21、Q31)，其连接到所述电感器(L11、L21、L31)的一端，根据所述脉动电流电压转换流过所述电感器(L11、L21、L31)的电流；
直流电压生成部(D16、C11、D21、C21、D31、C31)，通过所述转换元件(Q11、Q21、Q31)进行转换，对所述电感器(L11、L21、L31)两端上产生的电压进行整流、平滑并生成直流电压；以及
控制部(106、205、305)，根据所述脉动电流电压的电压电平来设定所述转换元件的电流路回路中流过的转换电流的目标电平，对所述转换元件(Q11、Q21、Q31)进行导通、截止控制，以使所述转换电流达到目标电平；
所述的控制部(106、205、305)取得因所述脉动电流电压的有效值和所述直流电压生成部的电压值之比变化而变化的参数，根据取得的参数来控制所述转换电流的目标电平。
2、根据权利要求1所述的功率因数改善变换器，其特征在于其包括升压量检测部(103)，其有与所述电感器(L11)电磁耦合的次级绕组(n10)，检测所述次级绕组(n10)的两端上产生的所述电感器(L11)的升压量，
所述控制部(106、205、305)取得所述升压量检测部(103)检测出的升压量作为所述参数。
3、根据权利要求2所述的功率因数改善变换器，其特征在于其中所述的升压量检测部(103)从脉动电流电压的有效值、平均值和峰值的任何一个中检测升压量。
4、根据权利要求1所述的功率因数改善变换器，其特征在于其中所述的控制部(205)有占空因数检测部(221)，检测对所述转换元件(Q21)进行导通、截止控制的控制信号的占空因数，取得所述占空因数检测部(221)检测出的占空因数作为所述参数。
5、根据权利要求4所述的功率因数改善变换器，其特征在于其中所述的占空因数检测部(221)检测所述控制信号的导通占空因数或截止占空因数。
6、根据权利要求5所述的功率因数改善变换器，其特征在于其中所述的占空因数检测部(221)按固定周期检测所述控制信号的占空因数，
所述控制部(205)根据所述占空因数检测部(221)检测出的所述控制信号的占空因数来控制所述转换电流的目标电平。
7、根据权利要求6所述的功率因数改善变换器，其特征在于其中所述的占空因数检测部(221)按与所述脉动电流电压的周期大致一致的固定周期检测所述控制信号的占空因数。
8、根据权利要求4所述的功率因数改善变换器，其特征在于其中所述的控制部(205)包括测定对负载供给的功率的功率测定部(237)，取得所述功率测定部(237)测定的功率作为新的参数，根据控制信号的占空因数和功率来控制所述转换电流的目标电平。
9、根据权利要求1所述的功率因数改善变换器，其特征在于其中所述的控制部(305)包括检测在所述脉动电流电压的一周期内供给所述电感器(L31)的供给电流的电流电平的供给电流检测部(321)，取得所述供给电流检测部(321)检测出的供给电流的电流电平作为所述参数。
10、根据权利要求9所述的功率因数改善变换器，其特征在于其中所述的供给电流检测部(321)检测所述转换元件(Q31)的电流回路中流过的转换电流的电流电平，作为在所述脉动电流电压的一周期中供给所述电感器(L31)的供给电流的电流电平。
11、根据权利要求9所述的功率因数改善变换器，其特征在于其中所述的供给电流检测部(321)检测流入所述直流电压生成部(D31、C31)的电流的电流电平，作为在所述脉动电流电压的一周期中供给所述电感器(L31)的供给电流的电流电平。
12、根据权利要求9所述的功率因数改善变换器，其特征在于其中所述的供给电流检测部(321)由积分器构成。
13、根据权利要求9所述的功率因数改善变换器，其特征在于其中所述的供给电流检测部(321)包括有效值检测电路、平均值检测电路和峰值检测电路的其中一个，其中，有效值检测电路求出所述脉动电流电压一周期中的供给电流的有效值，平均值检测电路求出平均值，而峰值检测电路求出峰值。
14、根据权利要求9所述的功率因数改善变换器，其特征在于其中所述的控制部(305)包括检测所述直流电压生成部(D16、C11、D21、C21、D31、C31)生成的直流电压的功率电平的功率检测部(237)，取得除以所述供给电流的电流电平而求出的电流电平作为新的参数，根据所述供给电流的电流电平和电压电平来控制所述转换电流的目标电平。
15、根据权利要求1所述的功率因数改善变换器，其特征在于其中将所述直流电压生成部(D16、C11、D21、C21、D31、C31)的一端连接到所述电感器(L11、L21、L31)和所述转换元件(Q11、Q21、Q31)的连接点，将所述转换元件(Q11、Q21、Q31)的电流回路的另一端和所述直流电压生成部(D16、C11、D21、C21、D31、C31)的另一端连接到负极，
在所述电感器(L11、L21、L31)的另一端，构成施加整流电压的升压形斩波电路。
16、根据权利要求1所述的功率因数改善变换器，其特征在于其包括将所述电感器(L21)作为初级绕组(n21)并与所述电感器(L21)进行电磁耦合的次级绕组(n22)，包括在所述次级绕组(n22)的两端上连接了直流电压生成部(D21、C21)的变压器(T)，将整流电压施加在所述电感器(L21)的另一端上。
17、根据权利要求1所述的功率因数改善变换器，其特征在于其包括将过电压保护信号供给所述控制部(106、205、305)的过电压保护部，以便在所述直流电压生成部(D16、C11、D21、C21、D31、C31)生成的直流电压的电压电平超过设定电平时降低所述转换电流的目标电平。
18、根据权利要求1所述的功率因数改善变换器，其特征在于其中所述的控制部(106、205、305)包括：
放大器(113、223、323)，比较对应于输出电压的输出电压信号的信号电平和规定的参照信号的信号电平，将两信号电平的差信号作为控制所述转换电流的目标电平的信号输出；以及
参照信号生成电路(121、222、322)，比较所述参数值和设定值，根据比较结果，将参照信号供给所述放大器(113、223、323)，以使随着所述脉动电流电压的有效值和所述直流电压生成部(D16、C11、D21、C21、D31、C31)生成的直流电压的电压值之比的增加，而降低所述转换元件(Q11、Q21、Q31)的转换电流的目标电平。
19、根据权利要求18所述的功率因数改善变换器，其特征在于其中所述的参照信号生成电路(121、222、322)具有迟滞特性。
20、根据权利要求1所述的功率因数改善变换器，其特征在于其中所述的控制部(106、205、305)包括：
放大器(113、223、323)，比较对应于输出电压的输出电压信号的信号电平和规定的参照信号的信号电平，将两信号电平的差信号作为控制所述转换电流的目标电平的信号输出；以及
参照信号生成电路(121、222、322)，有用于与所述参数值进行比较的多个设定值，每当所述参数值增大并超过所述各设定值时，将参照信号依次供给所述放大器(113、223、323)，以降低所述转换元件(Q11、Q21、Q31)的转换电流的目标电平。
21、根据权利要求20所述的功率因数改善变换器，其特征在于其中所述的参照信号生成电路(121、222、322)具有迟滞特性。
22、根据权利要求18所述的功率因数改善变换器，其特征在于从所述的参照信号生成电路(121、222、322)供给参照信号时，所述的放大器(113、223、323)根据表示所述参数值和所述差信号的信号电平变化的关系的规定的函数来输出差信号，以使所述差信号的信号电平变小。
23、根据权利要求22所述的功率因数改善变换器，其特征在于其中所述的规定的函数是将取得的参数值超过所述设定值后的时间和所述差信号的信号电平之间的关系用一次函数表示的函数。
24、根据权利要求18所述的功率因数改善变换器，其特征在于其中所述的参照信号生成电路(121、222、322)规定参照信号的信号电平，以设定与所述直流电压生成部(D16、C11、D21、C21、D31、C31)生成的直流电压对应的上限值或下限值。
25、根据权利要求1所述的功率因数改善变换器，其特征在于其中所述的控制部(106、205、305)包括：
放大器(323)，比较对应于输出电压的输出电压信号的信号电平和规定的参照信号的信号电平，并将两信号电平的差信号作为控制所述转换电流的目标电平的信号输出；以及
输出电压信号控制电路(331)，比较所述取得的参数值和设定值，在取得的参数值超过设定值时，降低对所述放大器(323)供给的输出电压信号的信号电平，以使所述转换元件(Q11、Q21、Q31)的转换电流的目标电平下降。
26、根据权利要求18所述的功率因数改善变换器，其特征在于其中所述的控制部(106、205、305)包括定时器(236)，在取得的参数值超过设定值时，使从所述参照信号生成电路(121、222、322)到所述放大器的参照信号的输出延迟规定时间。
27、一种功率因数改善变换器的控制方法，用于控制功率因数改善变换器，该功率因数改善变换器包括：
电感器(L11、L21、L31)，其被施加脉动电流电压；
转换元件(Q11、Q21、Q31)，其连接到所述电感器(L11、L21、L31)的一端，根据所述脉动电流电压转换流过所述电感器(L11、L21、L31)的电流；以及
直流电压生成部(D16、C11、D21、C21、D31、C31)，通过所述转换元件(Q11、Q21、Q31)进行转换，对所述电感器(L11、L21、L31)两端上产生的电压进行整流、平滑并生成直流电压；
其特征在于该控制方法包括：
根据所述脉动电流电压的电压电平来设定所述转换元件(Q11、Q21、Q31)的电流回路中流过的转换电流的目标电平的步骤；
对所述转换元件(Q11、Q21、Q31)进行导通、截止控制，以使所述转换电流达到目标电平的步骤；
取得因所述脉动电流电压的有效值和所述直流电压生成部(D16、C11、D21、C21、D31、C31)生成的直流电压的电压值之比的变化而变化的参数的步骤；以及
根据所述取得的参数值来控制所述设定的转换电流的目标电平的步骤。
28、根据权利要求27所述的功率因数改善变换器的控制方法，其特征在于该控制方法还包括：
检测所述电感器(L11、L21、L31)的升压量的步骤；以及
取得检测出的升压量作为参数的步骤。
29、根据权利要求27所述的功率因数改善变换器的控制方法，其特征在于该方法还包括：
检测对所述转换元件(Q11、Q21、Q31)进行导通、截止控制的控制信号的占空因数的步骤；以及
取得检测出的占空因数作为参数的步骤。
30、根据权利要求27所述的功率因数改善变换器的控制方法，其特征在于该控制方法还包括：
根据所述脉动电流电压来检测所述电感器(L11、L21、L31)中流过的电流的电流电平的步骤；以及
取得所述检测出的供给电流的电流电平作为所述参数的步骤。
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