CN1302610C

CN1302610C - Dc－dc变换器

Info

Publication number: CN1302610C
Application number: CNB028050509A
Authority: CN
Inventors: 石井卓也; 斋藤浩
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2001-12-17
Filing date: 2002-12-12
Publication date: 2007-02-28
Anticipated expiration: 2022-12-12
Also published as: US20040090215A1; EP1361649A4; CN1491476A; US7075277B2; EP1361649A1; DE60239045D1; WO2003052909A1; EP1361649B1

Abstract

简化输入电池等的直流电压、向负载提供受控制的直流电压的升/降压型的DC-DC变换器的控制方法。具有由第一开关(2)、第一整流部件(3)和电感(4)所构成的降压变换器部；由电感(4)、第二开关(5)和第二整流部件(6)所构成的升压变换器部；输出电容(7)；由误差放大电路(10)、振荡电路(11)和脉冲宽度控制电路(12)构成的控制部，来自振荡电路(11)的振荡电压Vt在降压动作模式中输入输出电压比越减小，在升压动作模式中输入输出电压比越增大，越是通过变化振荡电压Vt的上升期间或下降期间的比，与来自误差放大电路(10)的误差电压Ve相比来调整各开关的时间比，控制降压、升/降压和升压的动作。

Description

DC-DC变换器

技术领域

本发明涉及应用于各种电子设备中、输入电池等的直流电压并向负载供给受控制的直流电压的DC-DC变换器，尤其涉及可通过输入输出不反转进行升压降压的DC-DC变换器。

背景技术

作为把通过输入输出不反转(输入直流电压和输出直流电压的极性相同)对从电池等的直流电源输入的直流电压升压或降压而得到的直流电压供给负载的DC-DC变换器的已有例子，有图10的(a)和(b)所示的已有技术(参考特公昭58-40913号公报)。所谓升压是输出比输入直流电压高的输出直流电压，所谓降压则与其相反。图10(a)是表示原来的DC-DC变换器的构成的电路图，图10(b)是表示其动作的波形图。

如图10(a)所示，该DC-DC变换器上连接电压Ei的输入直流电源31，设置由第一开关32、第一二极管33和电感34构成的降压变换器部、由共有电感34的第二开关35和第二二极管36构成的升压变换器部以及输出电容37。电容37的电压Eo作为输出直流电压施加到负载38上。

如图10(b)所示，第一开关32和第二开关35按相同的切换周期T执行接通断开动作。第一开关32和第二开关35在1个切换周期的各自的接通时间的比例设为时间比率δ1、时间比率δ2。如图所示，时间比率δ1大于时间比率δ2(δ1＞δ2)。

第一开关32和第二开关35一起接通时，输入直流电源31的电压Ei施加到电感34。该施加时间是时间比率δ2与切换周期T之积(δ2·T)。此时，从输入直流电源31向电感34流过电流，存储磁性能。接着，第二开关35断开时，第二二极管36导通，向电感34施加输入直流电压Ei和输出直流电压Eo之差(Ei-Eo)。其施加时间是时间比率δ1与切换周期T之积和时间比率δ2与切换周期T之积的差(δ1·T-δ2·T)。该施加时间中，经电感34从输入直流电源31向电容37流过电流。另外，第一开关32断开时，第一二极管33导通，按相反方向向电感34施加输出直流电压Eo。其施加时间是时间(T-δ1·T)，从电感34向电容37流过电流，释放存储的磁性能。

如上所述，通过反复磁性能的存储和释放操作，从输出电容37向负载38供电。在电感34的磁性能的存储和释放均衡的稳定动作状态中，如式(1)所示，对电感34的施加电压和施加时间之积的和为零。

Ei·δ2·T+(Ei-Eo)(δ1·T-δ2·T)-Eo(T-δ1·T)＝0 (1)

整理该式，得到式(2)所示的变换特性式。

Eo/Ei＝δ1/(1-δ2) (2)

时间比率δ2为零时(δ2＝0)，输出直流电压Eo和输入直流电压Ei之比Eo/Ei为δ1(Eo/Ei＝δ1)，作为降压变换器动作。时间比率δ1为1时(δ1＝1)，比Eo/Ei为1/(1-δ2)(Eo/Ei＝1/(1-δ2))，作为升压变换器动作。通过分别控制第一和第二开关32，35的时间比率可将输入输出的电压比δ1/(1-δ2)从0设定到无限大。即，理论上，DC-DC变换器可作为能够得到任意的输入直流电压Ei到任意的输出直流电压Eo的升降压变换器动作。

上述的DC-DC变换器的控制例如由图11(a)所示的具有控制电路50的DC-DC变换器进行(参考美国专利4395675号公报)。为说明简便，图11(a)所示的电路图是将美国专利4395675号公报的图9记载的电路替换适用于图10(a)所示的构成的DC-DC变换器得到的。各部的动作波形如图11(b)所示。下面参考图11(b)说明图11(a)所示的DC-DC变换器的动作。

图11(a)中，控制电路50的基准电压源40输出基准电压Vr，施加到误差放大器41。误差放大器41比较输出直流电压Eo和基准电压Vr，输出第一误差电压Ve1。振荡电路42输出的规定周期振荡的振荡电压Vt。偏置电路44以第一误差电压Ve1为输入，向第一误差电压Ve1加上规定的偏置电压，输出第二误差电压Ve2。

图11(b)中，表示振荡电压Vt、2个误差电压Ve1，Ve2以及2个驱动信号Vg32和驱动信号Vg35的波形。第一比较器43比较第一误差电压Ve1和振荡电压Vt，第一误差电压Ve1大于振荡电压Vt(Ve1＞Vt)期间，输出为H的驱动信号Vg35(H表示逻辑电平高)。驱动信号Vg35为H时，第二开关35为接通状态，为L时，第二开关35为断开状态(L表示逻辑电平低)。第二比较器45比较第二误差电压Ve2和振荡电压Vt，第二误差电压Ve2大于振荡电压Vt(Ve2＞Vt)期间，输出为H的驱动信号Vg32。驱动信号Vg32为H时，第一开关32为接通状态，为L时，第一开关32为断开状态。

输入直流电压Ei远高于控制目标的输出直流电压Eo时，在输出直流电压Eo的稳定状态下，第一误差电压Ve1和第二误差电压Ve2降低。图11(b)中，A表示的期间中，第一误差电压Ve1一直比振荡电压Vt低时，驱动信号Vg35一直为L，第二开关35一直为断开状态。另一方面，通过第二误差电压Ve2和振荡电压Vt的比较设定的驱动信号Vg32接通断开驱动第一开关32。即，图11(b)的A期间中，作为降压变换器动作。

输入直流电压Ei具有控制目标的输出直流电压Eo附近的电压时，如图11(b)的B表示的期间中那样，第一误差电压Ve1和第二误差电压Ve2的波形都与振荡电压Vt的波形交叉。因此，第一开关32由驱动信号Vg32接通断开驱动，第二开关35由驱动信号Vg35接通断开驱动。即，图11(b)的B期间中，作为升降压变换器动作。

另外，输入直流电压Ei低于控制对象的输出直流电压Eo时，如图11(b)的C表示的期间那样，第二误差电压Ve2一直比振荡电压Vt高时，驱动信号Vg32一直为H，第一开关32一直为接通状态。另一方面，通过第一误差电压Ve1和振荡电压Vt的比较设定的驱动信号Vg35接通断开驱动第二开关35。即，图11(b)的C期间中，作为升压变换器动作。

图11(b)所示的第一开关32和第二开关35的接通断开的定时与图10(b)所示的第一开关32和第二开关35的接通断开的定时不同。该差异是由于图10和图11所示的控制电路的构成和其功能的差异造成的。DC-DC变换器的第一开关32和第二开关35的接通断开的组合基本有第一开关32和第二开关35都为接通状态、第一开关32为接通状态第二开关35为断开状态、第一开关32和第二开关35都为断开状态的3种。第一开关32为断开状态第二开关35为接通状态的情况下，电感34短路，与输入输出间的电力传输无关，因此回避该动作状态。关于如何组合上述3种动作状态，在第一开关32的接通时间占据1个切换周期的比例为δ1、第二开关35的接通时间占据1个切换周期的比例为δ2时，在流过电感34的电流不为零的条件下，输入输出电压间有下述的式(3)成立。这种情况在图10(b)的波形间表示的各开关的接通断开动作的定时中、在图11(b)的波形间表示的各开关的接通断开动作的定时中都同样。

Eo/Ei＝δ1/(1-δ2) (3)

作为可升降压的DC-DC变换器的控制方法的其他例子，有美国专利5402060号和美国专利6166527号中公开的方法。这些都是在振荡电压和误差电压的比较中向振荡电压或误差电压加上或减去偏置电压，形成驱动第一开关的驱动信号和驱动第二开关的驱动信号。

上述美国专利4395675号的DC-DC变换器中，需要多个误差电压Ve1，Ve2，存在控制电路复杂化的问题。

第一开关32和第二开关35都接通断开动作的升降压动作时，与降压动作和升压动作时相比，出现切换损耗增加的问题。为解决这些，将进行升降压动作的驱动变窄，需要将施加到误差电压上的偏置电压设为接近振荡电压的振幅的电压。但是，偏置电压为接近振荡电压的振幅的电压时，用于确保降压动作和升压动作的控制范围的误差电压的变动幅度增大。因此，控制电路的电源电压低的情况下，出现设计困难的问题。

发明内容

本发明解决上述问题，目的是提供一种可用简单结构控制升压动作、升降压动作和降压动作，并且可降低损耗的高效的DC-DC变换器。

为达到上述目的，本发明的DC-DC变换器是一种升降压型的DC-DC变换器，包括具有第一开关的降压变换器部；具有第二开关的升压变换器部；分别接通断开上述第一开关和上述第二开关的控制部，施加输入直流电压并向负载输出输出直流电压。

上述控制部包括：将上述输出直流电压与规定的电压相比并输出误差电压的误差放大电路、振荡电路和脉冲宽度控制电路。

上述振荡电路，作为在第一设定电压和比上述第一设定电压低的第二设定电压之间周期变化的振荡电压，在上述误差电压比上述第一设定电压高时，生成对应上述误差电压和上述第一设定电压之差的增加上升时间或下降时间占据上述振荡电压的1个周期的比例增加的振荡电压，在上述误差电压比上述第二设定电压低时，生成对应上述误差电压和上述第二设定电压之差的增加上升时间或下降时间占据上述振荡电压的1个周期的比例增加的振荡电压。

上述脉冲宽度控制电路比较上述误差电压和上述振荡电压，在上述误差电压和上述振荡电压不一致时，进行执行将上述第二开关固定在断开状态、接通断开上述第一开关的动作的降压动作模式的控制或进行执行将上述第一开关固定在接通状态、接通断开上述第二开关的动作的升压动作模式的控制，在上述误差电压和上述振荡电压一致时，控制上述第一开关的接通断开时间和上述第二开关的接通断开时间。以便控制执行一起接通断开上述第一开关和上述第二开关的动作的升降压动作模式。

本发明的DC-DC变换器中，上述误差放大电路构成为输出上述输出直流电压越是比上述规定的电压低越是上升、上述输出直流电压越是比上述规定的电压高越是下降的误差电压。

上述振荡电路构成为上述误差电压比上述第二设定电压低时，上述误差电压与上述第二设定电压之差越大，上升时间占据上述振荡电压的1个周期的比例越大，上述误差电压比上述第一设定电压高时，上述误差电压与上述第一设定电压之差越大，上升时间占据上述振荡电压的1个周期的比例越大。

上述脉冲宽度控制电路在上述误差电压比上述第二设定电压低时，控制执行将上述第二开关固定在断开状态的同时、在上述振荡电压的上升期间将上述第一开关设为断开状态而在此外的期间将上述第一开关设为接通状态的动作的降压动作模式。上述脉冲宽度控制电路在上述误差电压比上述第一设定电压高时，控制执行将上述第一开关固定在接通状态的同时、在上述振荡电压的上升期间将上述第二开关设为接通状态而在此外的期间将上述第二开关设为断开状态的动作的升压动作模式。另外，上述脉冲宽度控制电路在上述误差电压和上述振荡电压一致时，控制执行在上述振荡电压的上升期间内上述误差电压比上述振荡电压低的期间将上述第一开关设为断开状态、此外的期间将上述第一开关设为接通状态的动作，而在上述振荡电压的上升期间内上述误差电压比上述振荡电压高的期间将上述第二开关设为接通状态、此外的期间将上述第二开关设为断开状态的动作的升降压动作模式。

本发明的DC-DC变换器，上述振荡电路具有通过对应具有规定周期的脉冲信号充放电输出上述振荡电压的振荡电容。

上述振荡电路构成为在将上述振荡电压维持在上述第二设定电压的状态时，输入上述脉冲信号后，充电上述振荡电容，上述振荡电压到达第一设定电压时放电上述振荡电容，将上述振荡电压维持在上述第二设定电压附近，以使得上述振荡电压到达上述第二设定电压时不对上述振荡电容充放电。

本发明的DC-DC变换器，上述振荡电路构成为：作为在第一设定电压和比上述第一设定电压低的第二设定电压之间周期上升或下降的三角波形状的振荡电压，在上述误差电压比上述第一设定电压高时，生成对应上述误差电压和上述第一设定电压之差的增加周期减少的振荡电压，在上述误差电压比上述第二设定电压低时，生成对应上述误差电压和上述第二设定电压之差的增加周期减少的振荡电压。

本发明的DC-DC变换器，上述误差放大电路构成为输出上述输出直流电压越是比上述规定的电压低越是上升、上述输出直流电压越是比上述规定的电压高越是下降的误差电压。

本发明的DC-DC变换器，上述振荡电路构成为无论上述误差电压的变化如何，上述振荡电压的上升速度都一定，上述误差电压越是比上述第一设定电压高，上述振荡电压的下降速度越快，上述误差电压越是比上述第二设定电压低，上述振荡电压的下降速度越快。

上述脉冲宽度控制电路构成为在上述振荡电压的下降期间，将上述第一开关设为接通状态，将上述第二开关设为断开状态，在上述振荡电压的上升期间，在上述误差电压比上述振荡电压高时将上述第一开关和上述第二开关都设为接通状态，在上述误差电压比上述振荡电压低时将上述第一开关和上述第二开关都设为断开状态。

上述振荡电路构成为无论上述误差电压的变化如何，上述振荡电压的下降速度都一定，上述误差电压越是比上述第一设定电压高，上述振荡电压的上升速度越快，上述误差电压越是比上述第二设定电压低，上述振荡电压的上升速度越快。

上述脉冲宽度控制电路构成为在上述振荡电压的上升期间，将上述第一开关设为接通状态，将上述第二开关设为断开状态，在上述振荡电压的下降期间，在上述误差电压比上述振荡电压高时将上述第一开关和上述第二开关都设为接通状态，在上述误差电压比上述振荡电压低时将上述第一开关和上述第二开关都设为断开状态。

本发明的DC-DC变换器，上述振荡电路构成为在上述降压动作模式中，比较上述误差电压和规定的第三设定电压，上述误差电压在使上述输出直流电压降低的方向上超出上述第三设定电压时，上述误差电压和上述第三设定电压的电压差越大，上述振荡电压的周期越长。

本发明的DC-DC变换器，上述振荡电路构成为对于比上述第二设定电压低电压的第三设定电压，在上述误差电压比上述第三设定电压低时，上述误差电压和上述第三设定电压的电压差越大，上述振荡电压的周期越长。

本发明的DC-DC变换器，上述振荡电路构成为对于比上述第二设定电压低电压的第三设定电压，在上述误差电压比上述第三设定电压低时，上述误差电压和上述第三设定电压的电压差越大，上述振荡电压的下降速度越慢。

本发明的DC-DC变换器，上述振荡电路构成为对于比上述第二设定电压低电压的第三设定电压，在上述误差电压比上述第三设定电压低时，上述误差电压和上述第三设定电压的电压差越大，上述振荡电压的上升速度越慢。

本发明的DC-DC变换器，上述第三设定电压设定成上述输入直流电压越低，越接近上述第二设定电压。

本发明的DC-DC变换器，上述控制部中，在上述误差电压和上述第一设定电压的比较动作中，具有规定的滞后特性。

本发明的DC-DC变换器，上述振荡电路构成为上述误差电压比上述第一设定电压高时，上升时间占据上述振荡电压的1个周期的比例减小。

本发明的DC-DC变换器，上述控制部中，在上述误差电压和上述第二设定电压的比较动作中，具有规定的滞后特性。

本发明的DC-DC变换器，上述振荡电路构成为上述误差电压比上述第二设定电压低时，上升时间占据上述振荡电压的1个周期的比例减小。

本发明的DC-DC变换器是一种升降压型的DC-DC变换器，包括具有第一开关的降压变换器部；具有第二开关的升压变换器部；分别接通断开上述第一开关和上述第二开关的控制部，施加输入直流电压并向负载输出输出直流电压。

上述控制部比较振荡电压和对应上述输出直流电压的误差电压，在上述振荡电压和上述误差电压一致时，执行送出分别接通断开上述第一开关和上述第二开关的驱动信号的升降压动作。上述控制部在上述振荡电压和上述误差电压不一致时，执行通过上述振荡电压和上述误差电压的电压差，将上述第二开关固定于断开状态并接通断开控制上述第一开关的降压动作，或者将上述第一开关固定于接通状态并接通断开控制上述第二开关的升压动作。

上述构成的本发明的DC-DC变换器通过1个振荡电路和1个误差电压的比较可控制从升压到升降压，进而到降压，从而可简化控制部的构成。

附图说明

图1是表示本发明的实施例1的DC-DC变换器的构成的电路图；

图2是表示本发明的实施例1的DC-DC变换器的控制部的构成的电路图；

图3(a)到(c)是表示本发明的实施例1的DC-DC变换器的控制部的各部的动作的波形图；

图4是表示本发明的实施例2的DC-DC变换器的控制部的构成的电路图；

图5(a)到(c)是表示本发明的实施例2的DC-DC变换器的控制部的各部的动作的波形图；

图6是表示本发明的实施例3的DC-DC变换器的控制部的构成的电路图；

图7是表示本发明的实施例4的DC-DC变换器的控制部的构成的电路图；

图8是表示本发明的实施例5的DC-DC变换器的控制部的构成的电路图；

图9是表示本发明的实施例6的DC-DC变换器的控制部的构成的电路图；

图10(a)是表示原来的DC-DC变换器的构成的电路图；

图10(b)是表示原来的DC-DC变换器的动作的波形图；

图11(a)是表示原来的DC-DC变换器的构成的电路图；

图11(b)是表示原来的DC-DC变换器的动作的波形图。

具体实施方式

参考图1到图3说明本发明的实施例1。

图1是表示本发明的实施例1的DC-DC变换器的构成的电路图。图1中，实施例1的DC-DC变换器50包括：降压变换器部，由连接电压Ei的输入直流电源1的P沟道MOSFET构成的第一开关2、作为二极管的第一整流部3和电感4构成；升压变换器部，共用电感4、由N沟道MOSFET所构成的第二开关5和作为二极管的第二整流部6构成；输出电容7。输出电容7的两个端子之间的电压Eo作为输出直流电压施加到负载8。

第一开关2、电感4和第二开关5串联连接，连接在直流电源1的正极1A和负极1B之间。第一开关2和第二开关5都接通时，向电感4施加输入直流电压Ei。第一整流部3、电感4和第二整流部6串联连接，第一整流部3和第二整流部6都接通时，电感4的电压施加到输出电容7。

接通断开控制第一开关2和第二开关5的控制部53包括误差放大电路10、振荡电路11和脉冲宽度控制电路12。误差放大电路10检测输出直流电压Eo并输出误差电压Ve。振荡电路11输出振荡电压Vt。脉冲宽度控制电路12输入误差电压Ve和振荡电压Vt，输出接通断开驱动第一开关2的驱动电压Vg2和接通断开驱动第二开关5的驱动电压Vg5。

图2是表示控制部53的误差放大电路10、振荡电路11和脉冲宽度控制电路12的详细构成的电路图。

图2中，误差放大电路10具有对基准电压源100、输出直流电压E0进行分压的2个串联连接的电阻101，102；比较基准电压源的电压Er和检测电压、放大比较结果的误差来输出误差信号Ve的误差放大器103。

振荡电路11具有含有静电电容C的振荡电容110和恒流电路111，具有用流向恒流电路111的恒定电流11充电振荡电容110的PNP晶体管112和PNP晶体管113构成的电流镜电路。具有对输入直流电压Ei分压并输出第一设定电压E1和第二设定电压E2的电阻114、二极管115和电阻116的串联电路。还具有放电振荡电容110的NPN晶体管117和NPN晶体管118构成的电流镜电路。具有在第一设定电压E1的输出点上连接基极端子的NPN晶体管130。该NPN晶体管130的发射极端子与误差放大器103的输出端子之间连接电阻131。

PNP晶体管132和PNP晶体管133构成的电流镜电路构成为将流过电阻113的电流供给NPN晶体管117和NPN晶体管118构成的电流镜电路。PNP晶体管134向其基极端子施加第二设定电压E2，集电极端子连接NPN晶体管117的基极端子。PNP晶体管134的发射极端子和误差放大器103的输出端子之间连接电阻135。比较器136比较第一设定电压E1和振荡电容110的电压Vt。比较器137比较第二设定电压E2和振荡电容110的电压Vt。向或非电路138输入比较器136的输出，或非电路139与或非电路138一起构成触发器。

时钟信号源140向或非电路139输出周期T的单步脉冲。P沟道MOSFET141由或非电路138的输出Vx驱动，短路PNP晶体管112和PNP晶体管113构成的电流镜电路的发射极-基极。输入或非电路138的输出Vx和比较器137的输出的或非电路142的输出施加到N沟道MOSFET143的栅极，驱动它。

经N沟道MOSFET143和连接其的电阻144，振荡电容放电。将或非电路139的输出施加到栅极并驱动的N沟道MOSFET145短路NPN晶体管117和NPN晶体管118构成的电流镜电路的基极-发射极。

脉冲宽度控制电路12具有比较误差放大器103的输出电压Ve和振荡电容110的电压Vt的比较器120。该比较器120的输出Vy和或非电路139的输出输入或电路121。比较器120的输出Vy和或非电路138的输出Vx输入与电路122。或电路121的输出经反相器123输入第一开关2。为第一开关2的驱动电压Vg2。与电路122的输出是第二开关5的驱动电压Vg5。

下面说明如上所述构成的实施例1的DC-DC变换器的动作。

通过控制部53按相同的切换周期T接通断开动作。

作为第一开关2和第二开关5在1个切换周期的各自的接通时间的比例的时间比率分别设为δ1、δ2。第二开关5为接通状态的期间第一开关2也为接通状态，时间比率δ1大于时间比率δ2(δ1＞δ2)。为方便说明，不考虑第一整流部和第二整流部的接通状态的正方向的压降。

首先，第一开关2和第二开关5一起为接通状态时，输入直流电源1的电压Ei施加到电感4。该施加时间是时间比率δ2与切换周期T之积(δ2·T)。此期间，从输入直流电源1向电感4流过电流，存储磁性能。

接着，第一开关2和第二开关5一起为断开状态时，第一整流部3和第二整流部6为接通状态，按相反方向向电感4施加输出直流电压Eo。施加时间用从周期T减去时间比率δ1与周期T之积的值(T-δ1·T)表示，从电感4向输出电容7流过电流，释放存储的磁性能。

最后，第一开关2为接通状态并且第二开关5为断开状态时，第二整流部6为导通状态，向电感4施加输入直流电压Ei和输出直流电压Eo之差的电压(Ei-Eo)。该期间用(δ1·T-δ2·T)表示，经电感4从输入直流电源1向输出电容7流过电流。

如上所述，通过反复磁性能的存储和释放操作，从输出电容7向负载8供电。在电感4的磁性能的存储和释放均衡的稳定动作状态中，电感4的施加电压和施加时间之积的和为零，因此下式(4)成立。

Ei·δ2·T+(Ei-Eo)(δ1·T-δ2·T)-Eo(T-δ1·T)＝0 (4)

整理上述式(4)，得到下面式(5)所示的变换特性式。

Eo/Ei＝δ1/(1-δ2) (5)

从上述的式(5)的变换特性式可知，通过控制时间比率δ1、δ2，理论上可从输入直流电压Ei得到任意的输出直流电压Eo，DC-DC变换器可用作升降压变换器动作。

第二开关5一直为断开状态的时间比率δ2为零时(δ2＝0)，如下面的式(6)所示，为作为降压变换器动作的降压动作模式。

Eo/Ei＝δ1 (6)

第一开关2一直为接通状态的时间比率δ1为1时(δ1＝1)，如下面的式(7)所示，为作为升压变换器动作的升压动作模式。

Eo/Ei＝1/(1-δ2 (7)

从图3(a)到(c)是表示图2所示的控制部53的各部的的波形的图。图3(a)到(c)中，表示来自时钟信号源140的脉冲输出Vc、振荡电容110的振荡电压Vt、来自误差放大电路10的误差电压Ve、或非电路138的输出Vx、脉冲宽度控制电路12的比较器120的输出Vy、或电路121的输出V121以及第二开关5的驱动电压Vg5的波形。另外，图3中，不表示第一开关2的驱动电压Vg2，而表示作为其反转电压的或电路121的输出V121是由于下面的理由。

第一开关2是P沟道MOSFET，因此施加到栅极的驱动电压Vg2为L(逻辑电平的低)时接通，为H(逻辑电平的高)时断开。因此，表示接通断开状态的波形的含义与像通常的开关那样的L为断开、H为接通时相反，恐怕引起混乱。图2中取比较器120的输出Vy和或非电路139的输出的逻辑非与来作为驱动电压Vg2，但为容易理解，图3表示出或电路121的输出V121，作为或电路121和反相器123组成的构成。即，图3中，通过表示或电路121的输出V121，第一开关2的接通断开状态为由H表示接通、由L表示断开，可容易理解。图3的(a)表示振荡电压Vt大于误差电压Ve的情况，(b)表示振荡电压Vt和误差电压Ve交叉的情况，即存在一致性的情况，(c)表示振荡电压Vt小于误差电压Ve的情况。

参考图2和图3说明控制部53的动作。为方便说明，二极管的正方向的压降，即处于接通状态的NPN晶体管的基极-发射极间的电压与PNP晶体管的基极-发射极间的电压相等，用电压Vd表示它。电压Vd等于第一设定电压与第二设定电压之差。

关于误差放大电路10输出的误差电压Ve，在用电阻102分压输出直流电压Eo而检测出的电压高于基准电压源100的基准电压Er时，误差电压Ve下降，在低于基准电压源100的基准电压Er时，误差电压Ve上升。即，输入直流电压Ei增高或负载8减轻而使输出直流电压Eo上升时，误差电压Ve下降。相反，输入直流电压Ei降低或负载8加重而使输出直流电压Eo下降时，误差电压Ve上升。图3的(a)表示误差电压Ve低于振荡电压Vt的状态，是输入直流电压Ei高于输出直流电压Eo的情况。图3的(b)表示误差电压Ve和振荡电压Vt的波形交叉的状态，是输入直流电压Ei接近输出直流电压Eo的情况。图3的(c)表示误差电压Ve高于振荡电压Vt的状态，是输入直流电压Ei低的情况。

振荡电路11的振荡电容110在第一设定电压E1和第二设定电压E2(E2＜E1)之间充放电，输出振荡电压Vt，该充电期间从接收来自时钟信号源140的脉冲信号Vc开始。

首先，或非电路139输出L，与或非电路139组合构成触发器的或非电路138的输出为H。因此FET141为断开状态，恒流源111的电流I1经PNP晶体管112和PNP晶体管113的电流镜电路流向振荡电容110，充电振荡电容110。FET143为断开状态，因此不进行电阻144的放电。但是，FET145为断开状态，因此通过NPN晶体管117和NPN晶体管118的电流镜电路的放电电流由误差电压Ve决定。

如图3(b)所示，误差电压Ve在第一设定电压E1和第二设定电压E2之间时，NPN晶体管130和PNP晶体管134都为断开状态。因此，从振荡电容110放电的电流不经过NPN晶体管117和NPN晶体管118构成的电流镜电路，振荡电容110用恒留I1充电。因此，振荡电容110的充电速度，即振荡电压Vt的上升速度一定。

如图3(a)所示，误差电压Ve低于第二设定电压E2时，PNP晶体管134为断开状态，但NPN晶体管130为接通状态，向电阻131流过电流。向电阻131施加从第一设定电压E1减去电压Vd和误差电压Ve得到的电压(E1-Vd-Ve)。第二设定电压E2等于第一设定电压E1与电压Vd之差(E2＝E1-Vd)，因此电阻131的电阻值为R131时，向电阻131流过的电流为用式(E2-Ve)/R131计算得到的值。该电流从振荡电容110流经包含PNP晶体管132和PNP晶体管133的电流镜电路以及包含NPN晶体管117和NPN晶体管118的电流镜电路，振荡电容110放电。但是该电流设定成即便电压Ve为最低时也不大于恒流I1。因此振荡电容110用下式(8)表示的电流I131充电。

I131＝I1-(E2-Ve)/R131 (8)

误差电压Ve越比第二设定电压E2小，充电电流I131越减少，振荡电容110的充电速度，即振荡电压Vt的上升速度变慢。

如图3(c)所示，误差电压Ve高于第一设定电压E1时，NPN晶体管130为断开状态，但PNP晶体管134为接通状态，向电阻135流过电流。向电阻135施加用式(Ve-(E2+Vd))表示的电压。第一设定电压E1等于第二设定电压E2与电压Vd之和(E1＝E2+Vd)，因此电阻135的电阻值为R135时，向电阻135流过的电流为用式(Ve-E1)/R135表示的值。该电流流经包含NPN晶体管117和NPN晶体管118的电流镜电路，振荡电容110放电。但是该电流设定成即便误差电压Ve为最高时也不大于恒流I1。因此振荡电容110用下式(9)表示的电流I135充电。

I135＝I1-(Ve-E1)/R135 (9)

误差电压Ve越比第一设定电压E1大，充电电流I135越减少，振荡电容110的充电速度，即振荡电压Vt的上升速度变慢。

进行振荡电容110的充电，振荡电压Vt到达第一设定电压E1时，比较器136的输出为H，触发器的或非电路138的输出Vx为L。同时，或非电路139的输出Vx为H。输出Vx为L时的FET141为接通状态，PNP晶体管113为断开状态，停止对振荡电容110的充电电流。或非电路142的输出为H，因此FET143为接通状态，用电阻144放电振荡电容110。从或非电路139接收H的输出的FET145为接通状态。因此，NPN晶体管118为断开状态，停止NPN晶体管118对振荡电容110的放电。因此，振荡电容110仅经电阻144放电，振荡电压Vt下降。

进行振荡电容110的放电，振荡电压Vt到达第二设定电压E2时，比较器137的输出为H，或非电路142的输出为L，因此FET143为断开状态，停止振荡电容110的放电。该状态下，振荡电容110不充电也不放电，振荡电压Vt维持比第二设定电压E2稍低的电压。该状态中，等待从时钟信号源140输入下一脉冲信号。输入来自时钟信号源140的脉冲信号时，反转或非电路138和或非电路139构成的触发器的输出。由此，再次开始充电。

如上所述，振荡电容110在第一设定电压E1和第二设定电压E2之间充放电，输出振荡电压Vt。第一实施例的情况下，第一设定电压E1和第二设定电压E2的电位差为Vd，因此振荡电压Vt的上升期间Tc由下式(10)～(12)表示。

Ve＜E2时

Tc＝C·R131·Vd/(E2-Ve) (10)

E2≤Ve≤E1时

Tc＝C·Vd/I1 (11)

Ve＞E1时

Tc＝C·R135·Vd/(Ve-E1) (12)

在脉冲宽度控制电路12中，比较器120的输出Vy和或非电路139的输出输入或电路121得到的逻辑或的输出V121输入反相器123并反转，得到输出的驱动电压Vg2。驱动电压Vg2为H是在输出Vx为H的振荡电压Vt的上升期间中，并且是输出Vy为L的电压Ve比振荡电压Vt小的期间(Ve＜Vt)。即，第一开关2为断开状态仅在振荡电压Vt的上升期间内的上述(Ve＜Vt)的期间。

另一方面，比较器120的输出Vy和或非电路139的输出输入与电路122，得到作为逻辑与的驱动电Vg5。驱动电压Vg5为H是在输出Vx为H的振荡电压Vt的上升期间中，并且是输出Vy为H的电压Ve比电压Vt大的期间(Ve＞Vt)。即，第二开关5为接通状态仅在振荡电压Vt的上升期间内的上述(Ve＞Vt)的期间。

如图3(a)所示，输入直流电压Ei高于输出直流电压Eo、误差电压Ve低于振荡电压Vt时，比较器120的输出Vy一直为L，因此驱动电压Vg5也一直为L，第二开关5一直为断开状态。另一方面，或电路121的输出V121，即驱动电压Vg2的反转电压在振荡电压Vt的上升期间中为L，因此第一开关2在振荡电压Vt的上升期间中为断开状态，在其他期间为接通状态。该第一开关2为断开状态的断开期间(1-δ1)T用下式(13)表示。

(1-δ1)T＝Tc＝C·R131·Vd/(E2-Ve) (13)

此时，实施例1的DC-DC变换器为按下式(14)表示的时间比率δ1动作的降压动作模式。

δ1＝1-C·R131·Vd/(E2-Ve)/T (14)

第一开关2的时间比率δ1随着误差电Ve越低而越小。通过控制成输入直流电压Ei越高，误差电压Ve越低，时间比率δ1越小，可稳定输出直流电压Eo。

如图3(b)所示，输入直流电压Ei的值接近输出直流电压Eo的值、误差电压Ve的波形与振荡电压Vt的波形交叉时，即误差电压Ve与振荡电压Vt一致时，振荡电压Vt的上升期间Tc内，仅误差电压Ve大于振荡电压Vt时(Ve＞Vt)第二开关5为接通状态。振荡电压Vt的上升期间Tc内，仅误差电压Ve小于振荡电压Vt时(Ve＜Vt)第一开关2为断开状态。振荡电压Vt的上升期间Tc内，(Ve＞Vt)的期间由式C(Ve-E2)/I1表示，Ve＜Vt的期间由式C(E1-Ve)/I1表示。因此，实施例1的DC-DC变换器是第一开关2按下式(15)表示的时间比率δ1接通断开动作、第二开关5按下式(16)表示的时间比率δ2接通断开动作的升降压动作模式。

δ1＝1-C(E1-Ve)/I1/T (15)

δ2＝C(Ve-E2)/T (16)

输入直流电压Ei越高，误差电压Ve越低，第一开关2的时间比率δ1减小的同时第二开关5的时间比率δ2也减小。因此，可进行稳定输出直流电压Eo的控制。

如图3(c)所示，输入直流电压Ei低于输出直流电压Eo、误差电压Ve高于振荡电压Vt时，比较器120的输出Vy一直在H。因此，或电路121的输出V121，即驱动电压Vg2的反转电压一直为H，第一开关2一直为接通状态。驱动电压V5在振荡电压Vt的上升期间为H，因此第二开关5仅在振荡电压Vt的上升期间为接通状态。第二开关5为接通状态的接通期间δ2·T用下式(17)表示。

δ2·T＝Tc＝C·R135·Vd/(Ve-E1) (17)

此时，实施例1的DC-DC变换器是按下式(18)表示的时间比率δ2动作的升降压动作模式。

δ2＝C·R135·Vd/(Ve-E1)/T (18)

决定第二开关5的接通期间的时间比率δ2随着误差电压Ve越上升越增大。输入直流电压Ei越低，误差电压Ve越上升，时间比率δ2增大。因此，可进行稳定输出直流电压Eo的控制。

如上所述，实施例1的DC-DC变换器通过比较1个振荡电压Vt和1个误差电压送出接通断开动作第一开关和第二开关的2个驱动信号。从而，可控制降压动作、升降压动作、升压动作。

上述实施例1中，说明了误差放大电路11的输出的误差电压Ve在输出直流电压Eo上升时下降，相反在输出直流电压Eo下降时上升的情况。但是本发明不限于该动作，也可通过逆转驱动信号Vg2和Vg5进行与上述动作相反的动作。该情况下，也与本发明实施例1的DC-DC变换器同样动作。

本发明实施例1的DC-DC变换器中，是通过用电阻114、二极管115和电阻116电压分割输入直流电压Ei得到第一设定电压E1和第二设定电压E2的结构。实施例1中，这种结构是由于对于输入直流电压Ei的变动，在高电位侧和低电位侧可确保用于电流镜电路的电压，同时可固定振荡电压Vt的振幅。但是，使用各自的基准电压源当设定第一和第二设定电压也不改变本发明的效果，本发明不限于电压分割方法。

本发明实施例1的DC-DC变换器的控制方法中，误差电压Ve越高于第一设定电压E1或误差电压Ve越低于第二设定电压E2，振荡电压Vt的上升时间越长。另一方面，误差电压Ve在第二设定电压E2以上并且在第一设定电压E1以下时(E2≤Ve≤E1)将振荡电压Vt的上升时间固定为最小值。但是，本发明不限于上述控制方法。例如，设置具有第一设定电压E1和第二设定电压E2之间的电压的另外的设定电压Ex，比较误差电压Ve和设定电压Ex，误差电压Ve和设定电压Ex相等时(Ve＝Ex)振荡电压Vt的上升时间最小，随着误差电压Ve和设定电压Ex的电位差越大，振荡电压Vt的上升时间越长的结构也包含在本发明中。

本发明实施例1的DC-DC变换器中，规定了通过来自时钟信号源140的脉冲信号充电振荡电容110的定时，但可以是在本发明的DC-DC变换器外部设置时钟信号源140的结构。即，本发明实施例1的DC-DC变换器中，为设置接收外部信号的接收部件的结构，可作为与该外部信号同步地动作的外部同步型的DC-DC变换器动作。实施例1的DC-DC变换器中，通过误差电压Ve变化控制振荡电压Vt的上升时间，但可通过误差电压Ve变化控制下降时间。这种情况在第三实施例到第六

实施例中同样如此。

实施例2

参考图4和图5说明本发明的实施例2的DC-DC变换器。

图4是表示本发明的实施例2的DC-DC变换器的控制部53A的构成的电路图。控制部53A替代控制部53组装到图1所示的变换器部50中，构成实施例2的DC-DC变换器。实施例2的DC-DC变换器的控制部53A中，误差放大电路10和脉冲宽度控制电路12与实施例1的DC-DC变换器的控制部53相同。下面详细说明振荡电路11A，除部分外，与上述控制部53的振荡电路11相同。图4中，对于与实施例1相同功能和构成的要素加上相同符号，省略说明。

图4所示的实施例2的DC-DC变换器的控制部53A的振荡电路11A中，设置供给恒流I2的恒流电路146。恒流电路146向包含NPN晶体管117和NPN晶体管118的电流镜电路供给电流。替代图2的时钟信号源140，而把比较器137的输出输入构成触发器的或非电路139。连接在NPN晶体管117的基极发射极之间的N沟道MOSFET145的栅极上输入或非电路138的输出。图2的或非电路142、N沟道MOSFET143和电阻144不设置在图4的振荡电路11A中。控制部53A的其他构成与上述控制部53相同。关于如上构成的实施例2的DC-DC变换器，参考图1和图4说明。DC-DC变换器具有下式(19)表示的变换特性。

Eo/Ei＝δ1/(1-δ2) (19)

第二开关5一直为断开状态的时间比率δ2为零(δ2＝0)时，式(19)为下面的式(20)，为用作降压变换器的降压动作模式。

Eo/Ei＝δ1 (20)

第一开关2一直为接通状态的时间比率δ1为1(δ1＝1)时，式(19)为下面的式(21)，为用作升压变换器的升压动作模式。

Eo/Ei＝1/(1-δ2) (21)

如上的实施例2中，关于输入输出的变换特性式，与上述的实施例1相同。

图5(a)到(c)是图4所示的控制部53A的各部分的波形图。图5(a)到(c)中，表示振荡电压Vt、误差电压Ve、或非电路138的输出Vx、比较器120的输出Vy、或电路121的输出V121，即第一开关2的驱动电压Vg2的反转电压以及第二开关5的驱动电压Vg5的波形。另外，图5的(a)表示振荡电压Vt大于误差电压Ve的情况，(b)表示振荡电压Vt和误差电压Ve交叉的情况，(c)表示振荡电压Vt小于误差电压Ve的情况。

参考图5(a)到(c)说明图4所示的控制部53A的动作。

从误差放大电路10输出的误差电压Ve与实施例1的DC-DC变换器同样，在输入直流电压Ei增高或负载8减轻而使输出直流电压Eo上升时下降。相反，输入直流电压Ei降低或负载8加重而使输出直流电压Eo下降时，误差电压Ve上升。图5的(a)表示输入直流电压Ei高于输出直流电压Eo、误差电压Ve低于振荡电压Vt的状态。图5的(b)表示输入直流电压Ei接近输出直流电压Eo、误差电压Ve和振荡电压Vt的波形交叉的状态。图5的(c)表示输入直流电压Ei低于输出直流电压Eo、误差电压Ve高于振荡电压Vt的状态。

振荡电路11A的振荡电容110在第一设定电压E1和第二设定电压E2(E2＜E1)之间充放电，输出振荡电压Vt。该振荡电压Vt通过经包含PNP晶体管112和PNP晶体管113的电流镜电路将恒流源111的电流I1供给振荡电容110，对其充电而上升，其上升速度一定。该充电期间，比较器136和比较器13的输出都为L，输入2个L的输出信号的包含或非电路138、139的触发器的输出是或非电路138的输出Vx为H、或非电路139的输出为L。H的信号Vx将FET145设为接通状态，将放电振荡电容110的NPN晶体管118设为断开状态。振荡电容110的静电电容为C时，充电期间，即振荡电压Vt的上升期间Tc用下式(22)表示。

Tc＝C(E1-E2)/I1＝C·Vd/I1 (22)

振荡电容110的电压Vt到达第一设定电压E1时，比较器136的输出为H，形成触发器的或非电路138的输出Vx为L，或非电路139的输出反转为H。L的输出Vx把FET141设为接通状态，把PNP晶体管113设为断开状态，同时把FET145设为断开状态，把NPN晶体管118设为接通状态。因此，振荡电容110放电。流过与NPN晶体管117组合构成电流镜电路的NPN晶体管118的放电电流为来自恒流电路146的恒流I2和PNP晶体管133及PNP晶体管134的集电极电流之和。振荡电压Vt的下降期间由误差电压Ve如下设定。

首先如图5(a)所示，误差电压Ve小于第二设定电压E2时，向电阻131施加从第一设定电压E1减去电压Vd和误差电压Ve的电压(E1-Vd-Ve)。从第一设定电压E1减去电压Vd的电压等于第二设定电压E2(E1-Vd＝E2)，因此电阻131的电阻值为R131时，从NPN晶体管130流向电阻131的电流为用式(E2-Ve)/R131表示的值。该电流通过PNP晶体管132和PNP晶体管133的电流镜电路供给NPN晶体管117的基极端子，与一定的电流I2一起构成振荡电容110的放电电流。此时的放电期间，即振荡电压Vt的下降期间Td1用下式(23)表示，从第二设定电压E2减去误差电压Ve的电压(E2-Ve)越大，其越短。

Td1＝C·Vd/{I2+(E2-Ve)/R131) (23)

接着如图5(b)所示，电压Ve大于第二设定电压E2小于第一设定电压时(E2≤Ve≤E1)，NPN晶体管130和PNP晶体管134都为断开状态。因此，振荡电容110的放电电流仅为I2。此时的放电期间，即振荡电压Vt的下降期间Td2用下式(24)表示，不依赖误差电压Ve。

Td2＝C·Vd/I2 (24)

另外，如图5(c)所示，误差电压Ve大于第一设定电压E1时(Ve＞E1)，向电阻135施加用式(Ve-(E2+Vd))表示的电压。第二设定电压E2和电压Vd之和等于第一设定电压E1(E2+Vd＝E1)，因此设电阻135的电阻为R135时，从PNP晶体管134项电阻135流过的电流为用式(Ve-E1)/R135表示的值。该电流供给晶体管117的基极端子，以一定电流I2一起成为振荡电容110的放电电流。此时的放电期间，即振荡电压Vt的下降期间Td3用下式(25)表示，从电压Ve减去第一设定电压E1的电压(Ve-E1)越大，该下降期间越短。

Td3＝C·Vd/{I2+(Ve-E1)/R135} (25)

脉冲宽度控制电路12的动作与实施例1同样，第一开关2为断开状态仅在振荡电压Vt的上升期间内电压Ve小于振荡电压Vt的期间(Ve＜Vt)。第二开关5为断开状态仅在振荡电压Vt的上升期间内电压Ve大于振荡电压Vt的期间(Ve＞Vt)。

输入直流电压Ei高于输出直流电压、如图5所示误差电压Ve低于振荡电压Vt的情况下，比较器120的输出Vy一直为L，因此驱动电压Vg5一直为L，第二开关5一直为断开状态。另一方面，作为驱动电压Vg2的反转电压的或电路121的输出V121在振荡电压Vt的上升期间为L、在振荡电压Vt的下降期间为H。因此，第一开关2在振荡电压Vt的上升期间Tc中为断开状态，在下降期间Td1中为接通状态。由此，实施例2的DC-DC变换器为第一开关2按接通期间δ1·T(＝Td1)、断开期间(1-δ1)T(＝Tc)接通断开动作的降压动作模式。此时，如上所述作为第一开关2的接通期间的下降期间Td1随着误差电压Ve越降低而越减小。输入直流电压Ei越高，误差电压Ve越降低，通过缩短第一开关2的接通期间δ1T可进行稳定输出直流电压Eo的控制。

输入直流电压E接近输出直流电压Eo、如图5所示误差电压Ve与振荡电压Vt的波形交叉的情况下，振荡电压Vt的上升期间Tc内，仅电压Ve大于振荡电压Vt(Ve＞Vt)第二开关5为接通状态。振荡电压Vt的上升期间Tc内，电压Ve为大于振荡电压Vt(Ve＞Vt)的状态的期间用下式(26)表示。

Tc(Ve-E2)/(E1-E2)＝Tc(Ve-E2)/Vd (26)

电压Ve为小于振荡电压Vt(Ve＞Vt)的状态的期间用下式(27)表示．

Tc(E1-Ve)/(E1-E2)＝Tc(E1-Ve)/Vd (27)

因此，实施例2的DC-DC变换器的上述动作是第一开关2按下式(28)和式(29)表示的接通期间δ1·T和断开期间(1-δ1)T接通断开动作、第二开关5按下式(30)和式(31)表示的接通期间δ2·T和断开期间(1-δ2)T接通断开动作的升降压动作模式。

δ1·T＝Td2+Tc(Ve-E2)/Vd (28)

(1-δ1)T＝Tc(E1-Ve)/Vd (29)

δ2·T＝Tc(Ve-E2)/Vd (30)

(1-δ2)T＝Td2+Tc(E1-Ve)/Vd (31)

切换周期T为上升期间Tc和下降期间Td2之和(T＝Tc+Td2)，是一定的。输入直流电压Ei越高，误差电压Ve越低。

通过缩短第一开关2的接通期间δ1·T的同时缩短第二开关5的接通期间δ2·T可进行稳定输出直流电压Eo的控制。

如图5(c)所示，输入直流电压Ei低、误差电压Ve高于振荡电压Vt的情况下，比较器120的输出Vy一直为H，因此或电路121的输出V121一直为H，第一开关2一直为接通状态。另一方面，驱动电压Vg5在振荡电压Vt的上升期间为H、在振荡电压Vt的下降期间为L，因此第二开关5在振荡电压Vt的上升期间Tc为接通状态、在下降期间Td3为断开状态。因此，实施例2的DC-DC变换器的上述动作是第二开关2按接通期间δ2·T(＝Tc)、断开期间(1-δ2)T(＝Td3)接通断开动作的升压动作模式。第二开关5的接通期间δ2·T(＝Tc)一定，但断开期间(1-δ2)T(＝Td3)如上所述随着误差电压Ve越上升越减小。输入直流电压Ei越降低，误差电压Ve越升高。通过缩短第二开关2的断开期间(1-δ2)T可进行稳定输出直流电压Eo的控制。

如上所述，实施例2的DC-DC变换器中，也通过比较1个振荡电压波形和1个误差电压来送出接通断开动作第一开关和第二开关的2个驱动信号，借此，可控制降压动作、升降压动作和升压动作。

实施例2的DC-DC变换器中，进行频率变动型的控制。即，降压动作模式中，输入直流电压Ei越是高于输出直流电压Eo，切换频率越高，升压动作模式中，输入直流电压Ei越是低于输出直流电压Eo，切换频率越高。2个开关接通断开动作的升降压动作模式中，切换频率最低。通过进行频率变动型的控制，可降低在频率固定型的情况下增大的升降压动作模式的切换损耗。

实施例2的DC-DC变换器中，通过误差电压Ve变化振荡电压Vt的下降期间来进行控制，但与实施例1的DC-DC变换器同样，可通过误差电压Ve变化振荡电压Vt的上升期间来进行控制。

实施例3

图6是本发明的实施例3的DC-DC变换器的控制部53B的框图和电路图。将图1所示的变换器部50的控制部53用上述的控制部53B替代，构成实施例3的DC-DC变换器。图6中，误差放大电路10和脉冲宽度控制电路12与图2或图4的相同，用框图表示。振荡电路11B中，具有与图4所示的振荡电路11A相同功能、构成的要素附加相同符号，省略其说明。实施例3的DC-DC变换器的控制部53B与图4所示的实施例2的DC-DC变换器的控制部53A不同的是振荡电路11B中，对上述图4的振荡电路11A附加电路C1。下面说明电路C1的构成。

电路C1中，低于第二设定电压E2的第三设定电压E3施加到PNP晶体管161的基极。PNP晶体管161的发射极上经电阻162施加直流电源1的输入电压Ei。PNP晶体管161的发射极连接NPN晶体管163的基极，NPN晶体管163的发射极上经电阻164从误差放大电路10施加误差电压Ve。NPN晶体管163的集电极上经PNP晶体管165施加输入直流电压Ei。晶体管165和166构成电流镜电路，公共连接的基极端子连接晶体管165的集电极。晶体管166的发射极连接NPN晶体管167的集电极端子和基极端子。晶体管167和NPN晶体管168构成电流镜电路.晶体管168的集电极端子连接振荡电容110，振荡电容110经晶体管168放电。栅极端子连接或非电路139的输出端，用或非电路139的输出驱动的N沟道MOSFET169连接在晶体管167和晶体管168的基极—集发射极之间。

如上构成的实施例3的DC-DC变换器的动作参考图1和图6来说明。误差电压Ve高于第三设定电压E3时，与上述实施例2的DC-DC变换器同样。说明负载8减轻，输出电流减小，误差电压Ve低于第三设定电压E3的情况。

像升降压型的DC-DC变换器等那样，反复磁性能向电感的存储和释放的切换变换器在输出电流大到某程度时流过电感的电流不为零。这种动作叫作电流连续模式。例如升降压动作模式的输入输出电压的关系用式(Eo＝δ1·Ei)是在电流连续模式的情况下。降压动作模式的情况下输出电流减小时，流过电感的电流在第一开关2的断开期间中减少，变为零，第一整流部3为断开状态。这样，具有流过电感的电流为零的期间的动作叫作电流不连续模式。电流不连续模式中，表示降压动作模式的输入输出电压的关系的式(Eo＝δ1·Ei)不成立。为稳定输出直流电压Eo，输出电流越是减小，第一开关2的接通期间(δ1·T)必须越是减小。本发明的实施例3的DC-DC变换器中，进行降低误差电压Ve的动作。这在升压动作模式和升降压动作模式中也同样。

输出电流小的情况下产生的切换变换器的电力损耗主要是在开关接通时产生的切换损耗。为减少该切换损耗并提高切换变换器的效率，输出电流小的情况下，可降低切换频率。

上述实施例2的DC-DC变换器的情况下，输入直流电压Ei低于输出直流电压Eo时，按升压动作模式或降压动作模式动作。该状态下输出电流减小，成为电流不连续模式时，误差电压Ve降低，但保持切换频率设定得低的升降压动作模式。但是，输入直流电压Ei高于输出直流电压Eo并且输出电流减小成为电流不连续模式时，降压动作模式中误差电压Ve降低。此时，由于切换频率增高，出现效率降低的问题。

具有图6所示的控制部53B的实施例3的DC-DC变换器的特征是尤其在降压动作模式的轻负载时，随着误差电压Ve降低，使切换频率降低。下面说明该动作。

基极端子上施加第三设定电压E3的晶体管161把晶体管163的基极端子的电压固定成第三设定电压E3加上晶体管161的发射机—基极电压Vd的电压(E3+Vd)。误差电压Ve降低并且降低第三设定电压E3时，作为晶体管163的基极—发射机间电压，产生电压Vd，经电阻162供给基极电流的晶体管163位导通状态。因此，晶体管163的发射极端子的电压大体等于第三设定电压E3。电阻164上施加第三设定电压E3和误差电压Ve的差电压(E3-Ve)。设电阻164的电阻值为R164时，经晶体管163流向电阻164的电流I4用下式(32)表示。

I4＝(E3-Ve)/R164 (32)

该电流I4成为流经晶体管165和晶体管166的电流镜电路和晶体管167和晶体管168的电流镜电路的振荡电容110的放电电流。FET169在或非电路139的输出为H时接通，把晶体管167和晶体管168的电流镜电路置于断开状态。即，晶体管168位接通状态放电电流I4流过是在或非电路139的输出为L的振荡电压Vt的上升期间中。把放电电流I4设置成比来自晶体管113的充电电流I3小。振荡电压Vt的上升期间的充电电流是充电电流I1和放电电流I4之差(I1-I4)。

放电电流I4随着误差电压Ve越是比第三设定电压E3低而越增大。因此，振荡电压Vt的上升期间的充电电流随着误差电压Ve越是比第三设定电压E3低而越是减小。从而振荡电压Vt的上升期间，即降压动作模式的第一开关2的断开期间随着误差电压Ve越是比第三设定电压E3低而越加长，结果切换频率降低。

如上，在本发明的实施例3的DC-DC变换器中，除上述实施例2说明的特征外，在降压动作模式中，负载减轻并且输出电流减小的情况下，随着误差电压Ve降低，切换频率降低，因此切换损耗减少，得到有效提高效率的效果。

实施例4

图7是本发明的实施例4的DC-DC变换器的控制部53C的电路图。将图1所示的变换器部50的控制部53用上述的控制部53C替代，构成实施例4的DC-DC变换器。图7中，具有与图6所示的实施例3的DC-DC变换器的控制部53B相同功能、构成的要素附加相同符号，省略其说明。实施例4的DC-DC变换器的控制部53C与图6所示的实施例3的DC-DC变换器的控制部53B不同的是振荡电路11C中，对上述图6的振荡电路11B附加电路C2。下面说明电路C2的构成。

集电极端子连接输入电压Ei的直流电源1的NPN晶体管170的基极端子连接电阻114和二极管115的连接点。晶体管170的发射极端子经电阻171连接晶体管161的基极和NPN晶体管172的集电极端子。晶体管172和NPN晶体管173构成电流镜电路，晶体管173的集电极端子与其基极端子连接的同时，经电阻174连接直流电源1。

电阻114和电阻116的电阻值相等时，第一设定电压E1和第二设定电压E2分别用式(33)、(34)表示。

E1＝(Ei+Vd)/2 (33)

E2＝(Ei-Vd)/2 (34)

如实施例2说明的那样，电流连续模式中的第一开关2的接通期间δ1·T和断开期间(1-δ1)·T分别用下式(35)(36)表示。

δ1·T＝Td1＝C·Vd/{(I2+(E2-Ve)/R131) (35)

(1-δ1)T＝Tc＝C·Vd/I1 (36)

时间比率δ1等于输出直流电压Eo与输入直流电压Ei的比(Eo/Ei)，因此整理上面各式求出误差电压Ve时，为式(37)。

Ve＝E2-R131·{(Ei/Eo)·I1-I1-I2} (37)

实施例4的DC-DC变换器中，第二设定电压E2从输入直流电压Ei得到，因此具有输入电压依赖性。从而，不能获知误差电压Ve的输入电压依赖性。但是，稳定输出直流电压Eo的动作中，输入直流电压Ei越高，降压动作模式和电流连续模式的误差电压Ve越接近第二设定电压E2。为轻负载且电流不连续模式时，误差电压Ve比式(37)给出的值低。即，第三设定电压E3为固定值时，输入直流电压Ei越低，切换频率开始降低的负载越小。在切换频率不降低的范围中仅减小第一开关2和第二开关5的接通期间，因此切换频率仍为高的频率。从而，第三设定电压E3设定为比第二实施例的式(32)给出的值稍小的值，可具有输入直流电压Ei越低，第三设定电压E3越高的输入依赖性。

图7所示的DC-DC变换器的振荡电路11C中，说明得到第三设定电压E3的电路C2。电阻174的电阻值为R174时，经电阻174流向晶体管173的电流I5为下式(38)所示。

I5＝(Ei-Vd)/R174 (38)

该电流I5经电流镜电路的晶体管172流向电阻171，因此电阻171的电阻值为R171时，其压降为下式(39)所示。

(R171/R174)·(Ei-Vd) (39)

另一方面，连接电阻171的晶体管170的发射极端子为从第一设定电压E1减去晶体管170的基极一发射极电压Vd的值(E1-Vd)，因此如下式(40)所示，等于第二设定电压E2。

E1-Vd＝E2 (40)

因此，第三设定电压E3由下式(41)表示。

E3＝E2-(R171/R174)·(Ei-Vd) (41)

这里，设定为电阻比R171/R174等于电压比R131·I1/Eo，将电压(R171/R174)·Vd设定成比电压R131·(I1+I2)稍小。这样，第三设定电压E3设定成比降压动作模式和电流连续模式的误差电压Ve的式(37)所示的值稍小的值。

实施例4的DC-DC变换器中，除上述实施例2说明的特征外，也具有实施例3的特征。即在降压动作模式中，负载减轻并且输出电流减小的情况下，随着误差电压Ve降低，切换频率降低。因此切换损耗减少，使得提高效率。另外，通过对应输入直流电压Ei变化第三设定电压E3，切换频率开始降低的输出电流依赖于输入直流电压Ei的变化，可设定为比电流不连续模式的输出电流稍小的值。

实施例5

上述的实施例1和实施例2中，将误差电压Ve与第一设定电压E1和第二设定电压E2相比，在彼此一致处变更动作模式。例如，误差电压Ve位于第一设定电压E1和第二设定电压E2之间时，随着输入直流电压Ei降低，误差电压Ve上升，到达第一设定电压E1时，从升降压动作模式切换为升压动作模式。随着该动作模式的切换，接通断开动作的开关数减少，DC-DC变换器的功耗稍稍降低时，仅该期间输出直流电压Eo上升。其结果是降低误差电压Ve，使得上升的输出直流电压Eo为希望值。下降的误差电压Ve返回第一设定电压E1时，从升压动作模式切换为升降压动作模式。这样，DC-DC变换器的功耗稍稍增加，仅该期间输出直流电压Eo下降，误差电压Ve上升，因此再次从升降压动作模式切换为升压动作模式。反复如上的动作时，动作模式不稳定，认为产生像输出波动电压的增加和噪声产生等的不良影响。作为避免这种现象的方式，误差电压Ve和第一设定电压E1的比较动作可具有滞后性。在误差电压Ve和第二设定电压E 2的比较动作中也同样如此。

图8是表示本发明的实施例5的DC-DC变换器的控制部53D的振荡电路11D的构成的电路图。将图1所示的变换器部50的控制部53用控制部53D替代，构成实施例5的DC-DC变换器。实施例5的DC-DC变换器中，与图2所示的实施例1的DC-DC变换器的控制部53B不同之处是振荡电路11D。除振荡电路11D以外的基本构成和动作相同。图8的振荡电路11D中，对具有和图2的振荡电路11相同功能、构成的要素附加相同符号，省略其说明。

图8的控制部53D中，作为与图2所示的实施例1的DC-DC变换器的控制部53的构成不同的部分的振荡电路11D对上述图2的振荡电路1的构成附加电路C3。下面说明电路C3的构成。

比较器147比较第一设定电压E1和误差电压Ve，比较器148比较第二设定电压E2和误差电压Ve。N沟道MOSFET149将比较器147的输出输入其栅极端子，在第一设定电压E1大于误差电压Ve(E1＞Ve)、比较器147的输出为H时为接通状态。N沟道MOSFET170将比较器148的输出输入其栅极端子，在第二设定电压E2小于误差电压Ve(E2＜Ve)、比较器148的输出为H时为接通状态。另外，实施例5的振荡电路11D中，设置恒流源151，经FET149和FET170向NPN晶体管118的基极端子供给恒流I3。

如上构成的实施例5的DC-DC变换器的振荡电路11D中，误差电压Ve位于第一设定电压E1和第二设定电压E2之间时，即升降压动作模式时，FET149和FET170都为接通状态，恒流I3供给NPN晶体管118的基极端子。NPN晶体管118与NPN晶体管117一起构成电流镜电路，因此该恒流I3加到振荡电容110的放电电流上。该期间中，振荡电容110在振荡电压Vt处于上升期间的充电期间中，其充电电流为从恒流源111的电流I1减去恒流源151的电流I3的电流(I1-I3)。

接着说明随着输入直流电压Ei的降低，误差电压Ve上升并到达第一设定电压E1时的从升降压动作模式切换为升压动作模式的情况下的动作。

如上所述，处于升降压动作模式时，振荡电容110的充电电流为电流(I1-I3)，因此振荡电压Vt的上升期间Tc用下式(42)表示。

Tc＝C·Vd/(I1-I3) (42)

该状态下误差电压Ve接近第一设定电压E1时，第一开关2的断开时间几乎近似于零，第二开关5的接通时间接近上升期间Tc。

误差电压Ve到达第一设定电压E1时，比较器147的输出反转到L。因此，FET149为断开状态，从而不从恒流源151流出电流I3，同时第一开关2一直为接通状态，成为升压动作模式。此时，第二开关5的接通时间从用式C·Vd/(I1-I3)表示的值变化为式C·Vd/I1表示的值而变短，这由于在使输出直流电压Eo降低的方向上，误差电压Ve进一步上升，确定升压动作模式的动作。

接着说明随着输入直流电压Ei的上升，误差电压Ve下降并到达第二设定电压E2时的从升降压动作模式切换为降压动作模式的情况下的动作。

按升降压动作模式动作时，振荡电压Vt的上升期间Tc用下式(43)表示。

Tc＝C·Vd/(I1-I3) (43)

此状态下，误差电压Ve接近第二设定电压E2时，第一开关2的断开时间接近上升期间Tc，第二开关5的接通时间几乎接近零。

误差电压Ve到达第二设定电压E2时，比较器148的输出反转为L。由此，FET170为断开状态，从而不从恒流源151流出电流I3。此时第二开关5一直为断开状态，成为降压动作模式。此时，第一开关2的断开时间从用式C·Vd/(I1-I3)表示的值变化为式C·Vd/I1表示的值而变短。这由于在使输出直流电压Eo上升的方向上，误差电压Ve进一步降低，确定降压动作模式的动作。

如上，根据实施例5的DC-DC变换器，可平滑切换动作模式。尤其从升降压动作模式切换为升压动作模式时，具有可进行稳定的切换动作的效果。通过切换为升压动作模式时进行接通断开动作的开关数减少，使得可有效作为针对切换损耗降低的结果产生的现象的对策。即，像输出直流电压Eo上升时误差电压Ve下降并返回升降压动作模式，再移动到升压动作模式那样，可避免不小心改变动作模式而变得不稳定的现象。

实施例6

平滑进行实施例5说明的动作模式切换的方法也适用于图4所示的实施例2的DC-DC变换器中。

图9是表示本发明的实施例6的DC-DC变换器的控制部53E的构成的电路图。将图1所示的变换器部50的控制部53用控制部53E替代，构成实施例6的DC-DC变换器。实施例6的DC-DC变换器是向图4所示的实施例2的DC-DC变换器的振荡电路11A中适用平滑进行上述实施例5说明的切换的方法的DC-DC变换器。

包含图9所示的振荡电路11E的DC-DC变换器的控制部53E的基本构成和动作与图4所示的实施例2的控制部53相同，对具有相同功能、构成的要素附加相同符号，省略其说明。

图9所示的实施例6的DC-DC变换器的控制部53E中，与图4所示的DC-DC变换器的控制部53A不同的是振荡电路11E。振荡电路11E向图4的振荡电路11A附加电路C4来构成。下面说明电路C4的构成和动作。

比较器152比较第一设定电压E1和误差电压Ve，比较器153比较第二设定电压E2和误差电压Ve。N沟道MOSFE154向其栅极端子输入比较器152的输出，在第一设定电压E1小于误差电压Ve(E1＜Ve)、比较器152的输出为H时为接通状态。N沟道MOSFET155将比较器153的输出输入其栅极端子，在第二设定电压E2大于误差电压Ve(E2＞Ve)、比较器153的输出为H时为接通状态。另外，图9的DC-DC变换器的控制部中，设置恒流源156，经FET14和FET155的并列电路向NPN晶体管118的基极端子供给恒流I4。

通过如上构成，按升压动作模式或降压动作模式中，恒流I4供给NPN晶体管118的基极端子，加到振荡电容110的放电电流上。

通过将恒流I4加到振荡电容110的放电电流上的期间设为振荡电压Vt的下降期间实施例2的DC-DC变换器实现和图8说明的实施例1的DC-DC变换器相同的效果。

以上各实施例1到6中，也可通过误差电压Ve变化振荡电压Vt的上升期间进行控制，还可通过误差电压Ve变化下降期间进行控制。

产业上的可利用性

以上如从各实施例中详细说明可知的那样，本发明实现下面的效果。

本发明的DC-DC变换器中，由通过比较1个振荡电压波形和1个误差电压生成的接通断开动作第一和第二开关的2个驱动信号进行从升压到降压再到降压的控制。由此，可控制降压动作、升降压动作和升压动作，从而可简化控制部的构成。

降压动作或升压动作中，输入输出电压差越大，切换频率越高，升降压动作中，切换频率越低。由此，升降压动作中，可降低由2个开关接通断开动作造成的切换损耗。

如上所述，在切换频率变动的降压动作中，设置第三设定电压，误差电压超出第三设定电压并使输出直流电压降低时，误差电压和第三设定电压的电压差越大，切换频率越低。由此，在负载轻、输出电流小的情况下，可降低切换损耗。

通过使上述第三设定电压具有输入直流电压依赖性，可控制通过输入直流电压的变化变动到达电流不连续模式并且切换频率开始降低的点。

本发明的DC-DC变换器实现如下效果：在切换动作模式时，通过在促进动作模式的移动的方向上变化振荡电压的上升或下降速度，可平滑移动动作模式。

Claims

1.一种DC-DC变换器，包括具有第一开关的降压变换器部；具有第二开关的升压变换器部；分别接通或断开上述第一开关和上述第二开关的控制部，施加输入直流电压并向负载输出输出直流电压，上述控制部包括：

误差放大电路，将上述输出直流电压与规定的电压相比并输出误差电压；

振荡电路，作为在第一设定电压和比上述第一设定电压低的第二设定电压之间周期变化的振荡电压，在上述误差电压比上述第一设定电压高时，生成对应上述误差电压和上述第一设定电压之差的增加上升时间或下降时间占据上述振荡电压的1个周期的比例增加的振荡电压，在上述误差电压比上述第二设定电压低时，生成对应上述误差电压和上述第二设定电压之差的增加上升时间或下降时间占据上述振荡电压的1个周期的比例增加的振荡电压；以及

脉冲宽度控制电路，比较上述误差电压和上述振荡电压，在上述误差电压和上述振荡电压不一致时，进行执行将上述第二开关固定在断开状态、接通或断开上述第一开关的动作的降压动作模式的控制或进行执行将上述第一开关固定在接通状态、接通或断开上述第二开关的动作的升压动作模式的控制，在上述误差电压和上述振荡电压一致时，控制上述第一开关的接通或断开时间和上述第二开关的接通或断开时间，以便控制执行一起接通或断开上述第一开关和上述第二开关的动作的升压或降压动作模式。

2.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，上述误差放大电路构成为输出上述输出直流电压越是比上述规定的电压低越是上升、上述输出直流电压越是比上述规定的电压高越是下降的误差电压，

上述振荡电路构成为上述误差电压比上述第二设定电压低时，上述误差电压与上述第二设定电压之差越大，上升时间占据上述振荡电压的1个周期的比例越大，上述误差电压比上述第一设定电压高时，上述误差电压与上述第一设定电压之差越大，上升时间占据上述振荡电压的1个周期的比例越大，

上述脉冲宽度控制电路构成为上述误差电压比上述第二设定电压低时，控制执行将上述第二开关固定在断开状态的同时、在上述振荡电压的上升期间将上述第一开关设为断开状态而在此外的期间将上述第一开关设为接通状态的动作的降压动作模式，上述误差电压比上述第一设定电压高时，控制执行将上述第一开关固定在接通状态的同时、在上述振荡电压的上升期间将上述第二开关设为接通状态而在此外的期间将上述第二开关设为断开状态的动作的升压动作模式，在上述误差电压和上述振荡电压一致时，控制执行在上述振荡电压的上升期间内上述误差电压比上述振荡电压低的期间将上述第一开关设为断开状态、此外的期间将上述第一开关设为接通状态的动作，而在上述振荡电压的上升期间内上述误差电压比上述振荡电压高的期间将上述第二开关设为接通状态、此外的期间将上述第二开关设为断开状态的动作的升压或降压动作模式。

3.根据权利要求2所述的DC-DC变换器，上述振荡电路具有通过对应具有规定周期的脉冲信号充放电输出上述振荡电压的振荡电容，

构成为在将上述振荡电压维持在上述第二设定电压的状态时，输入上述脉冲信号后，充电上述振荡电容，上述振荡电压到达第一设定电压时放电上述振荡电容，将上述振荡电压维持在上述第二设定电压附近，以使得上述振荡电压到达上述第二设定电压时不对上述振荡电容充放电。

4.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，上述振荡电路构成为：作为在第一设定电压和比上述第一设定电压低的第二设定电压之间周期上升或下降的三角波形状的振荡电压，在上述误差电压比上述第一设定电压高时，生成对应上述误差电压和上述第一设定电压之差的增加周期减少的振荡电压，在上述误差电压比上述第二设定电压低时，生成对应上述误差电压和上述第二设定电压之差的增加周期减少的振荡电压。

5.根据权利要求4所述的DC-DC变换器，上述误差放大电路构成为输出上述输出直流电压越是比上述规定的电压低越是上升、上述输出直流电压越是比上述规定的电压高越是下降的误差电压，

6.根据权利要求5所述的DC-DC变换器，上述振荡电路构成为无论上述误差电压的变化如何，上述振荡电压的上升速度都一定，上述误差电压越是比上述第一设定电压高，上述振荡电压的下降速度越快，上述误差电压越是比上述第二设定电压低，上述振荡电压的下降速度越快，

7.根据权利要求4所述的DC-DC变换器，上述误差放大电路构成为输出上述输出直流电压越是比上述规定的电压低越是上升、上述输出直流电压越是比上述规定的电压高越是下降的误差电压，

上述振荡电路构成为无论上述误差电压的变化如何，上述振荡电压的下降速度都一定，上述误差电压越是比上述第一设定电压高，上述振荡电压的上升速度越快，上述误差电压越是比上述第二设定电压低，上述振荡电压的上升速度越快，

上述脉冲宽度控制电路构成为在上述振荡电压的上升期间，将上述第一开关设为接通状态，将上述第二开关设为断开状态，

在上述振荡电压的下降期间，在上述误差电压比上述振荡电压高时将上述第一开关和上述第二开关都设为接通状态，在上述误差电压比上述振荡电压低时将上述第一开关和上述第二开关都设为断开状态。

8.根据权利要求4所述的DC-DC变换器，上述振荡电路构成为在上述降压动作模式中，比较上述误差电压和规定的第三设定电压，上述误差电压在使上述输出直流电压降低的方向上超出上述第三设定电压时，上述误差电压和上述第三设定电压的电压差越大，上述振荡电压的周期越长。

9.根据权利要求5所述的DC-DC变换器，上述振荡电路构成为对于比上述第二设定电压低电压的第三设定电压，在上述误差电压比上述第三设定电压低时，上述误差电压和上述第三设定电压的电压差越大，上述振荡电压的周期越长。

10.根据权利要求6所述的DC-DC变换器，上述振荡电路构成为对于比上述第二设定电压低电压的第三设定电压，在上述误差电压比上述第三设定电压低时，上述误差电压和上述第三设定电压的电压差越大，上述振荡电压的下降速度越慢。

11.根据权利要求7所述的DC-DC变换器，上述振荡电路构成为对于比上述第二设定电压低电压的第三设定电压，在上述误差电压比上述第三设定电压低时，上述误差电压和上述第三设定电压的电压差越大，上述振荡电压的上升速度越慢。

12.根据权利要求9，10，11之一所述的DC-DC变换器，上述第三设定电压设定成上述输入直流电压越低，越接近上述第二设定电压。

13.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，上述控制部中，在上述误差电压和上述第一设定电压的比较动作中，具有规定的滞后特性。

14.根据权利要求2或5所述的DC-DC变换器，上述振荡电路构成为上述误差电压比上述第一设定电压高时，上升时间占据上述振荡电压的1个周期的比例减小。

15.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，上述控制部中，在上述误差电压和上述第二设定电压的比较动作中，具有规定的滞后特性。

16.根据权利要求2或5所述的DC-DC变换器，上述振荡电路构成为上述误差电压比上述第二设定电压低时，上升时间占据上述振荡电压的1个周期的比例减小。