CN1926752A - 多输出电流谐振型dc－dc变换器 - Google Patents

Abstract

本申请提供多输出电流谐振型DC－DC变换器。在多输出电流谐振型DC－DC变换器中设置：在变压器(5)的第二次级绕组(5c)和第二整流平滑电路(17)的第二输出平滑电容器(16)之间连接的输出控制用MOS－FET(40)；基于第二输出平滑电容器(16)的电压V_O2控制输出控制用MOS－FET(40)的通断的输出控制电路(41)。通过与第一或者第二主MOS－FET(1，2)的开关频率同步来对输出控制用MOS－FET(40)进行接通断开，可得到在直流输出中理想的交叉调整，同时可以得到电力变换损失少的，且只通过简单的电路变更便可得到极安定的直流输出，可以实现以廉价的方式得到电力变换效率高并且精度高的直流输出的多输出电流谐振型DC－DC变换器。

Description

多输出电流谐振型DC-DC变换器

技术领域

本发明涉及发生多个直流输出的多输出电流谐振型DC-DC变换器，特别是涉及通过降低次级侧的输出控制用开关元件中的开关损失，谋求提高综合电力变换效率的电流谐振型DC-DC变换器。

背景技术

通过开关元件的通断动作把来自直流电源的直流输入变换为高频电力输入到变压器的初级绕组，由分别连接在变压器的多个次级绕组上的整流平滑电路再次变换为直流电力，从各整流平滑电路取得多个直流输出的多输出型DC-DC变换器当前大量应用在个人计算机等信息设备，或者空调器或音像设备等家电产品中等中。例如，图35所示的以往的多输出型DC-DC变换器具备：对于直流电源(3)串联连接的作为第1以及第2开关元件的第1以及第2主MOS-FET(1、2)、对于第2主MOS-FET(2)并联连接的电流谐振用电容器(4)、变压器(5)的漏电感(5d)以及初级绕组(5a)的串联电路、连接在第1主MOS-FET(1)的漏极-源极之间的电压模拟振荡用电容器(6)、阳极连接在变压器(5)的第一次级绕组(5b)的一端的第1输出整流二极管(7)、连接在第1输出整流二极管(7)的阴极与第一次级绕组(5b)的另一端之间的第1输出平滑电容器(8)、阳极连接在变压器(5)的第二次级绕组(5c)的一端的第2输出整流二极管(15)、连接在第2输出整流二极管(15)的阴极与第二次级绕组(5c)的另一端之间的第2输出平滑电容器(16)、连接在第2输出平滑电容器(16)上的降压斩波电路(30)。第1输出整流二极管(7)以及第1输出平滑电容器(8)构成第1整流平滑电路(9)，经过第1直流输出端子(10、11)发生第1直流输出电压V_O1。第2输出整流二极管(15)以及第2输出平滑电容器(16)构成第2整流平滑电路(17)，经过降压斩波电路(30)从第2直流输出端子(18、19)发生第2直流输出电压V_O2。

变压器(5)具有与初级绕组(5a)电磁耦合的辅助绕组(5f)，并且，初级绕组(5a)具有漏电感(5d)以及励磁电感(5e)。漏电感(5d)等效地与初级绕组(5a)串联连接，励磁电感(5e)等效地与初级绕组(5a)并联连接。漏电感(5d)作为电流谐振用扼流圈发挥作用。在辅助绕组(5f)中，连接由辅助整流二极管(20)以及辅助平滑电容器(21)构成的辅助整流平滑电路(22)，在作为初级侧控制电路的主控制电路(14)的驱动电源端子(V_CC)中供给驱动用的直流电力。在直流电源(3)的正极端子与辅助平滑电容器(21)之间连接起动电阻(23)，装置起动时，从直流电源(3)经过起动电阻(23)对辅助平滑电容器(21)充电，使主控制电路(14)起动。在起动电阻(23)与第1以及第2主MOS-FET(1、2)的连接点之间，连接构成自举电路的整流二极管(24)以及平滑电容器(25)，在主控制电路(14)的高端一侧的电源端子(V_B、V_S)之间供给直流电力。构成第1整流平滑电路(9)的第1输出平滑电容器(8)的两端连接第1输出电压检测电路(12)，第1输出电压检测电路(12)检测从第1整流平滑电路(9)输出的第1直流输出电压V_O1，把规定第1输出电压值的基准电压与第1直流输出电压V_O1的检测电压进行比较，把其误差信号V_E1输出到光电耦合器(13)的发光单元(13a)。光电耦合器(13)的发光单元(13a)向光电耦合器(13)的感光单元(13b)发送与误差信号V_E1的大小相对应的强度的光，感光单元(13b)向主控制电路(14)的反馈信号输入端子(FB)传递误差信号V_E1。

如图36所示，主控制电路(14)由输出具有根据经过光电耦合器(13)的发光单元(13a)以及感光单元(13b)输入到反馈信号输入端子(FB)的第1输出电压检测电路(12)的误差信号V_E1的电压电平而变化的频率的脉冲信号V_PL的振荡器(32)、输出从振荡器(32)输出的脉冲信号V_PL的反相信号-V_PL的反相器(33)、对从振荡器(32)输出的脉冲信号V_PL附加一定时间的死区时间形成第1驱动信号V_G1的第1死区时间附加电路(34)、把附加了死区时间的第1驱动信号V_G1提供到第1主MOS-FET(1)的栅极的低端缓冲放大器(35)、在从振荡器(32)经过反相器(33)输出的脉冲信号-V_PL上附加一定时间的死区时间形成第2驱动信号V_G2的第2死区时间附加电路(36)、对附加了死区时间的第2驱动信号V_G2的电压电平进行变换的电平变换电路(37)、把从电平变换电路(37)输出的第2驱动信号V_G2提供到第2主MOS-FET(2)的栅极的高端侧缓冲放大器(38)构成。频率变化的脉冲信号V_PL的脉冲宽度由因为是一定的，因此从主控制电路(14)分别向第1以及第2主MOS-FET(1、2)的各栅极提供固定导通期间而且根据输出电压检测电路(12)的误差信号V_E1的电压电平关断期间变化的第1驱动信号V_G1，以及固定关断期间而且根据输出电压检测电路(12)的误差信号V_E1的电压电平导通期间变化的第2驱动信号V_G2，依照第1输出电压检测电路(12)的误差信号V_E1的电压电平，第1以及第2主MOS-FET(1、2)交互地进行导通/关断动作。

如图35所示，降压斩波电路(30)由在构成第2整流平滑电路(17)的第2输出整流二极管(15)以及第2输出平滑电容器(16)的连接点上连接了漏极的斩波用MOS-FET(26)、连接在斩波用MOS-FET(26)的源极与次级侧接地端子之间的续流二极管(27)、在斩波用MOS-FET(26)的源极以及续流二极管(27)的阴极的连接点上其一端被连接的滤波器扼流圈(28)、连接在滤波器扼流圈(28)的另一端与次级侧接地端子之间的滤波器整流器(29)构成。斩波控制电路(31)在内置有规定第2输出电压值的基准电压(未图示)，基于在滤波器电容器(29)的两端发生的电压V_O2与规定第2输出电压值的基准电压的误差信号，输出脉宽调制(PWM)信号V_S2。降压斩波电路(30)根据从斩波控制电路(31)输出的脉宽调制(PWM)信号V_S2，控制斩波用MOS-FET(26)的通断，从第2直流输出端子(18、19)输出比从第2整流平滑电路(17)的第2输出平滑电容器(16)输入的直流电压低的一定电平的第2直流输出电压V_O2。

在使图35所示的现有多输出电流谐振型DC-DC变换器动作时，在使未图示的电源开关接通后，直流电源(3)的电压E经过起动电阻(23)施加到辅助整流平滑电路(22)的辅助平滑电容器(21)上，对辅助平滑电容器(21)进行充电。当辅助平滑电容器(21)的充电电压达到主控制电路(14)的起动电压后，主控制电路(14)开始动作。这时，在第1以及第2主MOS-FET(1、2)的各栅极上分别从主控制电路(14)提供第1以及第2驱动信号V_G1、V_G2，第1以及第2主MOS-FET(1、2)开始通断动作。在第1主MOS-FET(1)导通时，经过直流电源(3)、电流谐振用电容器(4)、变压器(5)的漏电感(5d)、初级绕组(5a)、第1主MOS-FET(1)以及直流电源(3)的路径流过电流I_Q1。这时，受到在变压器(5)的第一次级绕组(5b)、第1整流平滑电路(9)的第1输出整流二极管(7)以及第1输出平滑电容器(8)的路径中流过的第一次级电流的影响，在电流谐振用电容器(4)、变压器(5)的漏电感(5d)、初级绕组(5a)以及第1主MOS-FET(1)的路径中流过第1负载电流。另外，受到在变压器(5)的第二次级绕组(5c)、第2整流平滑电路(17)的第2输出整流二极管(15)以及第2辅助平滑电容器(16)的路径中流过的第二次级电流的影响，在电流谐振用电容器(4)、变压器(5)的漏电感(5d)、初级绕组(5a)以及第1主MOS-FET(1)的路径中流过第2负载电流。进而，在电流谐振用电容器(4)、变压器(5)的漏电感(5d)、励磁电感(5e)以及第1主MOS-FET(1)的路径中流过励磁电流。从而，沿着第1主MOS-FET(1)流过的电流I_Q1成为第1负载电流、第2负载电流与励磁电流的合成电流。第1以及第2负载电流是具有由电流谐振用电容器(4)的静电电容以及变压器(5)的漏电感(5d)决定的谐振频率的正弦波状的谐振电流。励磁电流是具有由变压器(5)的漏电感(5d)以及励磁电感(5e)的合成电感与电流谐振电容器(4)的静电电容决定的谐振频率的谐振电流，其谐振频率由于比第1主MOS-FET(1)的导通期间低，因此观测为正弦波状的负载电流和以正弦波的一部分为斜边的三角波状的电流。

当第1主MOS-FET(1)关断后，根据由励磁电流存储在变压器(5)中的能量，发生电压模拟振荡，第1以及第2主MOS-FET(1、2)的漏极-源极之间的电压V_Q1、V_Q2成为由变压器(5)的漏电感(5d)以及励磁电感(5e)的合成电感与电流谐振用电容器(4)以及电压模拟振荡用电容器(6)的合成静电电容决定的谐振频率的模拟振荡电压。即，如果第1主MOS-FET(1)关断，则在第1主MOS-FET(1)中流过的电流I_Q1换向到电压模拟振荡用电容器(6)，根据该换向电流，电压模拟振荡用电容器(6)被充电到直流电源(3)的电压E，同时，在第1主MOS-FET(1)中流过的电流I_Q1还换向到第2主MOS-FET(2)的未图示的内置二极管。即，存储在变压器(5)的由励磁电流产生的能量经过第2主MOS-FET(2)的未图示的内置二极管对电流谐振用电容器(4)充电。从而，在该期间中，能够达到被切换为导通的第2主MOS-FET(2)的零电压通断(ZVS)。

当存储在变压器(5)中的由励磁电流产生的能量的释放结束后，根据存储在电流谐振用电容器(4)中的能量，在电流谐振用电容器(4)、第2主MOS-FET(2)、变压器(5)的励磁电感(5e)、漏电感(5d)以及电流谐振用电容器(4)的路径中流过循环电流，释放能量。即，沿着与第1主MOS-FET(1)的导通期间相反的方向流过变压器(5)的励磁电流。该励磁电流是具有由变压器(5)的漏电感(5d)以及励磁电感(5e)的合成电感与电流谐振用电容器(4)的静电电容决定的谐振频率的谐振电流，而由于与第2主MOS-FET(2)的导通期间相比较成为低谐振频率，因此观测为以正弦波的一部分为斜边的三角波形的电流。

图37(A)以及(B)分别表示当从直流电源(3)供给的输入电压E高时以及低时，固定第1主MOS-FET(1)的导通期间而且使第2主MOS-FET(2)的导通期间变化进行控制时的第1主MOS-FET(1)的漏极-源极间电压V_Q1、漏极-源极间电流I_Q1以及电流谐振用电容器(4)两端的电压Vc2的波形。即，图37(A)以及(B)表示对于输入电压E的变化，使第2主MOS-FET(2)的导通期间可变，控制第1主MOS-FET(1)的导通占空比，使电流谐振用电容器(4)两端的电压V_C2变化的状态。由此，由于变压器(5)的初级绕组(5a)的电压变化，因此能够控制第1直流输出电压V_O1。图37(C)以及(D)分别表示负载轻时以及负载重时的电压V_Q1、V_C2以及电流I_Q1的波形。即，在轻负载状态的图37(C)中，在第1主MOS-FET(1)中流过的电流I_Q1成为大致三角波形，几乎不流过作为负载电流的谐振电流，而在重负载状态的图37(D)中，在第1主MOS-FET(1)中流过的电流I_Q1包括呈正弦波状变化的部分，流过与负载电流相当的谐振电流。另外，根据由电流谐振用电容器(4)以及变压器(5)的漏电感(5d)决定的谐振频率决定从变压器(5)的初级侧向次级侧供给电力的期间。从而，即使负载变动，第1主MOS-FET(1)的导通期间，即从变压器(5)的初级侧向次级侧供给电力的期间也几乎不变化。从第1主MOS-FET(1)的漏极-源极间电压V_Q1成为0V的期间，即第1主MOS-FET(1)的导通期间在图37(C)以及(D)中大致相同也能够肯定这一点。

图38表示对于第1主MOS-FET(1)和第2主MOS-FET(2)的导通期间比(Duty Ratio，占空比)的变化，第1直流输出电压V_O1的变化。如图38所示，在图35所示的以往的多输出电流谐振型DC-DC变换器中，使第1主MOS-FET(1)和第2主MOS-FET(2)的导通期间的比例在0.3到1.0的范围内变化，能够调整从第1直流输出端子(10、11)输出的第1直流输出电压V_O1。即，通过使第1主MOS-FET(1)和第2主MOS-FET(2)的导通期间的比率变化，调整电流谐振型用电容器(4)的充电电压V_O2，控制施加在变压器(5)的初级绕组(5a)上的电压，可控制经过变压器(5)第一次级绕组(5b)及第1整流平滑电路(9)从第1直流输出端子(10，11)输出的第1直流输出电压V_O1。

由第1输出电压检测电路(12)检测在第1直流输出端子(10、11)上发生的第1直流输出电压V_O1，规定第1输出电压值的基准电压与第1输出电压检测电路(12)的检测电压的误差信号V_E1经过光电耦合器(13)的发光单元(13a)以及感光单元(13b)，传递到主控制电路(14)的反馈信号输入端子(FB)。主控制电路(14)根据输入到反馈信号输入端子(FB)的第1输出电压检测电路(12)的误差信号V_E1的电压电平向第1以及第2主MOS-FET(1、2)的各栅极分别提供调制(PFM)了脉冲频率的第1以及第2驱动信号V_G1、V_G2，以与第1输出电压检测电路(12)的误差信号V_E1的电压电平相对应的频率使第1以及第2主MOS-FET(1、2)交互通断动作。由此，从第1直流输出端子(10、11)输出的第1直流输出电压V_O1被控制成大致一定的值。

通过第1以及第2主MOS-FET(1、2)的通断动作，在变压器(5)的第二次级绕组(5c)中感应的电压施加到第2整流平滑电路(17)。这时，在第2输出平滑电容器(16)的两端发生对应于变压器(5)的第一次级绕组(5b)与第二次级绕组(5c)的匝比的直流电压。在第2输出平滑电容器(16)的两端发生的直流电压施加到降压斩波电路(30)。斩波控制电路(31)把在滤波器电容器(29)的两端发生的电压V_O2与规定第2输出电压值的基准电压进行比较，发生基于与它们的误差相对应的误差信号的脉宽调制(PWM)信号V_S2。根据从斩波控制电路(31)输出的脉宽调制(PWM)信号V_S2，降压斩波电路(30)控制斩波用MOS-FET(26)的通断，由此，从第2直流输出端子(18、19)输出比施加到第2输出平滑电容器(16)上的直流电压低的一定电平的第2直流输出电压V_O2。

由于在一般的回扫方式或者正向方式的多输出DC-DC变换器中，使设置在初级侧的主开关元件的通断占空比变化，来控制从次级侧取出的直流输出，因此从变压器(5)的初级侧向次级侧供给电力的期间变动。从而，根据从一个次级绕组一侧输出的直流电压决定的上述占空比，限制从另一个次级绕组取出的电力，另一个次级绕组一侧的输出电压降低。与此不同，在多输出电流谐振型DC-DC变换器中，由于根据设置在初级侧的电流谐振用电容器(4)以及变压器(5)的漏电感(5d)所决定的谐振频率决定从变压器(5)的初级侧向次级侧供给电力的期间，因此即使连接在第1直流输出端子(10、11)上的负载变动，从变压器(5)的初级侧向次级侧供给电力的期间也几乎不变。从而，由于能够与负载的大小无关，从变压器(5)的第二次级绕组(5c)取出所需要的电力，因此不会降低第2整流平滑电路(17)的输出电压。然而，实际上变压器(5)不构成理想的电磁耦合，另外，受到由来自直流电源(3)的输入电压E的变动或者第1整流平滑电路(9)中的电压降产生的影响，第2整流平滑电路(17)的输出电压发生变动。从而，在图35所示的以往的多输出电流谐振型DC-DC变换器中，由降压斩波电路(30)稳定从第2整流平滑电路(17)输出的直流电压，可以从第2直流输出端子(18、19)得到稳定的第2直流输出电压V_O2。即，如果在第2整流平滑电路(17)的后一级设置降压斩波电路(30)，则能够实现可以进行理想的相互调节的多输出电流谐振型DC-DC变换器。所谓相互调节，指的是在多输出电源中，在预定的范围内变化了其它输出负载时的输出电压变动。

另外，下述专利文献1(特开平3-7062号公报(第5页，第1图))中公开的谐振型开关电源是由频率调制器把基准脉冲信号进行频率调制变换成脉冲序列信号，根据脉冲序列信号，使初级侧的功率晶体管通断，控制对于变压器初级侧绕组的施加电压，由各整流平滑电路把在多个次级侧绕组中发生的输出整流平滑后取出的电源。在该谐振型开关电源中，由构成初级侧控制单元的比较器，依照设置在次级侧的整流平滑电路的预定输出信号，控制从频率调制器输出的脉冲序列信号的频率。另外，依照直流平滑电路对于次级侧绕组的预定输出信号，由次级侧的控制电路使开关晶体管工作，控制在开关晶体管的输出一侧发生的脉冲序列电压的占空周期。由此，在开关晶体管的输出一侧发生的脉冲序列电压被抽取适当量，能够把对于次级侧绕组的直流平滑电路的直流输出电压调节为预定的电平。

另外，在下述专利文献2(特开2000-217356公报(第4页的图2以及第5页的图1))中，公开了多输出DC/DC变换器，该DC/DC变换器由具有初级绕组以及进行电力变换的两个次级绕组的变压器、连接到变压器的初级绕组而且进行开关动作的场效应晶体管、检测把变压器的第一次级绕组输出稳定了以后的输出电压的第1电压检测电路、把第1电压检测电路的检测输出与基准电压进行比较，控制输出到场效应晶体管的脉冲控制信号的脉宽的第1脉宽控制电路、连接到变压器的第二次级绕组的一端的开关电路、检测变压器的第二次级绕组输出的整流平滑后的输出电压的第2电压检测电路、把第2电压检测电路的检测输出与基准电压进行比较控制输出到开关电路的脉冲信号的脉宽的第2脉宽控制电路、使第2脉宽控制电路的输出与第1脉宽控制电路的输出同步的同步电路构成。在该多输出DC/DC变换器中，由于通过在不进行主要反馈的输出系统的变压器的第二次级绕组输出中设置开关电路，与不进行主要反馈的输出系统的输出电压一起，控制开关电路的导通时间，为了输出电压稳定，即使进行主要反馈的输出系统的负载变动增大，也能够减少损失。

发明内容

发明要解决的课题

然而，在图35所示的以往的多输出电流谐振型DC-DC变换器中，由于在用第2整流平滑电路(17)把在变压器(5)的第二次级绕组(5c)中感应的交流电压整流以及平滑变换为直流电压以后，用降压斩波电路(30)再次变换为比从第2整流平滑电路(17)输入的直流电压低的一定电平的第2直流输出电压V_O2，因此在降压斩波电路(30)中发生电力损失，具有电力变换效率降低的缺点。另外，由斩波用MOS-FET(26)、续流二极管(27)、滤波器扼流圈(28)以及滤波器电容器(29)构成的降压斩波电路(30)具有增加部件数量制造成本升高的缺点。进而，在专利文献1中公开的谐振型开关电源中，由于根据对于次级侧绕组的整流平滑电路的预定输出，由次级侧的控制电路使开关晶体管进行通断动作，把在开关晶体管的输出一侧产生的脉冲序列电压抽取适当量，调整整流平滑电路的直流输出电压，因此具有直流输出电压的脉动成分增大，不能够得到高精度直流输出的缺点。

因此，在本发明中，目的在于提供电力变换效率高而且可以得到高精度直流输出的廉价的多输出电流谐振型DC-DC变换器。另外，在本发明中，目的在于能够降低次级侧的输出控制用开关元件中的开关损失提高电力变换效率的多输出电流谐振型DC-DC变换器。进而，在本发明中，目的在于能够吸收或者缓和在次级侧发生的电流集中的多输出电流谐振型DC-DC变换器。

用于解决课题的方法

本发明的多输出电流谐振型DC-DC变换器具有对于直流电源(3)串联连接的第1开关元件(1)以及第2开关元件(2)、对于第1或者第2开关元件(1、2)并联连接的电流谐振用电容器(4)、电感器(5d)以及变压器(5)的初级绕组(5a)的串联电路、连接到变压器(5)的第一次级绕组(5b)的第1整流平滑电路(9)、连接到变压器(5)的第二次级绕组(5c)的第2整流平滑电路(17)。根据第1以及第2开关元件(1、2)的通断动作，从变压器(5)的第一次级绕组(5b)经过第1整流平滑电路(9)取出第1直流输出V_O1的同时，从变压器(5)的第二次级绕组(5c)经过第2整流平滑电路(17)取出第2直流输出V_O2。该多输出电流谐振型DC-DC变换器具备在变压器(5)的第三次级绕组(5c)和构成第2整流平滑电路(17)的平滑电容器(16)之间连接的输出控制用开关元件(40)、基于第2整流平滑电路(17)的平滑电容器(16)的电压V_O2，控制输出控制开关元件(40)的通断的输出控制电路(41)。

由于根据由电流谐振用电容器(4)以及电感器(5d)决定的谐振频率决定从变压器(5)的初级侧向次级侧供给电力的期间，因此即使次级侧的负载变动，从变压器(5)的初级侧向次级侧供给电力的期间也不变。因此，与变压器(5)的第一次级侧绕组(5b)一侧的负载变动无关，能够从变压器(5)的第二次级绕组(5c)经过第2整流平滑电路(17)取出所需要的直流电压。另外，由于输出控制电路(41)与第1和第2开关元件(1、2)开关频率同步而且根据第2平滑电容器(16)的电压V_O2电平，使输出控制开关元件(40)通断，控制从变压器(5)的第二次级绕组(5c)向第2整流平滑电路(17)的平滑电容器(16)流过电流的期间，因此能够高精度地控制从第2整流平滑电路(17)输出的第2直流输出V_O2电平。这样，由于通过输出控制开关元件(40)的通断动作直接控制从第2整流平滑电路(17)输出的第2直流输出V_O2，因此可以得到电力变换损失少，另外只是在第2整流平滑电路(17)上追加开关元件(40)等简易的电路变更就可以得到高度稳定的第2直流输出V_O2，从而能够实现电力变换效率高而且发生高精度直流输出的廉价的多输出电流谐振型DC-DC变换器。

另外，在本发明的多输出电流谐振型DC-DC变换器中，由于输出控制电路(41)具备检测在变压器(5)的任一个次级绕组中发生的电压的上升沿脉冲以及下降沿脉冲，分别发生第1检测信号以及第2检测信号的电压变动检测电路(42)、在电压变动检测电路(42)发生了第1检测信号以及第2检测信号以后，把输出控制用开关元件(40)分别切换为接通以及断开的驱动控制电路(44)，因此不是独立地进行输出控制用开关元件(40)的开关动作，而是实质上与第1或第2开关元件(1、2)的开关动作同步，达到零电流开关(ZCS)，能够降低输出控制用开关元件(40)中的开关损失。

进而，在本发明的多输出电流谐振型DC-DC变换器中，由于在由第二次级绕组(5c)、第2直流平滑电路(17)和输出控制用开关元件(40)形成的闭电路中串联扼流圈(100)，因此能够吸收或者缓和在特定的输出中发生的电流集中或者涌入电流。

发明的效果

依据本发明，通过使变压器的第二次级绕组一侧设置的开关元件与初级侧的开关元件的开关频率同步控制通断，能够与从任一个直流平滑电路输出的直流输出的大小无关，直接而且高精度地控制从第2整流平滑电路输出的直流输出，在各直流输出中可以得到理想的相互调节。另外，能够吸收或者缓和在特定的输出中发生的电流集中或者涌入电流，延长元件寿命以及提高电力变换效率。

附图说明

图1是表示本发明的多输出电流谐振型DC-DC变换器的第1实施形态的电路图。

图2是表示图1的输出控制电路的内部结构的电路框图。

图3是表示图1的电路的各部分电压以及电流的波形图。

图4是表示本发明第2实施形态的电路图。

图5是表示本发明第3实施形态的电路图。

图6是表示本发明第4实施形态的电路图。

图7是表示本发明第5实施形态的电路图。

图8是表示图7的主控制电路的内部结构的电路框图。

图9是表示对于图7的电路的输入电压的变动以及负载的变动的各部分电压以及电流的波形图。

图10是表示图7的电路的各部分电压以及电流的波形图。

图11是表示本发明第6实施形态的电路图。

图12是表示本发明第7实施形态的电路图。

图13是表示本发明第8实施形态的电路图。

图14是表示本发明第9实施形态的电路图。

图15是表示本发明第10实施形态的电路图。

图16是表示本发明第11实施形态的电路图。

图17是表示图1的变更实施形态的电路图。

图18是表示图7的变更实施形态的电路图。

图19是表示本发明的多输出电流谐振型DC-DC变换器的第12实施形态的电路图。

图20是表示图19的输出控制电路的详细结构的电路图。

图21是表示图19以及图20的各部分电压以及电流的波形图。

图22是表示本发明第13实施形态的电路图。

图23是表示本发明第14实施形态的电路图。

图24是表示本发明第15实施形态的电路图。

图25是表示本发明第16实施形态的电路图。

图26是表示本发明第17实施形态的电路图。

图27是表示图26所示的电路的各部分电压以及电流的波形图。

图28是表示对于以往电路和本发明电路的输出电力的电力变换效率的特性的曲线图。

图29是表示对于以往的电路和本发明的电路的输出电流的输出电压特性的曲线图。

图30是表示本发明第18实施形态的电路图。

图31是表示图26的第1变更实施形态的电路图。

图32是表示图26的第2变更实施形态的电路图。

图33是表示图26的第3变更实施形态的电路图。

图34是表示图26的第4变更实施形态的电路图。

图35是表示以往的多输出电流谐振型DC-DC变换器的电路图。

图36是表示图35的主控制电路的内部结构的电路框图。

图37是表示对于图35的电路的输入电压变动以及负载变动的各部分电压以及电流的波形图。

图38是表示图35的主MOS-FET的导通期间比与第1直流输出电压的关系的曲线图。

符号的说明

1：第1主MOS-FET(第1开关元件)

2：第2主MOS-FET(第2开关元件)

3：直流电源

4：电流谐振用电容器

5：变压器

5a：初级绕组

5b：第一次级绕组

5c：第二次级绕组

5d：漏电感(电流谐振用电感)

5e：励磁电感

5f：辅助绕组

5g：第三次级绕组(附加的次级绕组)

5h、5i：中间抽头

6：电压模拟振荡用电容器

7、7a～7d：第1输出整流二极管

8：第1输出平滑电容器

9：第1整流平滑电路

10、11：第1直流输出端子

12：第1输出电压检测电路

13：光电耦合器

13a：发光单元

13b：感光单元

14：主控制电路

15、15a、15b：第2输出整流二极管

16：第2输出平滑电容器

17：第2整流平滑电路

18、19：第2直流输出端子

20：辅助整流二极管

21：辅助平滑电容器

22：辅助整流平滑电路

23：起动电阻

24：整流二极管

25：平滑电容器

26：斩波用MOS-FET

27：续流二极管

28：滤波器扼流圈

29：滤波器电容器

30：降压斩波电路

31：斩波控制电路

32：振荡电路

33：反相器

34：第1死区时间添加电路

35：低端侧缓冲放大器

36：第2死区时间添加电路

37：电平变换电路

38：高端侧缓冲放大器

40：输出控制用MOS-FET(输出控制用开关元件)

41：输出控制电路

42：电压变动检测电路

43：第2输出电压检测电路

44：PWM控制电路(驱动控制电路)

45：RS触发器

46：驱动电路

47：第3输出整流二极管

48：第3输出平滑电容器

49：第3整流平滑电路(附加的整流平滑电路)

50：附加的输出控制用MOS-FET(附加的开关元件)

51、52：第3直流输出端子

53：附加的控制电路

54：第2输出控制用MOS-FET

55：第2输出控制电路

56a、56b：电压检测用二极管

57：D触发器

58a、58b：第2电压检测用二极管

59、60：电阻

61：稳压二极管

62、63：分压电阻

64：分流调节器

65、66：电阻

67：相位修正用电容器

68：光电耦合器

68a：发光单元

68b：感光单元

69：整流二极管

70：平滑电容器

71、72：分压电阻

73：二极管

74：检测用晶体管(检测用开关元件)

75：放电用电阻

76：比较器

77：积分电容器

78：充电用电阻

79：放电用二极管

80：电流限制用电阻

81：NPN晶体管

82：PNP晶体管

83：偏置电阻

84：输出电阻

85：第2电压变动检测电路

86：第3输出电压检测电路

87：第2PWM控制电路

88：第2驱动电路

89：光电耦合器

89a：发光单元

89b：感光单元

90：第2电流谐振用电容器

91：第2电压模拟振荡用电容器

92：基极电阻

100：扼流圈

101：再生用二极管

102：保持电路

103：整流二极管

104：平滑电容器

105、106：分压电阻

107：电平变换用晶体管

108：充电用电阻

109：放电用电阻

110：保持用电容器

111：延迟驱动用晶体管

具体实施方式

以下，基于图1～图34说明本发明的多输出电流谐振型DC-DC变换器的第1～第17实施形态。在图1～图34中，在与图35所示的位置实质相同的部分上标注相同的号码，省略其说明。

图1所示的表示本发明第1实施形态的多输出电流谐振型DC-DC变换器省略了图35所示的降压斩波电路(30)以及斩波控制电路(31)，在构成第2整流平滑电路(17)的第2输出整流二极管(15)的阴极与第2输出平滑电容器(16)之间，连接作为输出控制用开关元件的输出控制用MOS-FET(40)，在第2直流输出端子(18、19)与输出控制用MOS-FET(40)的栅极之间，设置根据第2辅助平滑电容器(16)的电压V_O2控制输出控制用MOS-FET(40)的通断的输出控制电路(41)。输出控制用MOS-FET(40)与第1主MOS-FET(1)的导通期间同步而且以同一个开关频率进行通断动作。另外，主控制电路(14)通过固定第1主MOS-FET(1)的导通期间的同时，根据第1整流平滑电路(9)的输出电压V_O1使第2主MOS-FET(2)的导通期间变化，控制第1主MOS-FET(1)的导通占空比。

如图2所示，输入控制电路(41)由在第1主MOS-FET(1)的导通时，检测在变压器(5)的第二次级绕组(5c)中发生的电压V_T22的电压变动检测电路(42)、检测第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2，输出其检测电压与规定第2输出电压值的基准电压的误差信号V_E2的第2输出电压检测电路(43)、由电压变动检测电路(42)的检测信号V_TD驱动，而且输出具有基于第2输出电压检测电路(43)的误差信号V_E2所控制的占空比的脉冲序列信号V_PT的PWM控制电路(44)、由电压变动检测电路(42)的检测信号V_TD设置而且由PWM控制电路(44)的脉冲序列信号V_PT复位的RS触发器(45)、由RS触发器(45)的输出信号在输出控制用MOS-FET(40)的栅极上提供动作信号V_S2的驱动电路(46)构成。其它的结构与图35所示的以往的多输出电流谐振型DC-DC变换器相同。

当第1主MOS-FET(1)切换为导通后，在变压器(5)的初级绕组(5a)上发生电压的同时，在第二次级绕组(5c)中感应电压V_T22。在变压器(5)的第二次级绕组(5c)中感应的电压V_T22输入到第2整流平滑电路(17)的同时，输入到输出控制电路(41)内的电压变动检测电路(42)。这时，从电压变动检测电路(42)对RS触发器(45)的置位端子(S)以及PWM控制电路(44)提供高电压(H)电平的检测信号V_TD，在RS触发器(45)被置位的同时驱动PWM控制电路(44)。因此，从RS触发器(45)的输出端子(Q)经过驱动电路(46)，对输出控制用MOS-FET(40)的栅极提供高电压(H)电平的动作信号V_S2，使输出控制用MOS-FET(40)导通。由此，从变压器(5)的第二次级绕组(5c)经过第2整流平滑电路(17)的第2输出整流二极管(15)，在第2输出平滑电容器(16)中流过电流，第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2上升。

当输出控制用MOS-FET(40)成为导通后，由于变压器(5)的第二次级绕组(5c)的电压V_T22被箝位于第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2，因此从施加到变压器(5)的漏电感(5d)和励磁电感(5e)上的电压减去了初级绕组(5a)与第二次级绕组(5c)的匝比部分电压的电压施加到漏电感(5d)上。在使用具有漏电感(5d)的变压器(5)的图1的电路中，能够由变压器(5)的漏电感(5d)吸收开关或者因为其它原因发生的噪声。然后，当输出控制用MOS-FET(40)关断后，由于释放变压器(5)的第二次级绕组(5C)的电压箝位，因此在变压器(5)的第一次级绕组(5b)中发生被箝位于第1输出平滑电容器(8)的电压V_O1的通常电压。

从而，在图1的多输出电流谐振型DC-DC变换器中，在第1主MOS-FET(1)的导通期间中在第2输出整流二极管(15)中流过电流I_D2，在输出控制用MOS-FET(40)关断后在第1输出整流二极管(7)中流过电流I_D1。另外，当第1以及第2直流输出电压V_O1、V_O2的差小时，根据第1输出平滑电容器(8)以及第1输出平滑电容器(16)的脉动电压，有时分别在第1以及第2输出整流二极管(7、15)同时流过电流I_D1、I_D2。分别在图3(A)～(G)中表示这时的第2主MOS-FET(2)的漏极-源极之间的电压V_Q2、漏极-源极电流I_Q2、第1主MOS-FET(1)的漏极-源极间的电压V_Q1、漏极-源极电流I_Q1、第1输出整流二极管(7)中流过的电流I_D1、第2输出整流二极管(15)中流过的电流I_D2以及电流谐振用电容器(4)的两端发生的电压V_C2的各波形。

另一方面，第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2由输出控制电路(41)内的第2输出电压检测电路(43)检测，其检测信号与规定第2输出电压值基准信号的误差信号V_E2输入到PWM控制电路(44)。PWM控制电路(44)由从电压变动检测电路(42)提供的高电压(H)电平的检测信号V_TD驱动，根据第2输出电压检测电路(43)的误差信号V_E2的电压电平控制脉冲序列信号V_PT的占空比。即，当第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2比基准电压高时，从PWM控制电路(44)输出占空比小的脉冲序列信号V_PT。反之，当第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2比基准电压低时，从PWM控制电路(44)输出占空比大的脉冲序列信号V_PT。由提供到RS触发器(45)的复位端子(R)的PWM控制电路(44)的脉冲序列信号V_PT，对RS触发器(45)进行复位。从而，当第2整流平滑电路(17)的第2直流输出电压V_O2比设定值高时，从PWM控制电路(44)把占空比小的脉冲序列信号V_PT提供到RS触发器(45)的复位端子(R)，从RS触发器(45)的输出端子(Q)经过驱动电路(46)，向输出控制用MOS-FET(40)的栅极提供狭窄脉冲宽度的动作信号V_S2。

由此，由于输出控制用MOS-FET(40)的导通期间变短，在第2输出平滑电容器(16)中流过电流的期间缩短，因此第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2降低。反之，当第2整流平滑电路(17)的第2直流输出电压V_O2比设定值低时，从PWM控制电路(44)向RS触发器(45)的复位端子(R)提供占空比大的脉冲序列信号V_PT，从RS触发器(45)的输出端子(Q)经过驱动电路(46)向输出控制用MOS-FET(40)的栅极提供宽脉冲宽度的动作信号V_S2。由此，由于输出控制用MOS-FET(40)的导通时间变长，在第2整流平滑电路(17)的第2输出平滑电容器(16)中流过电流的期间延长，因此第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2上升。这样，根据第2整流平滑电路(17)的输出电压V_O2控制输出控制用MOS-FET(40)的导通期间与第1主MOS-FET(1)的导通期间同步，能够从第2直流输出端子(18、19)取出大致一定的第2直流输出电压V_O2。另外，由于与图35所示的以往的多输出电流谐振型DC-DC变换器的动作大致相同，因此省略图1所示的多输出电流谐振型DC-DC变换器的其它基本动作的说明。

根据电流谐振电容器(4)以及变压器(5)的漏电感(5d)决定的谐振频率决定从变压器(5)的初级侧向次级侧供给电力的期间，即使连接在第1直流输出端子(10、11)的负载变动，从变压器(5)的初级侧向次级侧供给电力的期间也几乎不变。从而，能够与连接在变压器(5)的第一次级绕组(5b)一侧的第1直流输出端子(10、11)的负载的变动无关地，从第2直流输出端子(18、19)取出所需要的直流电力。另外，由于与第1主MOS-FET(1)的导通期间同步，使输出控制用MOS-FET(40)进行通断动作，控制在第2输出平滑电容器(16)中流过电流的期间，因此能够根据第2平滑电容器(19)的电压V_O2，由输出控制电路(41)控制输出控制用MOS-FET(40)的通断，能够以高精度控制从第2整流平滑电路(17)输出的第2直流输出V_O2。从而，由于能够通过输出控制用MOS-FET(40)的通断动作直接控制从第2整流平滑电路(17)输出的第2直流输出电压V_O2，因此电力变换损失少，另外能够只是在第2整流平滑电路(17)中添加输出控制用MOS-FET(40)这样简易的电路变更就可以得到稳定度高的第2直流输出电压V_O2，因此能够实现廉价、电力变换效率高而且可以得到高精度的直流输出的多输出电流谐振型DC-DC变换器。

图1所示的多输出电流谐振型DC-DC变换器能够变更。例如，图4所示的本发明第2实施形态的多输出电流谐振型DC-DC变换器具备：设置在图1所示的变压器(5)上的作为附加的次级绕组的第三次级绕组(5g)、与第三次级绕组(5g)连接而且作为由第3输出整流二极管(47)以及第3输出平滑电容器(48)构成的附加的整流平滑电路的第3整流平滑电路(49)、作为连接在第3输出整流二极管(47)的阴极与第3输出平滑电容器(48)之间的附加的开关元件的附加的输出控制用MOS-FET(50)、基于连接在第3直流输出端子(51、52)与附加的输出控制用MOS-FET(50)之间的第3输出平滑电容器(48)的电压V_O3来控制附加的输出控制用MOS-FET(5)的通断的附加的控制控制电路(53)。变压器(5)的第三次级绕组(5g)与第1以及第二次级绕组(5b、5c)反极性连接，附加的输出控制用MOS-FET(50)与第2主MOS-FET(2)的导通期间同步，进行通断动作。其它的结构以及动作与图1所示的多输出电流谐振型DC-DC变换器相同。

在本发明第2实施形态的多输出电流谐振型DC-DC变换器中，由于与图1相同，即使负载变动，从变压器(5)的初级侧向次级侧供给电力的期间也几乎不变，因此与连接在第1直流输出出端子(10、11)的负载变动无关，能够从第2以及第3直流输出端子(18、19；51、52)分别单独地取出稳定的第2以及第3直流输出电压V_O2、V_O3。从而，通过变更变压器(5)的第1～第三次级绕组(5b、5c、5g)以及构成第1～第3整流平滑电路(9、17、49)的第1～第3整流输出出二极管(7、15、47)的某一方或者双方的极性，或者变更输出控制电路(41)和附加的控制电路(53)的控制基准值等，能够实现发生极性以及电压值相互不同的三个直流输出电压V_O1、V_O2、V_O3的多输出电流谐振型DC-DC变换器。另外，由于变压器(5)的第三次级绕组(5g)的极性与第1以及第二次级绕组(5b、5c)相反，因此可以从第三次级绕组(5g)得到在第2主MOS-FET(2)导通时施加到变压器(5)的漏电感(5d)以及励磁电感(5e)上的电压的匝数比部分的稳定电压。

图5所示的本发明第3实施形态的多输出电流谐振型DC-DC变换器把主控制电路(14)的控制方式变更为根据来自直流电源(3)的输入电压E的变动来控制第1以及第2主MOS-FET(1、2)的通断的方式，省略图4所示的第1输出电压检测电路(12)以及光电耦合器(13)，在图4所示的第1输出整流二极管(7)的阴极与第1输出平滑电容器(8)之间连接第2输出控制用MOS-FET(54)，在第1直流输出端子(10、11)与第2输出控制用MOS-FET(54)的栅极之间，设置根据第1输出平滑电容器(8)的电压V_O1控制第2输出控制用MOS-FET(54)的通断的第2输出控制电路(55)，把图4所示的输出控制用MOS-FET(40)的连接位置变更到变压器(5)的第二次级绕组(54)与第2输出整流二极管(15)的阳极之间。图5所示的主控制电路(14)固定第1主MOS-FET(1)的导通期间，根据来自直流电源(3)的输入电压E的变动，通过使第2主MOS-FET(2)的导通期间变化，控制第1主MOS-FET(1)的导通占空比。其它的结构与图4所示的多输出电流谐振型DC-DC变换器相同。另外，除去根据第1输出平滑电容器(8)的电压V_O1，控制第2输出控制用MOS-FET(54)的通断，把第1直流输出端子(10、11)之间的第1直流输出电压V_O1控制为一定这一点以外，图5所示的多输出电流谐振型DC-DC变换器的动作与图1所示的多输出电流谐振型DC-DC变换器的动作大致相同。

在图5中，由于即使负载变动从变压器(5)的初级侧向次级侧供给电力的期间也几乎不变，因此通过由主控制电路(14)根据来自直流电源(3)的输入电压E的变动控制第1以及第2主MOS-FET(1、2)的通断，能够把施加到变压器(5)的初级绕组(5a)的电压控制为一定。从而，通过在次级侧的第1～第3整流平滑电路(9、17、49)的全部中设置输出控制用MOS-FET(54、40、50)，根据第1～第3整流平滑电路(9、17、49)的输出电压V_O1、V_O2、V_O3，单独地控制各输出控制用MOS-FET(54、40、50)的通断，能够从第1～第3直流输出端子(10、11；18、19；51、52)得到电压值相互不同的第1～第3直流输出电压V_O1、V_O2、V_O3。另外，由于能够把次级侧的直流输出电路全部构成为相同，因此在能够进一步减少部件的种类降低制造成本的同时，还具有提高保养上的互换性的优点。

图6所示的本发明第4实施形态的多输出电流谐振型DC-DC变换器把图4的输出控制用MOS-FET(40)的连接位置变更到变压器(5)的第二次级绕组(5c)与第2输出平滑电容器(16)之间的接地线上，使与图4所示的变压器(5)的第三次级绕组(5g)的极性相反的同时，把第3输出整流二极管(47)的连接位置变更到变压器(5)的第三次级绕组(5g)与第3输出平滑电容器(48)之间的接地线上。其它的结构与图4的多输出电流谐振型DC-DC变换器相同，图6的多输出电流谐振型DC-DC变换器的动作与图1的多输出电流谐振型DC-DC变换器的动作大致相同。

由于图6中也是即使负载变动，从变压器(5)的初级侧向次级侧供给电力的期间也几乎不变，因此即使变更变压器(5)的第三次级绕组(5g)的极性或者第3输出整流二极管(47)以及输出控制用MOS-FET(40)的连接位置，也可以得到与图4相同的作用以及效果。

在第1～第4实施形态中，用由一个整流输出二极管(7、15、47)和输出平滑电容器(8、16、48)构成的半波整流型构成了各整流平滑电路(9、17、49)，而也可以用两波整流型或者全波整流桥型等构成。例如，图7所示的本发明第5实施形态的多输出电流谐振型DC-DC变换器在图1所示的变压器(5)的各次级绕组(5b、5c)中设置中间抽头(5h、5i)，在各次级绕组(5b、5c)的两端连接一对输出整流二极管(7a、7b：15a、15b)，在各一对输出整流二极管(7a、7b：15a、15b)的连接点与各次级绕组(5b、5c)的中间抽头(5h、5i)之间，连接输出平滑电容器(8、16)，把图4的各整流平滑电路(9、17)变更为两波整流型的结构，在构成第2整流平滑电路(17)的第2输出整流二极管(15a、15b)的阳极与输出控制电路(41)之间，连接检测变压器(5)的第二次级绕组(5c)的电压V_T22的一对电压检测用二极管(56a、56b)。另外，在图7所示的主控制电路(14)中，如图8所示，设置D触发器(57)，把D触发器(57)的信号输入端子(D)连接到振荡器(32)的输出端子，把反相输出端子(-Q)连接到第2死区时间添加电路(36)的输入端子，把非反相输出端子(Q)连接到第1死区时间添加电路(34)的输入端子。由此，因为针对每次从振荡器(32)向D触发器(57)的信号输入端子(D)输入依照第1输出电压检测电路(12)的误差信号V_E1的电压电平频率变化的脉冲信号V_PL，切换从反相输出端子(-Q)以及非反相输出端子(Q)分别输出的电压电平，因此能够以50％的占空比使第1以及第2主MOS-FET(1、2)交互通断。其它的结构与图1所示的多输出电流谐振型DC-DC变换器相同。

在图7中，当未图示的电源开关接通后，直流电源(3)的电压E经过起动电阻(23)施加到辅助整流平滑电路(22)的辅助平滑电容器(21)上，将辅助平滑电容器(21)充电。当辅助平滑电容器(21)的充电电压达到主控制电路(14)的起动电压后，主控制电路(14)开始动作。这时，从主控制电路(14)分别向第1以及第2主MOS-FET(1、2)的各栅极提供第1以及第2驱动信号V_G1、V_G2，第1以及第2主MOS-FET(1、2)开始通断动作。在第1主MOS-FET(1)导通时，在直流电源(3)、电流谐振用电容器(4)、变压器(5)的漏电感(5d)、初级绕组(5a)、第1主MOS-FET(1)以及直流电源(3)的路径中流过电流I_Q1。

这时，受到在变压器(5)的第一次级绕组(5b)、一方的第1输出整流二极管(7a)以及第1输出平滑电容器(8)的路径中流过的第一次级电流的影响，在电流谐振用电容器(4)、变压器(5)的漏电感(5d)、初级绕组(5a)以及第1主MOS-FET(1)的路径中流过第1负载电流。另外，受到变压器(5)的第二次级绕组(5c)、一方的第2整流输出整流二极管(15a)以及第2输出平滑电容器(16)的路径中流过的第二次级电流的影响，在电流谐振用电容器(4)、变压器(5)的漏电感(5d)、初级绕组(5a)以及第1主MOS-FET(1)的路径中流过第2负载电流。进而，在电流谐振用电容器(4)、变压器(5)的漏电感(5d)、励磁电感(5e)以及第1主MOS-FET(1)的路径中流过励磁电流。流过第1主MOS-FET(1)的电流I_Q1成为第1负载电流、第2负载电流和励磁电流的合成电流。第1以及第2负载电流成为具有由电流谐振电容器(4)的静电电容以及变压器(5)的漏电感(5d)决定的谐振频率的正弦波状的谐振电流。励磁电流成为具有由变压器(5)的漏电感(5d)以及励磁电感(5e)的合成电感与电流谐振用电容器(4)的静电电容决定的谐振频率的谐振电流，而由于其谐振频率比第1主MOS-FET(1)的导通期间低，因此观测为以正弦波的一部分为斜边的三角波状的电流。

接着，当第1主MOS-FET(1)关断后，通过由上述励磁电流在变压器(5)中存储的能量，与图35的电路相同，发生电压模拟振荡。从而，在该期间中，能够进行切换为导通的第2主MOS-FET(2)的零电压开关(ZVS)。

当存储在变压器(5)中的由励磁电流产生的能量释放结束后，通过存储在电流谐振用电容器(4)中的能量，在电流谐振用电容器(4)、第2主MOS-FET(2)、初级绕组(5a)、漏电感(5d)以及电流谐振用电容器(4)的路径中流过电流。从而，经过变压器(5)的第一次级绕组(5b)，在另一方第1输出整流二极管(7b)、第1输出平滑电容器(8)的路径中流过第1负载电流，经过变压器(5)的第二次级绕组(5c)，在另一方第2输出整流二极管(15b)、第2输出平滑电容器(16)的路径中流过第2负载电流，进而，在电流谐振用电容器(4)、第2主MOS-FET(2)、变压器(5)的励磁电感(5e)、漏电感(5d)以及电流谐振用电容器(4)的路径中，沿着与第1主MOS-FET(1)的导通期间中相反的方向，流过在变压器(5)中循环的励磁电流，释放存储在电流谐振用电容器(4)中的能量。励磁电流是由变压器(5)的漏电感(5d)以及励磁电感(5e)的合成电感与电流谐振用电容器(4)的静电电容决定的谐振频率的谐振电流，而由于与第2主MOS-FET(2)的导通期间相比较谐振频率低，因此观测为以正弦波的一部分为斜边的三角波状的电流。

图9(A)以及(B)分别表示第1以及第2主MOS-FET(1、2)的漏极-源极间电压V_Q1、V_Q2，在各主MOS-FET(1、2)中流过的电流I_Q1、I_Q2和在第1整流平滑电路(9)中流过的电流I_D1。当从直流电源(3)供给的输入电压E低时以及高时，固定第1以及第2主MOS-FET(1、2)的死区时间，而且对第1以及第2驱动信号V_G1、V_G2进行频率控制，以50％的占空比使第1以及第2主MOS-FET(1、2)交互通断时可以得到图9(A)以及(B)的波形。即，图9(A)以及(B)表示通过依照输入电压E的变化，对第1以及第2驱动信号V_G1、V_G2进行频率控制，变化第1以及第2主MOS-FET(1、2)的导通期间，使在电流谐振用电容器(4)、第2主MOS-FET(2)、变压器(5)的励磁电感(5e)、漏电感(5d)以及电流谐振用电容器(4)的路径中流过的变压器(5)的励磁电流变化的状态。由此，能够调整电流谐振用电容器(4)两端的电压V_C2，控制第1直流输出电压V_O1。图9(C)以及(D)分别表示负载轻以及重时的电压V_Q1、V_Q2以及电流I_Q1、I_Q2、I_D1的波形。即，在轻负载状态的图9(C)中，流过第1以及第2主MOS-FET(1、2)的电流I_Q1、I_Q2约为三角波形，几乎不流过作为负载电流的谐振电流，而在重负载状态的图9(D)中，流过第1以及第2主MOS-FET(1、2)的电流I_Q1、I_Q2包括呈正弦波状变化的部分，流过相当于负载电流的谐振电流。另外，如果把图9(C)以及(D)所示的第1以及第2主MOS-FET(1、2)的漏极-源极间电压V_Q1与V_Q2进行比较，则能够理解对于负载的变动，第1以及第2主MOS-FET(1、2)的开关频率几乎不变的情况。

当第1主MOS-FET(1)导通时，在变压器(5)的初级绕组(5a)中发生电压的同时，经过第二次级绕组(5c)，在一方电压检测用二极管(56a)的阴极中发生电压V_T22。另外，在第2主MOS-FET(2)的导通时，在变压器(5)的初级绕组(5a)中发生电压的同时，经过第二次级绕组(5c)在另一方电压检测用二极管(56b)的阴极中发生电压V_T22。在一对电压检测用二极管(56a、56b)的阴极中发生的电压V_T22输入到输出控制电路(41)内的电压变动检测电路(42)，从电压变动检测电路(42)向RS触发器(45)的置位端子(S)以及PWM控制电路(44)提供高电压(H)电平的检测信号V_TD，在把RS触发器(45)置位的同时，驱动PWM控制电路(44)。

为此，从RS触发器(45)的输出端子(Q)经过驱动电路(46)对输出控制用MOS-FET(40)的栅极提供高电压(H)电平的动作信号V_S2，输出控制用MOS-FET(40)导通。由此，在第1以及第2主MOS-FET(1、2)每次交互导通时，从变压器(5)的第二次级绕组(5c)经过第2整流平滑电路(17)的第2输出整流二极管的一方(15a)或者另一方(15b)，在第2输出平滑电容器(16)中流过电流，第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2上升。

当输出控制用MOS-FET(40)切换为导通后，变压器(5)的第二次级绕组(5c)的上侧或者下侧的电压每半个周期被箝位于第2整流平滑电路(17)的第2输出平滑电容器(6)的电压V_O2。从而，在漏电感(5d)上施加从施加到变压器(5)的漏电感(5d)和励磁电感(5e)上的电压减去初级绕组(5a)和第二次级绕组(5c)的上侧或者下侧的匝数比部分电压的电压。在图7的电路中，由于使用具有漏电感(5d)的变压器(5)，因此可由变压器(5)的漏电感(5d)吸收输出电压的无用电压成分。

然后，输出控制用MOS-FET(40)切换为关断以后，由于变压器(5)的第二次级绕组(5c)的上侧或者下侧的电压箝位在每半个周期释放，因此在变压器(5)的第一次级绕组(5b)的上侧或者下侧，在每半个周期发生被箝位于第1整流平滑电路(9)的第1输出平滑电容器(8)的电压V_O1的通常电压。从而，在图7所示的电路中，在第1主MOS-FET(1)的导通期间中，在第2整流平滑电路(17)的第2输出整流二极管的一方(15a)中流过电流I_D2，在输出控制用MOS-FET(40)关断了以后，在第1整流平滑电路(9)的第1输出整流二极管的一方(7a)中流过电流I_D1。另外，在第2主MOS-FET(2)的导通期间中，在第2整流平滑电路(17)的第2输出整流二极管的另一方(15b)中流过电流I_D2，在输出控制用MOS-FET(40)关断了以后，在第1整流平滑电路(9)的第1输出整流二极管的另一方(7b)中流过电流I_D1。

进而，当第1以及第2直流输出电压V_O1、V_O2的差小时，根据第1整流平滑电路(9)的第1输出平滑电容器(8)以及第2整流平滑电路(17)的第2输出平滑电容器(16)的脉动电压，针对每半个周期，在第1以及第2输出整流二极管的一方(7a、15a)或者第1以及第2输出整流二极管的另一方(7b、15b)中有时同时流过电流I_D1、I_D2的情况。分别在图10(A)～(F)中表示这时的第1主MOS-FET(1)的漏极-源极间电压V_Q1、第2主MOS-FET(2)的漏极-源极间的电压V_Q2、在第1主MOS-FET(1)中流过的电流I_Q1、在第2主MOS-FET(2)中流过的电流I_Q2、在第1输出整流二极管(7a、7b)中流过的电流I_D1以及在第2输出整流二极管(15a、15b)中流过的电流I_D2的各波形。

另一方面，由输出控制电路(41)内的第2输出电压检测电路(43)检测第2整流平滑电路(17)的第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2，其检测信号与规定第2输出电压值的基准电压的误差信号V_E2被输入到PWM控制电路(44)。由从电压变动检测电路(42)提供的高电压(H)电平的检测信号V_TD驱动PWM控制电路(44)，基于第2输出电压检测电路(43)的误差信号V_E2的电压电平控制所输出的脉冲序列信号V_PT的占空比。即，当第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2比基准电压高时，从PWM控制电路(44)输出占空比小的脉冲序列信号V_PT，当第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2比基准电压低时，从PWM控制电路(44)输出占空比大的脉冲序列信号V_PT。从PWM控制电路(44)输出的脉冲序列信号V_PT提供给RS触发器(45)的复位端子(R)，复位RS触发器(45)。从而，当第2整流平滑电路(17)的第2直流输出电压V_O2比设定值高时，从PWM控制电路(44)向RS触发器(45)的复位端子(R)提供占空比小的脉冲序列信号V_PT，从RS触发器(45)的输出端子(Q)经过驱动电路(46)，向输出控制用MOS-FET(40)的栅极提供窄脉冲宽度的动作信号V_S2。由此，由于输出控制用MOS-FET(40)的导通期间变短，因此缩短在第2整流平滑电路(17)的第2输出平滑电容器(16)中流过电流的期间，第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2降低。

另外，当第2整流平滑电路(17)的第2直流输出电压V_O2比设定值低时，从PWM控制电路(44)向RS触发器(45)的复位端子(Q)提供占空比大的脉冲序列信号V_PT，从RS触发器(45)的输出端子(Q)经过驱动电路(46)，向输出控制用MOS-FET(40)的栅极提供宽脉冲宽度的动作信号V_S2。由此，由于输出控制用MOS-FET(40)的导通期间长，因此延长在第2整流平滑电路(17)的第2输出平滑电容器(16)中流过电流的期间，第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2上升。这样，能够基于第2整流平滑电路(17)的输出电压V_O2，与初级侧的第1以及第2主MOS-FET(1、2)的开关频率同步，控制输出控制用MOS-FET(40)的导通期间，从第2直流输出端子(18、19)输出大致一定值的第2直流输出电压V_O2。

在图7中，由于对于负载的变动，第1以及第2主MOS-FET(1、2)的开关频率几乎不变，因此从变压器(5)的初级侧向次级侧供给电力的期间也几乎不变。从而，与连接在变压器(5)的第一次级绕组(5b)一侧的第1直流输出端子(10、11)上负载的变动无关，能够经过连接在变压器(5)的第二次级绕组(5c)上的第2整流平滑电路(17)，从第2直流输出端子(18、19)取出所需要的直流电力。另外，通过与第1以及第2主MOS-FET(1、2)的开关频率同步使输出控制用MOS-FET(40)通断，控制在第2输出平滑电容器(16)中流过电流的期间。为此，通过在输出控制电路(41)中基于第2平滑电容器(16)的电压V_O2控制输出控制用MOS-FET(40)的通断，能够以高精度控制第2直流输出电压V_O2。从而，由于通过输出控制用MOS-FET(40)的通断动作能够直接控制第2直流输出电压V_O2，因此电力变换损失少，另外，只是在第2整流平滑电路(17)上添加输出控制用MOS-FET(40)的简单的电路变更就可以得到稳定度高的第2直流输出电压V_O2，因此能够实现得到廉价、电力变换效率高而且高精度的直流输出的多输出电流谐振型DC-DC变换器。

图11所示的本发明第6实施形态的多输出电流谐振型DC-DC变换器具备：作为设置在图7所示的变压器(5)上的附加次级绕组的第三次级绕组(5g)；连接在第三次级绕组(5g)上，作为由第3输出整流二极管(47)以及第3输出平滑电容器(48)构成的附加整流平滑电路的第3整流平滑电路(49)；作为连接在第3输出整流二极管(47)的阴极与第3输出平滑电容器(48)之间的附加开关元件的附加输出控制用MOS-FET(50)；设置在第3直流输出端子(51、52)与附加输出控制用MOS-FET(50)的栅极之间，基于第3输出平滑电容器(48)的电压V_O3，控制附加输出控制用MOS-FET(50)的通断的附加控制电路(53)。附加控制电路(53)的内部结构与图2所示的输出控制电路(41)的内部结构相同，其它结构与图7所示的多输出电流谐振型DC-DC变换器相同。

在图11的多输出电流谐振型DC-DC变换器中，由于用由一个输出整流二极管(47)以及一个输出平滑电容器(48)构成的半波整流型来构成第3整流平滑电路(49)，因此与第1主MOS-FET(1)的导通期间同步，使附加输出控制用MOS-FET(50)通断动作，从第3整流平滑电路(49)经过第3直流输出端子(51、52)输出第3直流输出电压V_O3。由附加控制电路(53)检测第3整流平滑电路(49)的第3输出平滑电容器(48)的电压V_O3，根据该检测电压与规定第3输出电压值的基准电压的误差信号，附加输出控制用MOS-FET(50)与第1主MOS-FET(1)的开关频率同步，进行脉宽调制(PWM)。由此，稳定从第3整流平滑电路(49)经过第3直流输出端子(51、52)输出的第3直流输出电压V_O3。上述以外的基本动作与图7的多输出电流谐振型DC-DC变换器的动作大致相同。

在图11中，与图7相同，由于即使负载变动，从变压器(5)的初级侧向次级侧供给电力的期间也几乎不变，因此与连接在第1直流输出端子(10、11)的负载变动无关，能够从第2以及第3直流输出端子(18、19；51、52)分别取出稳定的第2以及第3直流输出电压V_O2、V_O3。从而，通过变更构成变压器(5)的第1～第三次级绕组(5b、5c、5g)以及第1～第3整流平滑电路(9、17、49)的第1～第3输出整流二极管(7a、7b；15a、15b；47)的任一方或者双方的极性，或者变更输出控制电路(41)或附加控制电路(53)的控制基准值等，能够实现发生极性或者电压值相互不同的三个直流输出电压V_O1、V_O2、V_O3的多输出电流谐振型DC-DC变换器。

图12所示的本发明第7实施形态的多输出电流谐振型DC-DC变换器把图11所示的由两个第2输出整流二极管(15a、15b)和一个第2输出平滑电容器(16)构成的两波整流型的第2整流平滑电路(17)置换为由桥式(桥)连接的四个第2输出整流二极管(15a～15d)和一个第2输出平滑电容器(16)构成的全波整流桥型的第2整流平滑电路(17)，在变压器(5)的第二次级绕组(5c)的上端以及下端与输出控制电路(41)之间连接一对电压检测用二极管(56a、56b)，使变压器(5)的第三次级绕组(5g)的极性与图11所示的极性相反。在图12所示的例子中，由于变压器(5)的第三次级绕组(5g)的极性与第1以及第二次级绕组(5b、5c)相反，因此附加输出控制用MOS-FET(5)与第2主MOS-FET(2)的导通期间同步进行通断动作。其它的结构与图11所示的多输出电流谐振型DC-DC变换器相同。

在图12的多输出电流谐振型DC-DC变换器中，在变压器(5)的第二次级绕组(5c)两端发生的交流电压由桥式连接的四个第2输出整流二极管(15a～15d)进行全波整流，经过输出控制用MOS-FET(40)以及第2输出平滑电容器(16)，从第2直流输出端子(18、19)输出平滑了的第2直流输出电压V_O2。由输出控制电路(41)检测第2整流平滑电路(17)内的第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2，根据该检测电压与规定第2输出电压值的基准电压的误差信号，输出控制用MOS-FET(40)与第1以及第2主MOSFET(1、2)的开关频率同步，进行PWM(脉宽调制)控制。由此，稳定从第2整流平滑电路(17)经过第2直流输出端子(18、19)输出的第2直流输出电压V_O2。

另外，附加输出控制用MOS-FET(50)与第2主MOS-FET(2)的导通期间同步进行通断动作，从第3整流平滑电路(49)经过第3直流输出端子(51、52)输出第3直流输出电压V_O3。由附加控制电路(53)检测第3整流平滑电路(49)内的第3输出平滑电容器(48)的电压V_O3，根据该检测电压与规定第3输出电压值的基准电压的误差信号，附加输出控制用MOS-FET(50)与第1主MOS-FET(1)的开关频率同步、进行脉宽调制(PWM)。由此，稳定从第3整流平滑电路(49)经过第3直流输出端子(51、52)输出的第3直流输出电压V_O3。上述以外的基本动作与图7的多输出电流谐振型DC-DC变换器的动作大致相同。

在图12中，与图11相同，由于即使负载变动，从变压器(5)的初级侧向次级侧供给电力的期间也几乎不变，因此如图12所示，即使把两波整流型的第2整流平滑电路(17)变更为全波整流桥型，或者使变压器(5)的第三次级绕组(5g)的极性成为与第1以及第二次级绕组(5b、5c)相反的极性，也可以得到与图11大致相同的作用以及效果。

图13所示的本发明第8实施形态的多输出电流谐振型DC-DC变换器对于第1主MOS-FET(1)并联连接图12所示的变压器(5)的初级绕组(5a)、漏电感(5d)和电流谐振用电容器(4)的串联电路、把由桥式连接的四个第2输出整流二极管(15a～15d)和一个第2输出平滑电容器(16)构成的全波整流桥型的第2整流平滑电路(17)变更为由一个第2输出整流二极管(15)和一个第2输出平滑电容器(16)构成的半波整流型的第2整流平滑电路(17)，在变压器(5)的第二次级绕组(5c)与第2输出平滑电容器(16)之间的接地线上连接输出控制用MOS-FET(40)，把构成图12所示的第3整流平滑电路(49)的第3输出整流二极管(47)的连接位置变更到变压器(5)的第三次级绕组(5g)与第3输出平滑电容器(48)之间的接地线上。其它的结构与图12的多输出电流谐振型DC-DC变换器大致相同。

在图13的多输出电流谐振型DC-DC变换器中，输出控制用MOS-FET(40)与第2主MOS-FET(2)的导通期间同步进行通断动作，从第2整流平滑电路(17)经过第2直流输出端子(18、19)输出第2直流输出电压V_O2。由输出控制电路(41)检测第2整流平滑电路(17)内的第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2，根据该检测电压与规定第2输出电压值的基准电压的误差信号，输出控制用MOS-FET(40)与第2主MOS-FET(2)的开关频率同步进行脉宽调制(PWM)控制。由此，稳定从第2整流平滑电路(17)经过第2直流输出端子(18、19)输出的第2直流输出电压V_O2。另一方面，附加输出控制用MOS-FET(50)与第1主MOS-FET(1)的导通期间同步进行通断动作，从第3整流平滑电路(49)经过第3直流输出端子(51、52)输出第3直流输出V_O3。由附加控制电路(53)检测第3整流平滑电路(49)内的第3输出平滑电容器(48)的电压V_O3，根据该检测电压与规定第3输出电压值的基准电压的误差信号，附加输出控制用MOS-FET(50)与第1主MOS-FET(1)的开关频率同步进行脉宽调制(PWM)。由此，稳定从第3整流平滑电路(49)经过第3直流输出端子(51、52)输出的第3直流输出电压V_O3。上述以外的基本动作与图7的多输出电流谐振型DC-DC变换器的动作大致相同。

在图13中，与图12相同，由于即使负载变动，从变压器(5)的初级侧向次级侧供给电力的期间也几乎不变，因此如图13所示、即使把全波整流桥型的第2整流平滑电路(17)变更为半波整流型，变更输出控制用MOS-FET(40)的连接位置，或者变更构成第3整流平滑电路(49)的第3输出整流二极管(47)的连接位置，也可以得到与图12大致相同的作用以及效果。

图14所示的本发明第9实施形态的多输出电流谐振型DC-DC变换器省略图7所示的具有中间抽头(5i)的变压器(5)的第二次级绕组(5c)，在变压器(5)的第一次级绕组(5b)的中间抽头(5h)与下端之间，连接由第2输出整流二极管(15)以及第2输出平滑电容器(16)构成的半波整流型的第2整流平滑电路(17)，在第2输出整流二极管(15)的阴极与第2输出平滑电容器(16)之间连接输出控制用MOS-FET(40)，在第2直流输出端子(18、19)与输出控制用MOS-FET(40)之间设置根据第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2控制输出控制用MOS-FET(40)的通断的输出控制电路(41)。其它的结构与图7的多输出电流谐振型DC-DC变换器大致相同。

在图14的多输出电流谐振型DC-DC变换器中，当第2主MOS-FET(2)导通时，在变压器(5)的第一次级绕组(5b)的下端与中间抽头(5h)之间发生以下端为正的电压V_T22，输出控制用MOS-FET(40)导通。从而，输出控制用MOS-FET(40)与第2主MOS-FET(2)的导通期间同步进行通断动作，从第2从整流平滑电路(17)经过第2直流输出端子(18、19)输出第2直流输出电压V_O2。由输出控制电路(41)检测第2整流平滑电路(17)内的第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2，根据该检测电压和规定第2输出电压值的基准电压的误差信号，输出控制用MOS-FET(40)与第2主MOSFET(2)的开关频率同步，调制脉宽(PWM)。由此，稳定从第2整流平滑电路(17)经过第2直流输出端子(18、19)输出的第2直流电压V_O2。关于上述以外的基本动作与图7的多输出电流谐振型DC-DC变换器的动作大致相同。

在图14中，与图7相同，由于即使负载变动，从变压器(5)的初级侧向次级侧供给电力的期间也几乎不变，因此与连接在变压器(5)的第一次级绕组(5b)一侧的第1直流输出端子(10、11)上的负载变动无关，能够经过连接在变压器(5)的第二次级绕组(5c)上的第2整流平滑电路(17)，从第2直流输出端子(18、19)取出所需要的电压。从而，即使在图14中也可以得到与图7大致相同的作用以及效果。特别是，在图14中，与图7相比较，由于变压器(5)的次级绕组的数量少，因此具有能够谋求变压器(5)的小型化以及重量轻的优点。

另外，图15所示的本发明第10实施形态的多输出电流谐振型DC-DC变换器把图11所示的由两个第1输出整二极管(7a、7b)和一个第1输出平滑电容器(8)构成的两波整流型的第1整流平滑电路(9)置换为由桥式连接的四个第1输出整流二极管(7a～7d)和一个第1输出平滑电容器(8)构成的全波整流桥型的第1整流平滑电路(9)，使变压器(5)的第三次级绕组(5g)的极性与图11所示的极性相反。在图15所示的例子中，由于变压器(5)的第三次级绕组(5g)的极性与第1以及第二次级绕组(5b、5c)相反，因此附加输出控制用MOS-FET(50)与第2主MOS-FET(2)的导通期间同步进行通断动作。其它的结构与图11的多输出电流谐振型DC-DC变换器相同。

在图15的多输出电流谐振型DC-DC变换器中，在变压器(5)的第一次级绕组(5b)两端发生的交流电压由桥式连接的四个第1输出整流二极管(7a～7d)进行全波整流，经过第1输出平滑电容器(8)，从第1直流输出端子(10、11)输出平滑了的第1直流输出电压V_O1。由第1输出电压检测电路(12)检测第1整流平滑电路(9)内的第1输出平滑电容器(8)的电压V_O1，该检测电压与规定第1输出电压值的基准电压的误差信号V_E1经过光电耦合器(13)的发光单元(13a)以及感光单元(13b)传递到主控制电路(14)的反馈信号输入端子(FB)。主控制电路(14)根据输入到反馈信号输入端子(FB)的第1输出电压检测电路(12)的误差信号V_E1的电压电平，分别在第1以及第2主MOS-FET(1、2)的各栅极上提供把脉冲频率调制(PFM)了的第1以及第2驱动信号V_G1、V_G2，按照与第1输出电压检测电路(12)的误差信号V_E1的电压电平相对应的频率，使第1以及第2主MOS-FET(1、2)交互进行通断动作。由此，从第1直流输出端子(10、11)输出的第1直流输出电压V_O1被控制为大致一定值。另外，附加输出控制用MOS-FET(50)与第2主MOS-FET(2)的导通期间同步进行通断动作，从第3整流平滑电路(49)经过第3直流输出端子(51、52)输出第3直流输出电压V_O3。由附加控制电路(53)检测第3整流平滑电路(49)内的第3输出平滑电容器(48)的电压V_O3，根据该检测电压与规定第3输出电压值的基准电压的误差信号，附加输出控制用MOS-FET(50)与第2主MOS-FET(2)的开关频率同步，调制脉冲宽度(PWM)。由此，稳定从第3整流平滑电路(49)经过第3直流输出端子(51、52)输出的第3直流输出电压V_O3。上述以外的基本动作与图7的多输出电流谐振型DC-DC变换器的动作大致相同。

在图15中，与图11相同，由于即使负载变动，从变压器(5)的初级侧向次级侧供给电力的期间也几乎不变，因此如图15所示，即使把两波整流型的第1整流平滑电路(9)变更为全波整流桥型，或者使变压器(5)的第三次级绕组(5g)的极性成为与第1以及第二次级绕组(5b、5c)相反的极性，也可以得到与图11大致相同的作用以及效果。

图16所示的本发明第11实施形态的多输出电流谐振型DC-DC变换器把主控制电路(14)的控制方式变更为根据来自直流电源(3)的输入电压E的变动，控制第1以及第2主MOS-FET(1、2)的通断的方式，省略图7所示的第1输出电压检测电路(12)以及光电耦合器(13)，在图7所示的第1输出整流二极管(7a、7b)的阴极与第1输出平滑电容器(8)之间连接第2输出控制用MOS-FET(54)，在第1直流输出端子(10、11)与第2输出控制用MOS-FET(54)的栅极之间设置根据第1输出平滑电容器(8)的电压V_O1控制第2输出控制用MOS-FET(54)的通断的第2输出控制电路(55)，在第1输出整流二极管(7a、7b)的各阳极与第2输出控制电路(55)之间连接检测变压器(5)的第一次级绕组(5b)的电压V_T21的一对第2电压检测用二极管(58a、58b)。其它的结构与图7的多输出电流谐振型DC-DC变换器大致相同。

在图16的多输出电流谐振型DC-DC变换器中，从主控制电路(14)分别在第1以及第2主MOS-FET(1、2)的各栅极上提供根据来自直流电源(3)的输入电压E的变动脉冲频率调制(PFM)了的第1以及第2驱动信号V_G1、V_G2，按照与来自直流电源(3)的输入电压E相对应的频率使第1以及第2主MOS-FET(1、2)交互通断动作。由此，在变压器(5)的初级绕组(5a)中发生交流电压，在第一次级绕组(5b)中感应与初级绕组(5a)和第一次级绕组(5b)的匝比相对应的交流电压。在变压器(5)的第一次级绕组(5b)中感应的交流电压由构成第1整流平滑电路(9)的两个第1输出整流二极管(7a、7b)进行两波整流，由第1输出平滑电容器(8)平滑后，在第1直流输出端子(10、11)之间发生第1直流输出电压V_O1。另外，由第2输出控制电路(55)检测第1整流平滑电路(9)的第1输出平滑电容器(8)的电压V_O1，根据该检测电压与规定第1输出电压值的基准电压的误差信号，第2输出控制用MOS-FET(54)与第1以及第2主MOS-FET(1、2)的开关频率同步，进行脉宽调制(PWM)。由此，稳定从第1整流平滑电路(9)经过第1直流输出端子(10、11)输出的第1直流输出电压V_O1。上述以外的基本动作与图7的多输出电流谐振型DC-DC变换器的动作大致相同。

在图16中，与图7相同，由于即使负载变动，从变压器(5)的初级侧向次级侧供给电力的期间已几乎不变，通过由主控制电路(14)根据来自直流电源(3)的输入电压E的变动，控制第1以及第2主MOS-FET(1、2)的通断，能够把施加到变压器(5)的初级绕组(5a)上的电压控制为一定。从而，在第1以及第2整流平滑电路(9、17)中设置输出控制用MOS-FET(54、40)，通过基于第1以及第2整流平滑电路(9、17)的输出电压V_O1、V_O2单独控制各输出控制用MOS-FET(54、40)的通断，能够从第1以及第2直流输出端子(10、11；18、19)，得到电压值相互不同的第1以及第2直流输出电压V_O1、V_O2。另外，在能够使次级侧的直流输出电路的构成部件全部相同，具有在减少部件的种类，进而降低制造成本的同时，提高保守互换性的优点。

而在图1所示的多输出电流谐振型DC-DC变换器中，如果初级侧的第1主MOS-FET(1)导通，则同时次级侧的输出控制用MOS-FET(40)导通，在第1主MOS-FET(1)的导通期间中根据第2整流平滑电路(17)的输出电压V_O2，关断第2输出控制用MOS-FET(40)。因此，当输出控制用MOS-FET(40)从导通切换为关断时，在输出控制用MOS-FET(40)的导通期间中流过正弦波形的电流I_D2急剧地减少到0的同时，输出控制用MOS-FET(40)的漏极-源极间的电压从0[V]急剧上升。从而，在输出控制用MOS-FET(40)从导通向关断切换时，在输出控制用MOS-FET(40)中流过的电流I_D2没有充分地减少到0的过程中，由于输出控制用MOS-FET(40)的漏极-源极间的电压急剧上升，因此在输出控制用MOS-FET(40)中发生很大的开关损失，存在多输出电流谐振型DC-DC变换器的电力变换效率综合降低的缺点。同样，在上述专利文献2中公开的多输出DC/DC变换器中，由于与初级侧的场效应晶体管的导通同步，次级侧的开关电路导通，与没有进行主反馈的输出系统的输出电压一致，控制开关电路的导通时间，因此在开关电路从导通向关断切换时，在开关电路中流过的电流没有充分减少到0的过程中，开关电路的端子电压急剧上升。从而，在开关电路中发生很大的功率损失，存在多输出DC/DC变换器的电力变换效率综合降低的缺点。

表示本发明第12实施形态的多输出电流谐振型DC-DC变换器使输出控制用MOS-FET(40)从导通向关断切换时发生的开关损失降低，如图19所示，把图1所示的输出控制用MOS-FET(40)的连接位置变更到变压器(5)的第二次级绕组(5c)与第2输出平滑电容器(16)之间的接地线上。第1输出电压检测电路(12)由串联连接在第1直流输出端子(10、11)之间的两个电阻(59、60)和稳压二极管(61)构成，从两个电阻(59、60)的连接点输出第1输出平滑电容器(8)的检测电压与规定第1输出电压值的稳压二极管(61)的稳压电压V_R1的第1误差信号V_E1，控制在光电耦合器(13)的发光单元(13a)中流过的电流。由此，由于在光电耦合器(13)的感光单元(13b)中流过根据第1误差信号V_E1控制的电流，因此从第1输出电压检测电路(12)经过光电耦合器(13)的发光单元(13a)以及感光单元(13b)，向主控制电路(14)的反馈信号输入端子(FB)传递第1误差信号V_E1。

输出控制电路(41)包括：检测在第二次级绕组(5c)中发生的电压V_T22的上升沿脉冲以及下降沿脉冲，分别发生第1以及第2检测信号V_TD的电压变动检测电路(42)；检测第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2，输出其检测电压与规定第2输出电压值的基准电压V_R2的第2误差信号V_E2的第2输出电压检测电路(43)；输出在电压变动检测电路(42)发生了第1检测信号V_TD以后，把输出控制用MOS-FET(40)切换为导通，同时，在电压变动检测电路(42)发生了第2检测信号V_TD以后，把输出控制用MOS-FET(40)切换为关断的输出信号V_PT的作为驱动控制电路的PWM控制电路(44)；根据PWM控制电路(44)的输出信号V_PT，输出提供到输出控制用MOS-FET(40)的栅极上的动作信号V_S2的驱动电路(46)。

第2输出电压检测电路(43)包括：在第2直流输出端子(18、19)之间串联连接的分压电阻(62、63)、具有并联连接在第2输出平滑电容器(16)上的分路调节器(64)以及两个电阻(65、66)的串联电路；在分路调节器(64)与一方电阻(65)的连接点与分压电阻(62、63)的分压点之间连接的相位修正用电容器(67)构成。分路处理器(64)的REF端子连接到分压电阻(62、63)的分压点，在一方第2直流输出端子(18)与两个电阻(65、66)的连接点之间连接光电耦合器(68)的发光单元(68a)。

如图20所示，在第二次级绕组(5c)的两端连接由整流二极管(69)和平滑电容器(70)构成的辅助电源电路，从整流二极管(69)的阴极经过平滑电容器(70)，向构成输出控制电路(41)的电压变动检测电路(42)、PWM控制电路(44)以及驱动电路(46)供给驱动用电力。

电压变动检测电路(42)包括：在第二次级绕组(5c)两端串联连接的分压电阻(71、72)；与另一方分压电阻(72)并联连接的二极管(73)；基极(控制端子)连接在分压电阻(71、72)的分压点，作为检测用开关元件的检测用晶体管(74)。检测用晶体管(74)具备连接在PWM控制电路(44)的集电极(一方主端子)和连接在平滑电容器(70)的发射极(另一方主端子)。在检测用晶体管(74)导通以及截止时，从集电极分别发生第1以及第2检测信号V_TD。即，如果在第二次级绕组(5c)中发生电压V_T22的上升沿脉冲，则在分压电阻(71、72)的分压点发生正极性的电压，由此，二极管(73)被反相偏置的同时，从基极向发射极流过电流的检测用晶体管(74)成为导通，检测用晶体管(74)从集电极发生第1检测信号V_TD。如果在第二次级绕组(5c)中发生电压V_T22的下降沿脉冲，则在分压电阻(71、72)的分压点发生负极性的电压，二极管(73)被正向偏置。由此，在基极-发射极之间不流过电流的检测用晶体管(74)成为截止，检测用晶体管(74)从集电极发生第2检测信号V_TD。

PWM控制电路(44)具备在整流二极管(69)和平滑电容器(7点)的连接点与检测用晶体管(74)的集电极之间连接的放电用电阻(75)、比较器(76)、在整流二极管(69)和平滑电容器(70)的连接点与比较器(76)的反相输入端子(-)之间连接的积分电容器(77)、在放电用电阻(75)和检测用晶体管(74)的连接点与积分电容器(77)和比较器(76)的反相输入端子(-)的连接点之间连接的充电用电阻(78)、与充电用电阻(78)并联连接的放电用二极管(79)、与平滑电容器(70)并联连接的电流限制用电阻(80)和光电耦合器(68)的感光单元(68b)的串联电路。比较器(76)的非反相输入端子(+)连接到电流限制用电阻(80)与光电耦合器(68)的感光单元(68b)的连接点，输出端子连接到驱动电路(46)。放电用电阻(75)、积分电容器(77)、充电用电阻(78)以及放电用二极管(79)构成积分电路，当检测用晶体管(74)成为导通后，由于从集电极发生第1检测信号V_TD，因此通过平滑电容器(70)、积分电容器(77)、充电用电阻(78)以及检测用晶体管(74)流过充电电流，对积分电容器(77)充电。根据流过积分电容器(77)和充电用电阻(78)的充电电流，积分电容器(77)与充电用电阻(78)的连接点的电压表示与在第二次级绕组(5c)中发生的电压V_T22的积分值对应的第1积分输出信号V_CW1(图21(B))。

当检测用晶体管(74)成为截止后，由于从检测用晶体管(74)的集电极发生第2检测用信号V_TD，因此存储在积分电容器(77)中的电荷根据通过放电用电阻(75)以及放电用二极管(79)流过的放电电流而放电。根据通过放电用电阻(75)以及放电用二极管(79)流过的放电电流，积分电容器(77)与放电用二极管(79)的连接点的电压表示与在第二次级绕组(54)中发生的电压V_T22的积分值相对应的第2积分输出信号V_CW2(图21(B))。电流限制用电阻(80)以及光电耦合器(68)的感光单元(68b)构成误差电压发生电路，从电流限制用电阻(80)与光电耦合器(68)的感光单元(68b)的连接点发生与第2输出电压检测电路(43)的第2误差信号V_E2相对应的电平的误差电压V_PC(图21(B))。比较器(76)把输入到非反相输入端子(+)的误差电压V_PC与由输入到反相输入端子(-)的第1以及第2积分输出信号V_CW1、V_CW2构成的积分电容器(77)的充放电电压V_CW进行比较，如果积分电容器(77)的充放电电压V_CW比误差电压V_PC低，则发生高电压(H)电平的输出信号V_PT，如果积分电容器(77)的充放电电压V_CW比误差电压V_PC高，则发生低电压(L)电平的输出信号V_PT。

驱动电路(46)包括：与平滑电容器(70)并联连接的高电压输出用NPN晶体管(81)以及低电压输出用PNP晶体管(82)；整流二极管(69)和平滑电容器(70)的连接点与NPN晶体管(81)及PNP晶体管(82)(切换元件)的两基极(控制端子)之间连接的偏置电阻(83)；连接于NPN晶体管(81)及PNP晶体管(82)的两发射极(一方的主端子)的输出电阻(84)。NPN晶体管(81)的集电极(另一方的主端子)连接于整流二极管(69)和平滑电容器(70)的连接点，PNP晶体管(82)的集电极(另一方的主端子)连接于平滑电容器(70)的接地端(下端)。

动作时，当从比较器(76)输出高电压(H)电平的输出信号V_PT后，NPN晶体管(81)以及PNP晶体管(82)分别导通以及截止，从NPN晶体管(81)的发射极经过输出电阻(84)流过电流，在栅极提供了高电压(H)电平的动作信号V_S2的输出控制用MOS-FET(40)切换为导通。反之，如果从比较器(76)输出低电压(L)电平的输出信号V_PT，则NPN晶体管(81)以及PNP晶体管(82)分别成为截止以及导通，从输出电阻(84)通过PNP晶体管(82)的发射极流过电流，在栅极提供了低电压(L)电平的动作信号V_S2的输出控制用MOS-FET(40)切换为关断。其它的结构与图35所示的以往的多输出电流谐振型DC-DC变换器大致相同。

当第1主MOS-FET(1)切换为导通后，从直流电源(3)通过电流谐振用电容器(4)、变压器(5)的漏电感(5d)、变压器(5)的初级绕组(5a)以及第1主MOS-FET(1)流过电流I_Q1。由此，在变压器(5)的初级绕组(5a)中发生电压的同时，如图21(A)所示，在第二次级绕组(5c)中感应正极性的电压V_T22。在第二次级绕组(5c)中感应的电压V_T22输入到第2整流平滑电路(17)的同时，输入到输出控制电路(41)内的电压变动检测电路(42)，检测电压V_T22的上升沿脉冲。这时，在分压电阻(71、72)的分压点发生正极性的电压，把二极管(73)反向偏置，由于从检测用晶体管(74)的基极向发射极流过电流，成为导通，因此从检测用晶体管(74)的集电极发生第1检测电流信号V_TD。由此，积分电容器(77)通过充电用电阻(78)以及检测用晶体管(74)，以平滑电容器(76)的电压充电，在积分电容器(77)与充电用电阻(78)的连接点发生图21(B)所示的第1积分输出信号V_CW1。这时，如用图21(B)的实线所示那样，随着时间的经过按照指数函数减少的积分电容器(77)的充电电压V_CW施加到比较器(76)的反相输入端子(-)。另外，第2输出电压检测电路(43)检测第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2，由于分路调节器(64)规定在分压电阻(62、63)的分压点发生的检测电压和第2输出电压值，因此从两个电阻(65、66)的连接点输出分路调节器(64)的基准电压V_R2与检测电压V_O2的第2误差信号V_E2，控制在光电耦合器(68)的发光单元(68a)中流过的电流。由此，在光电耦合器(68)的感光单元(68b)中流过由第2误差信号V_E2控制的电流，如图21(B)的虚线所示，依照第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2，电平变化的误差电压V_PC从电流限制用电阻(80)与光电耦合器(68)的感光单元(68b)的连接点施加到比较器(76)的非反相输入端子(+)。

当施加到比较器(76)的反相输入端子(-)的积分电容器(77)的充电电压V_CW达到在图21(B)所示的时刻t_ON施加到非反相输入端子(+)上的误差电压V_PC后，比较器(76)把输出电压电平反相，发生高电压(H)电平的输出信号V_PT。由此，由于驱动电路(46)的NPN晶体管(81)导通，PNP晶体管(82)截止，因此经过输出电阻(84)，在输出控制用MOS-FET(40)的栅极上提供图21(C)所示的高电压(H)电平的动作信号V_S2，输出控制用MOS-FET(40)从关断切换为导通。这时，如图21(D)以及(E)所示，输出控制用MOS-FET(40)的漏极-源极间的电压V_Q3成为大致0[V]，在输出控制用MOS-FET(40)中开始流过正弦波形的电流I_Q3。

然后，当第1主MOS-FET(1)切换为关断后，如图21(B)所示，在第二次级绕组(5c)中感应负极性的电压V_T22，输入到第2整流平滑电路(17)以及电压变动检测电路(42)。电压变动检测电路(42)当检测出电压V_T22的下降沿脉冲时，由于在分压电阻(71、72)的分压点发生负极性的电压，把二极管(73)正向偏置，因此截断检测用晶体管(74)的基极-发射极间的电流，把检测用晶体管(74)切换为截止，从集电极发生第2检测信号V_TD。由此，根据通过放电用电阻(75)以及放电用二极管(79)流过的放电电流，积分电容器(77)放电，在积分电容器(77)与放电用二极管(79)的连接点发生图21(B)所示的第2积分输出信号V_CW2。第2积分输出信号V_CW2如图21(B)的实线所示，是随着时间按照指数函数增加的电压，施加到比较器(76)的反相输入端子(-)。另一方面，根据在第二次级绕组(5c)中感应的负极性的电压V_T22把第2输出整流二极管(15)反向偏置，在输出控制用MOS-FET(40)中流过的正弦波形的电流I_Q3如图21(E)所示，截断成大致为0。

然后，当施加到比较器(76)的反相输入端子(-)的积分电容器(77)的放电电压V_CW如果在图21(B)所示的时刻t_OFF与施加到非反相输入端子(+)的误差电压V_PC相等后，比较器(76)在低电压(L)电平的输出信号V_PT上把输出电压电平反相。由此，由于NPN晶体管(81)截止，PNP晶体管(82)导通，因此图21(C)所示的低电压(L)电平的动作信号V_S2经过输出电阻(84)提供到栅极上的输出控制用MOS-FET(40)从导通切换为关断。这时，如图21(D)所示，输出控制用MOS-FET(40)的漏极-源极间的电压V_Q3从0[V]上升到高电压(H)电平。这样，输出控制电路(41)内的电压变动检测电路(42)在检测出了变压器(5)的第二次级绕组(5c)中发生的电压V_T22的下降沿脉冲以后，如果经过一定时间，把第2输出整流二极管(15)反向偏置，则在输出控制用MOS-FET(40)中流过的正弦波形的电流I_Q3截断成大致为0，然后，由于根据低电压(L)电平的动作信号V_S2，输出控制用MOS-FET(40)切换为关断，因此能够达到完全的零电流开关。

如上所述，PWM控制电路(44)在时刻t_ON把输出控制用MOS-FET(40)从关断切换为导通，在时刻t_OFF把输出控制用MOS-FET(40)从导通切换为关断。时刻t_ON是在第1主MOS-FET(1)导通后，积分电容器(77)的充电电压V_CW达到光电耦合器(68)的感光单元(68b)的误差电压V_PC的时间。另外，时刻t_OFF是在第1主MOS-FET(1)导通以后，积分电容器(77)的放电电V_CW与光电耦合器(68)的感光单元(68b)的误差电压V_PC成为相等的时间。当第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2比分路调节器(64)的基准电压V_R2高时，光电耦合器(68)的感光单元(68b)的误差电压V_PC的电平低。从而，积分电容器(77)的充电电压V_CW达到光电耦合器(68)的感光单元(68b)的误差电压V_PC的时刻t_ON延迟，积分电容器(77)的放电电压V_CW与光电耦合器(68)的感光单元(68b)的误差电压V_PC成为相等的时刻t_OFF提前。由此，由于从输出控制电路(41)提供到输出控制用MOSFET(40)的栅极上的动作信号V_S2的脉宽变窄，输出控制用MOS-FET(40)的导通期间变短，因此在第2整流平滑电路(17)的第2输出平滑电容器(16)中流过电流的期间缩短，第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2降低。

反之，当第2整流平滑电路(17)的第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2比第2输出电压检测电路(43)内的分路调节器(64)的基准电压V_R2低时，光电耦合器(68)的感光单元(68b)的误差电压V_PC的电平变高。从而，积分电容器(77)的充电电压V_CW达到光电耦合器(68)的感光单元(68b)的误差电压V_PC的时刻V_O2提前，积分电容器(77)的放电电压V_CW与光电耦合器(68)的感光单元(68b)的误差电压V_PC成为相等的时刻t_OFF延迟。由此，由于从输出控制电路(41)提供到输出控制用MOS-FET(40)的栅极上的动作信号V_S2的脉冲宽度展宽，输出控制用MOS-FET(40)的导通期间变长，因此在第2整流平滑电路(17)的第2输出平滑电容器(16)中流过电流的期间延长，第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2上升。这样，由于输出控制用MOS-FET(40)的导通期间根据第2整流平滑电路(17)的第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2进行控制，因此能够从第2直流输出端子(18、19)取出大致一定的第2直流输出电压V_O2。图19所示的第12实施形态中的多输出电流谐振型DC-DC变换器的上述以外的基本动作与图1所示的多输出电流谐振型DC-DC变换器的动作大致相同。

在图19所示的第12实施形态中，在第1主MOS-FET(1)导通时，由电压变动检测电路(42)检测在第二次级绕组(5c)中发生的励磁电压V_T22的上升沿脉冲，电压变动检测电路(42)发生第1检测信号V_TD。然后，由PWM控制电路(44)在积分电容器(77)的充电电压V_CW达到光电耦合器(68)的感光单元(68b)的误差电压V_PC的时刻t_ON，把输出控制用MOS-FET(40)切换为导通，由此，在变压器(5)的第二次级绕组(5c)中流过作为负载电流的谐振电流。

另外，在第1主MOS-FET(1)关断时，由于通过第1主MOS-FET(1)截断励磁电流，因此电压变动检测电路(42)检测在变压器(5)的第二次级绕组(5c)中发生的电压V_T22的下降沿脉冲，发生第2检测信号V_TD。根据在第二次级绕组(5c)中感应的负极性的电压V_T22，在输出控制用MOS-FET(40)中流过的正弦波形的电流I_Q3截断成大致为0，在第二次级绕组(54)中流过的电流I_Q3充分地减少到0以后，在积分电容器(77)的放电电压V_CW达到光电耦合器(68)的感光单元(68b)的误差电压V_PC的时刻t_OFF，由于输出控制MOS-FET(40)切换为关断，因此输出控制用MOS-FET(40)成为零电流开关(ZCS)。这样，由于不是独立地进行次级侧输出控制用MOS-FET(40)的开关动作，而是使得实际上与第1主MOS-FET(1)的开关动作同步，因此能够降低输出控制用MOS-FET(40)中的开关损失。特别是，在把第1主MOS-FET(1)切换为关断时，虽然开关电流增加，然而切断谐振电流的损失与当前相比较是大致相同的水平，由于第1主MOS-FET(1)中的开关损失的增加极少，因此能够综合地大幅度提高多输出电流谐振型DC-DC变换器的电力变换效率。

如果第1主MOS-FET(1)成为导通、则从直流电源(3)通过变压器(5)的初级绕组(5a)以及第1或第2主MOS-FET(1、2)流过励磁电流，在变压器(5)的第一次级绕组(5b)以及第二次级绕组(5c)中发生励磁电压。该励磁电压由于同时在变压器(5)的各绕组(5a、5b、5c)中同时发生，因此也可以测定在哪个绕组中发生的励磁电压，而例如，当连接在第二次级绕组(5c)上的电压变动检测电路(42)检测在第二次级绕组(5c)中发生的电压V_T22的上升沿脉冲，发生第1检测信号V_TD后，PWM控制电路(44)把输出控制用MOS-FET(40)切换为导通，由此，在第二次级绕组(5c)中流过作为负载电流的谐振电流。另外，当第1主MOS-FET(1)切换为关断后，由于截断通过第1主MOS-FET(1)流过的励磁电流，因此电压变动检测电路(42)检测在变压器(5)的第二次级绕组(5c)中发生的电压V_T22的下降沿脉冲，发生第2检测信号V_TD，然后，PWM控制电路(44)把输出控制用MOS-FET(40)切换为关断。

由此，由于在第二次级绕组(5c)中流过的电流I_Q3充分减少以后，把输出控制用MOS-FET(40)切换为关断，因此输出控制用MOS-FET(40)成为零电流开关(ZCS)。这样，由于不是独立地进行输出控制用MOS-FET(40)的开关动作，而是使其实际上与第1或第2主MOS-FET(1、2)的开关动作同步，因此能够降低输出控制用MOS-FET(40)的开关损失。在这种情况下，虽然把第1或第2MOS-FET(1、2)切换为关断时开关电流增加，但是由于第1或第2主MOS-FET(1、2)对谐振电流进行通断，因此由此产生的损失与以往相比较几乎是相同的水平，第1或第2主MOS-FET(1、2)中的开关损失的增加极少。从而，能够综合地大幅度提高多输出电流谐振型DC-DC变换器的电力变换效率。

依据本发明，由于实际上与初级侧开关元件的开关动作同步，进行次级侧输出控制用开关元件的开关动作，因此能够降低输出控制用开关元件的开关损失。另外，由于把初级侧开关元件从导通切换为关断时发生的开关损失的增加极少，因此能够综合地大幅度提高多输出电流谐振型DC-DC变换器的电力变换效率。

图19所示的多输出电流谐振型DC-DC变换器能够进行变更。例如，表示本发明第13实施形态的多输出电流谐振型DC-DC变换器如图22所示，把图19所示的次级侧输出控制用MOS-FET(40)的连接位置变更到构成第2整流平滑电路(17)的第2输出整流二极管(15)与第2输出平滑电容器(16)之间。其它的结构与图19所示的多输出电流谐振型DC-DC变换器大致相同。另外，图22所示的多输出电流谐振型DC-DC变换器的动作与图19所示的多输出电流谐振型DC-DC变换器的动作大致相同。

图22中，与图19相同，在第1主MOS-FET(1)导通时，由电压变动检测电路(42)检测出在变压器(5)的第二次级绕组(5c)中发生的励磁电压V_T22的上升沿脉冲以后，由于在积分电容器(77)的充电电压V_CW达到光电耦合器(68)的感光单元(68b)的误差电压V_PC的时刻t_ON，把输出控制用MOS-FET(40)切换为导通，因此在变压器(5)的第二次级绕组(5c)中流过作为负载电流的谐振电流。另外，当第1主MOS-FET(1)切换为关断时，由电压变动检测电路(42)检测在第二次级绕组(5c)中发生的电压V_T22的下降沿脉冲，在第二次级绕组(5c)中感应出了负极性的电压V_T22以后，由于在积分电容器(77)的放电电压V_CW与光电耦合器(68)的感光单元(68b)的误差电压V_PC相等的时刻t_OFF，输出控制用MOS-FET(40)切换为关断，因此在第二次级绕组(5c)中流过的电流I_Q3充分地减少到0以后，把输出控制用MOS-FET(40)切换为关断，因此输出控制用MOS-FET(40)成为零电流开关。从而，第13实施形态也与第12实施形态相同，能够降低由输出控制用MOS-FET(40)产生的开关损失，综合地大幅度提高多输出电流谐振型DC-DC变换器的电力变换效率。

表示本发明第14实施形态的多输出电流谐振型DC-DC变换器如图23所示，使图19所示的第二次级绕组(5c)的极性相反。从而，在第14实施形态中，在第2主MOS-FET(2)导通时，由电压变动检测电路(42)检测在第二次级绕组(5c)中发生的励磁电压V_T22的上升沿脉冲，发生了第1检测信号V_TD以后，在PWM控制电路(44)内的积分电容器(77)的充电电压V_CW达到光电耦合器(68)的感光单元(68b)的误差电压V_PC的时刻t_ON，把输出控制用MOS-FET(40)切换为导通。另外，在第2主MOS-FET(2)切换为关断时，由电压变动检测电路(42)检测在第二次级绕组(5C)中发生的电压V_T22的下降沿脉冲，发生了第2检测信号V_TD以后，在积分电容器(77)的放电电压V_CW成为与光电耦合器(68)的感光单元(68b)的误差电压V_PC相等的时刻t_OFF，把输出控制用MOS-FET(40)切换为关断。其它的结构与图1所示的实施例1的多输出电流谐振型DC-DC变换器相同。另外，图23所示的多输出电流谐振型DC-DC变换器的上述以外的动作与图19所示的多输出电流谐振型DC-DC变换器的动作大致相同。

在第14实施形态中，在第2主MOS-FET(2)导通时，由电压变动检测电路(42)检测出在变压器(5)的第二次级绕组(5c)中发生的励磁电压V_T22的上升沿脉冲以后，由于在PWM控制电路(44)内的积分电容器(77)的充电电压V_CW达到光电耦合器(68)的感光单元(68b)的误差电压V_PC的时刻t_ON，把输出控制用MOS-FET(40)切换为导通，因此在变压器(5)的第二次级绕组(5c)中流过作为负载电流的谐振电流。另外，在第2主MOS-FET(2)关断时，由电压变动检测电路(42)检测在第二次级绕组(5c)中发生的电压V_T22的下降沿脉冲以后，在PWM控制电路(44)内积分电容器(77)的放电电压V_CW成为与光电耦合器(68)的感光单元(68b)的误差电压V_PC相等的时刻t_OFF，把输出控制用MOS-FET(40)切换为关断。从而，在变压器(5)的第二次级绕组(5c)中流过的电流I_Q3充分地减少到0以后，把输出控制用MOS-FET(40)切换为关断，能够使输出控制用MOS-FET(40)达到零电流开关。这样，由于能够降低输出控制用MOS-FET(40)中的开关损失，因此第14实施形态也与第12实施形态相同，能够综合地大幅度提高多输出电流谐振型DC-DC变换器的电力变换效率。

进而，在第14实施形态中，在第1主MOS-FET(1)的导通期间中，由于从第一次级绕组(5b)经过第1整流平滑电路(9)取出稳定的第1直流输出电压V_O1，在第2主MOS-FET(2)的导通期间中，从第二次级绕组(5c)经过第2整流平滑电路(17)取出通过输出控制用MOS-FET(40)的通断动作控制了输出值的第2直流输出电压V_O2，因此与在第1主MOS-FET(1)的导通期间中同时取出第1以及第2直流输出电压V_O1、V_O2的第12以及第13实施形态相比较，具有能够使多输出电流谐振型DC-DC变换器更有效地动作的优点。

表示本发明第15实施形态的多输出电流谐振型DC-DC变换器如图24所示，把图19所示的主控制电路(14)的控制方式变更为根据来自直流电源(3)的输入电压E的变动，控制第1以及第2主MOS-FET(1、2)的通断的方式，省略图19所示的第1输出电压检测电路(12)以及光电耦合器(13)，在图19所示的第1输出整流二极管(7)的阴极与第1输出平滑电容器(8)之间连接第2输出控制用MOS-FET(54)，在第1直流输出端子(10、11)与第2输出控制用MOS-FET(54)的栅极之间，设置了根据第1输出平滑电容器(8)的电压V_O1控制第2输出控制用MOS-FET(54)的通断的第2输出控制电路(55)。

图24所示的主控制电路(14)固定第1主MOS-FET(1)的导通期间，根据来自直流电源(3)的输入电压E的变动，使第2主MOS-FET(2)的导通期间变化，能够控制第1主MOS-FET(1)的导通占空比。第2输出控制电路(55)包括：检测在变压器(5)的第一次级绕组(5b)中发生的电压V_T21的上升沿脉冲以及下降沿脉冲，分别发生第1以及第2检测信号V_TD1的第2电压变动检测电路(85)；检测第1整流平滑电路(9)的第1输出平滑电容器(8)的电压V_O1，输出其检测电压与规定第1输出电压值的基准电压V_R1的第1点误差信号V_E1的第3输出电压检测电路(86)；发生在第2电压变动检测电路(85)发生了第1检测信号V_TD1以后，把第2输出控制用MOS-FET(54)切换为导通的同时，在第2电压变动检测电路(85)发生了第2检信号V_TD1以后，把第2输出控制用MOS-FET(54)切换为关断的输出信号V_PT1的第2PWM控制电路(87)；根据第2PWM控制电路(87)的输出信号V_PT1，输出提供到第2输出控制用MOS-FET(54)的栅极上的第2动作信号VS1的第2驱动电路(88)；经过发光单元(89a)以及感光单元(89b)，把第3输出电压检测电路(86)的第1误差信号V_E1传递到第2PWM控制电路(87)的光电耦合器(89)。构成第2输出控制电路(55)的各电路(85～89)的详细结构与构成图20所示的输出控制电路(41)的各电路(42～44、46、68)的详细结构相同。其它的结构与图19所示的多输出电流谐振型DC-DC变换器大致相同。

图24所示的多输出电流谐振型DC-DC变换器的动作除去通过基于第1输出平滑电容器(8)的电压V_O1，由第2输出控制电路(55)控制第2输出控制用MOS-FET(54)的通断，把第1直流输出端子(10、11)之间的第1直流输出电压V_O1控制为一定这一点以外，与图19所示的多输出电流谐振型DC-DC变换器的动作大致相同。

在图24中，第1主MOS-FET(1)导通时，由各电压变动检测电路(85、42)检测在变压器(5)的第1以及第二次级绕组(5b、5c)中发生的励磁电压V_T21、V_T22的上升沿脉冲，发生了第1检测信号V_TD1、V_TD2以后，在各PWM控制电路(87、44)内的积分电容器(77)的充电电压V_CW到达光电耦合器(89、68)的感光单元(89b、68b)的误差电压V_PC的时刻t_ON，把各输出控制用MOS-FET(40、54)切换为导通。由此，在变压器(5)的第1以及第二次级绕组(5b、5c)中流过作为负载电流的谐振电流。另外，在第1主MOS-FET(1)关断时，由各电压变动检测电路(85、42)检测在变压器(5)的第1以及第二次级(5b、5c)中发生的电压V_T21、V_T22的下降沿脉冲，发生了第2次检测信号V_TD1、V_TD2以后，在各PWM控制电路(87、44)内的积分电容器(77)的放电电压V_CW成为与光电耦合器(89、68)的感光单元(89b、68b)的误差电压V_PC相等的时刻t_OFF，把各输出控制用MOS-FET(40、54)切换为关断。从而，在变压器(5)的第1以及第二次级绕组(5B、5C)中流过的电流I_Q31、I_Q32充分地减少到0以后，由于各输出控制用MOS-FET(40、54)切换为关断，因此能够达到各输出控制用MOS-FET(40、54)的零电流开关。从而，能够降低各输出控制用MOS-FET(40、54)中的开关损失，综合地大幅度提高多输出电流谐振型DC-DC变换器的电力变换效率。

另外，在图24中，即使连接在第1以及第2直流输出端子(10、11；18、19)的负载变动，从变压器(5)的初级侧向次级侧供给电力的期间也几乎不变，由主控制电路和(14)根据来自直流电源(3)的输入电压E的变动，对第1以及第2主MOS-FET(1、2)进行通断控制，能够把施加到变压器(5)的初级绕组(5a)上的电压控制为一定。从而，在第1以及第2整流平滑电路(9、17)中分别设置输出控制用MOS-FET(40、54)，通过基于各输出电压V_O1、V_O2，单独控制各输出控制用MOS-FET(40、54)的通断，能够从第1以及第2直流输出端子(10、11；18、19)得到电压值相互不同的第1以及第2直流输出电压V_O1、V_O2。另外，把次级侧的直流输出电路全部用同种部件构成，具有能够减少不同种类的部件，降低成本，同时，能够提高保守互换性的优点。

在第12～第15实施形态中，用由一个输出整流二极管(7、15)和一个输出平滑电容器(8、16)构成的半波整流型构成了次级侧的各整流平滑电路(9、17)，而也可以用两波整流型或者全波整流桥型等构成。例如，表示本发明第16实施形态的多输出电流谐振型DC-DC变换器如图25所示，在图19所示的变压器(5)的第一次级绕组(5b)与第1输出平滑电容器(8)之间，桥式连接四个第1输出整流二极管(7a～7d)，把实施例1的第1整流平滑电路(9)变更为全波整流桥型的结构，在图19所示的变压器(5)的第二次级绕组(5c)中设置中间抽头(5i)，在第二次级绕组(5c)的两端连接一对第2输出整流二极管(15a、15b)，在各第2输出整流二极管(15a、15b)的阴极的连接点与第二次级绕组(5c)的中间抽头(5i)之间连接第2输出平滑电容器(16)，把图19的第2整流平滑电路(17)变更为两波整流型的结构，在构成第2整流平滑电路(17)的一方的输出整流二极管(15a)与第2输出平滑电容器(16)之间，连接了输出控制用MOS-FET(40)，在另一方的第2输出整流二极管(15b)与第2输出平滑电容器(16)之间，连接了第2输出控制用MOS-FET(54)。

主控制电路(14)以50％的占空比使第1以及第2主MOS-FET(1、2)交互导通。另外，在图25中，在图19所示的输出控制电路(41)内添加：检测在变压器(5)的第二次级绕组(5c)的下端与中间抽头(5i)之间发生的电压V_T22b的上升沿脉冲或者下降沿脉冲，分别发生第1或第2检测信号V_TDb的第2电压变动检测电路(85)；在第2电压变动检测电路(85)发生了第1或第2检测信号V_TDb以后，发生分别把第2输出控制用MOS-FET(54)切换为导通或者关断的输出信号V_PTb的第2PWM控制电路(87)；根据第2PWM控制电路(87)的输出信号V_PTb，输出提供到第2输出控制用MOS-FET(54)的栅极上的第2动作信号V_S2b的第2驱动电路(88)、经过发光单元(89a)以及感光单元(89b)把第2输出电压检测电路(43)的误差信号V_E2传递到第2PWM控制电路(87)的光电耦合器(89)。第2电压变动检测电路(85)、第2PWM控制电路(87)以及第2驱动电路(88)的详细结构与图20所示输出电路(41)的对应电路(42、44、46)大致相同，除此以外的电路结构与图19所示的多输出电流谐振型DC-DC变换器大致相同。

在第16实施形态的多输出电流谐振型DC-DC变换器中，在变压器(5)的第一次级绕组(5b)两端发生的交流电压由桥式连接的四个第1输出整流二极管(7a～7d)进行全波整流，经过第1输出平滑电容器(8)，从第1直流输出端子(10、11)输出平滑了的第1输出直流输出电压V_O1。

第1主MOS-FET(1)导通时，发生以变压器(5)的初级绕组(5a)的上端为正的电压的同时，在变压器(5)的第二次级绕组(5c)的上端与中间抽头(5i)之间发生正极性的电压V_T22a。由电压变动检测电路(42)检测正极性的电压V_T22a的上升沿脉冲，发生第1检测信号V_TDa。由此，把PWM控制电路(44)内的积分电容器(77)充电，积分电容器(77)的充电电压V_CW随着时间按照指数函数减少而且施加到比较器(76)的反相输入端子(-)。另一方面，由输出控制电路(41)内的第2输出电压检测电路(43)检测第2整流平滑电路(17)的第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2，根据该检测电压与规定第2输出电压值的第2基准电压V_R2的第2误差信号V_E2，控制在光电耦合器(68)的发光单元(68a)以及感光单元(68b)中流过的电流。这时，与第2整流平滑电容器(17)的第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2相对应电平变化的误差电压V_PC从PWM控制电路(44)内的电流限制用电阻(80)与光电耦合器(68)的感光单元(68b)的连接点施加到比较器(76)的非反相输入端子(+)。

施加到PWM控制电路(44)内的比较器(76)的反相输入端子(-)的积分电容器(77)的充电电压V_CW如果达到施加到非反相输入端子(+)的误差电压V_PC，则比较器(76)的输出端子的电压电平反相，发生高电压(H)电平的输出信号V_PTa。由此，从驱动电路(46)在输出控制用MOS-FET(40)的栅极上提供高电压(H)电平的动作信号V_S2a，输出控制用MOS-FET(40)从关断切换为导通。这时，输出控制用MOS-FET(40)的漏极-源极间的电压V_Q3a大致成为0[V]，在输出控制用MOS-FET(40)中开始流过正弦波形的电流I_Q3。

接着，当第1主MOS-FET(1)从导通切换为关断后，在变压器(5)的第二次级绕组(5c)的上端与中间抽头(5i)之间发生的电压V_T22a成为负极性。该负极性的电压V_T22a输入到输出控制电路(41)内的电压变动检测电路(42)，检测电压V_T22a的下降沿脉冲，发生第2检测信号V_TDa。由此，PWM控制电路(44)内的积分电容器(77)放电，积分电容器(77)的放电电压V_CW随着时间呈指数函数地增加，施加到比较器(76)的反相输入端子(-)。另一方面，由于根据在变压器(5)的第二次级绕组(5c)的上端与中间抽头(5i)之间发生的负极性的电压V_T22a，第2整流平滑电路(17)内的第2输出整流二极管的一方(15a)被反向偏置，因此截断在输出控制用MOS-FET(40)中流过的正弦波形的电流I_Q3。

然后，当施加到PWM控制电路(44)内的比较器(76)的反相输入端子(-)上的积分电容器(77)的放电电压V_CW成为与施加到非反相输入端子(+)的误差电压V_PC相等后，比较器(76)的输出端子的电压电平反相，发生低电压(L)电平的输出信号V_PTa。由此，从驱动电路(46)在输出控制用MOS-FET(40)的栅极上提供低电压(L)电平的动作信号V_S2a，输出控制用MOS-FET(40)从导通切换为关断。这时，输出控制用MOS-FET(40)的漏极-源极间的电压V_Q3a从0[V]上升到高电压(H)电平。这样，在输出控制电路(41)内的电压变动检测电路(42)检测出在变压器(5)的第二次级绕组(5c)的上端与中间抽头(52)之间发生的电压V_T22a的下降沿脉冲以后经过了一定时间时，在输出控制用MOS-FET(40)中流过的电流I_Q3完全成为零，能够达到完全的零电流开关。

第2主MOS-FET(2)导通时，发生以变压器(5)的初级绕组(5a)的下端为正的电压的同时，在变压器(5)的第二次级绕组(5c)的下端与中间抽头(5i)之间发生正极性的电压V_T22b。在第2电压变动检测电路(85)中检测正极性的电压V_T22b的上升沿脉冲，发生第1检测信号V_TDb。由此，把第2PWM控制电路(87)内的积分电容器(77)充电，积分电容器(77)的充电电压V_CW随着时间按照指数函数减少而且施加到比较器(76)的反相输入端子(-)。另一方面，由输出控制电路(41)内的第2输出电压检测电路(43)检测第2整流平滑电路(17)的第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2，根据该检测电压与规定第2输出电压值的第2基准电压V_R2的电压第2误差信号V_E2控制在光电耦合器(89)的发光单元(89a)以及感光单元(89b)中流过的电流，与第2整流平滑电容器(17)的第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2相对应电平变化的误差电压V_PC从第2PWM控制电路(87)内的电流限制用电阻(80)与光电耦合器(89)的感光单元(89b)的连接点施加到比较器(76)的非反相输入端子(+)。

施加到第2PWM控制电路(87)内的比较器(76)的反相输入端子(-)的积分电容器(77)的充电电压V_CW当达到施加到非反相输入端子(+)的误差电压V_PC后，比较器(76)的输出端子的电压电平反相，发生高电压(H)电平的输出信号V_PTb。由此，从第2驱动电路(88)在第2输出控制用MOS-FET(54)的栅极上提供高电压(H)电平的动作信号V_S2b，第2输出控制用MOS-FET(54)从关断切换为导通。这时，第2输出控制用MOS-FET(54)的漏极-源极间的电压V_Q3b大致成为0[V]，同时在第2输出控制用MOS-FET(54)中开始流过正弦波形的电流I_Q3。

当第2主MOS-FET(2)从导通切换为关断后，在变压器(5)的第二次级绕组(5c)的下端与中间抽头(5i)之间发生的电压V_T22b成为负极性。在第2电压变动检测电路(85)中，检测电压V_T22b的下降沿脉冲，发生第2检测信号V_TDb。由此，把第2PWM控制电路(87)内的积分电容器(77)放电，积分电容器(77)的放电电压V_CW随着时间呈指数函数地增加，施加到比较器(76)的反相输入端子(-)。另一方面，由于根据在变压器(5)的第二次级绕组(5c)的下端与中间抽头(5i)之间发生的负极性的电压V_T22b，另一方的第2输出整流二极管的一方(15b)被反向偏置，因此截断在第2输出控制用MOS-FET(54)中流过正弦波形的电流I_Q3。

然后，当施加到第2PWM控制电路(87)内的比较器(76)的反相输入端子(-)上的积分电容器(77)的放电电压V_CW与施加到非反相输入端子(+)的误差电压V_PC相等后，则比较器(76)的输出端子的电压电平反相，发生低电压(L)电平的输出信号V_PTb。由此，从第2驱动电路(88)在第2输出控制用MOS-FET(54)的栅极上提供低电压(L)电平的动作信号V_S2b，第2输出控制用MOS-FET(54)从导通切换为关断。这时，第2输出控制用MOS-FET(54)的漏极-源极间的电压V_Q3b从0[V]上升到高电压(H)电平。这样，在第2电压变动检测电路(85)检测出在变压器(5)的第二次级绕组(5c)的下端与中间抽头(5i)之间发生的电压V_T22b的下降沿脉冲以后经过了一定时间时，在第2输出控制用MOS-FET(54)中流过的电流I_Q3完全成为零，能够达到完全的零电流开关。

如上所述，各PWM控制电路(44、87)在第1或第2主MOS-FET(1、2)导通以后，在积分电容器(77)的充电电压V_CW达到光电耦合器(68、89)的感光单元(68b、89b)的误差电压V_PC的时刻t_ON，把各输出控制用MOS-FET(40、54)从关断切换为导通，在第1或第2主MOS-FET(1、2)关断以后，在积分电容器(77)的放电电压V_CW与光电耦合器(68、89)的感光单元(68b、89b)的误差电压V_PC成为相等的时刻t_OFF，把各输出控制用MOS-FET(40、54)从导通切换为关断。即，当第2整流平滑电路(17)的第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2比第2输出电压检测电路(43)内的分路调节器(64)的基准电压V_R2高时，光电耦合器(68、89)的感光单元(68b、89b)的误差电压V_PC的电平降低。从而，各PWM控制电路(44、87)内的积分电容器(77)的充电电压V_CW达到光电耦合器(68、89)的感光单元(68b、89b)的误差电压V_PC的时刻t_ON延迟，从输出控制电路(41)提供到各输出控制用MOS-FET(40、54)的栅极上的动作信号V_S2a、V_S2b的脉冲宽度变窄。从而，由于各输出控制用MOS-FET(40、54)的导通期间缩短，因此缩短在第2整流平滑电路(17)的第2输出平滑电容器(16)中流过电流的期间，第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2降低。

反之，当第2整流平滑电路(17)的第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2比第2输出电压检测电路(43)内的分路调节器(64)的基准电压V_R2低时，光电耦合器(68、89)的感光单元(68b、89b)的误差电压V_PC的电平升高。从而，各PWM控制电路(44、87)内的积分电容器(77)的充电电压V_CW达到光电耦合器(68、89)的感光单元(68b、89b)的误差电压V_PC的时刻t_ON提前，从输出控制电路(41)提供到各输出控制用MOS-FET(40、54)的栅极上的动作信号V_S2a、V_S2b的脉冲宽度变宽。从而，由于各输出控制用MOS-FET(40、54)的导通期间变长，因此在第2整流输出整流平滑电路(17)的第2输出平滑电容器(16)中流过电流的期间延长，第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2上升。这样，由于根据第2整流平滑电路(17)的第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2控制各输出控制用MOS-FET(40、54)的导通期间，因此能够从第2直流输出端子(18、19)取出大致一定的第2直流输出电压V_O2。图25所示的多输出电流谐振型DC-DC变换器的基本动作与图19所示的多输出电流谐振型DC-DC变换器的动作大致相同。

在图25中，第1或第2主MOS-FET(1、2)导通时，由各电压变动检测电路(42、48)检测在第二次级绕组(5c)中发生的励磁电压V_T22a、V_T22b的上升沿脉冲，发生了第1检测信号V_TDa、V_TDb以后，在各PWM控制电路(44、87)内的积分电容器(77)的充电电压V_CW达到光电耦合器(68、89)的感光单元(68b、89b)的误差电压V_PC的时刻t_ON，把各输出控制用MOS-FET(40、54)切换为导通。由此，在第二次级绕组(5C)中流过作为负载电流的谐振电流。

另外，当第1或第2主MOS-FET(1、2)从导通切换为关断时，由各电压变动检测电路(42、85)检测在第二次级绕组(5c)中发生的电压V_T22a、V_T22b的下降沿脉冲，发生了第2次检测信号V_TDa、V_TDb以后，在各PWM控制电路(44、87)内的积分电容器(77)的放电电压V_CW达到与光电耦合器(68、89)的感光单元(68b、89b)的误差电压V_PC相等的时刻t_OFF，把各输出控制用MOS-FET(40、54)切换为关断。从而，在第二次级绕组(5c)中流过的电流I_Q3充分地减少到0以后，由于把各输出控制用MOS-FET(40、54)切换为关断，因此各输出控制用MOS-FET(40、54)成为零电流开关。这样，能够降低各输出控制用MOS-FET(40、54)中的开关损失，在图25中也与图19相同，能够综合地大幅度提高多输出电流谐振型DC-DC变换器的电力变换效率。进而，在图25中，由于即使负载变动，从变压器(5)的初级侧向次级侧供给电力的期间也几乎不变，因此例如像图25所示，在用全波整流桥型构成第1整流平滑电路(9)，用两波整流型构成第2整流平滑电路(17)的情况下，具有可以得到与图19大致相同的作用以及效果和脉动成分少的第1以及第2直流输出电压V_O1、V_O2的优点。

在上述的各实施形态中，由于根据设置在次级侧的输出控制用MOS-FET(40)进行通断控制，因此在输出控制用MOS-FET(40)导通时，产生在特定的输出中电流集中，在其它的输出中不流过电流的期间。特别是，在输出电压高的升压形DC-DC变换器中，在变压器(5)的次级绕组(5b、5c)中感应高电压，把平滑电容器(16)急剧充电，因此充电期间短而且充电电流大。根据大充电电流，具有在输出控制用开关元件(40)的导通时发生电流集中，电力变换损失增大，电力变换效率恶化的缺点。为了解决该问题，考虑在各输出中插入阻抗元件，避免在特定的输出中电流集中的方法，但是根据插入的阻抗元件发生电力变换损失，电力变换效率恶化。图26是表示通过与第二次级绕组(5c)串联插入作为阻抗元件的扼流圈(100)，抑制在输出控制用MOS-FET(40)导通时在负载流过的峰值电流，避免向负载电流集中的本发明第17实施形态的电路图。

在图26所示的第17实施形态中，具备：串联连接在第二次级绕组(5c)与输出端子(19)之间的扼流圈(100)、连接在第二次级绕组(5c)和扼流圈(100)的连接点与第2输出平滑电容器(16)和输出端子(18)的连接点之间的再生用二极管(101)。从RS触发器(45)(图2)的输出端子(Q)经过驱动电路(46)在输出控制用MOS-FET(40)的栅极上提供高电压(H)电平的动作信号V_S2，当输出控制用MOS-FET(40)导通后，从第二次级绕组(5c)经过第2整流平滑电路(17)的第2输出整流二极管(15)，在第2输出平滑电容器(16)以及负载中流过电流，第2输出平滑电容器(16)的电压V_O2上升。这时，在扼流圈(100)中存储能量的同时，扼流圈(100)具有吸收、缓和电流急剧增加的作用。

输出控制用MOS-FET(40)关断时，由于由扼流圈(100)产生的反电动势通过再生用二极管(101)供给到负载，因此能够降低由于连接扼流圈(100)产生的能量损失。在图27(F)所示的第2输出整流二极管(15)中流过的电流I_D2与在没有扼流圈(100)的电路(未图示)内的第2输出整流二极管(15)中流过的电流I_D2相比较，不发生涌流电流，把峰值电流抑制为变低，延长电流流过的期间。在第2输出整流二极管(15)中流过的电流I_D2的平均值在本实施形态中也与以往电路相同，而根据是否有峰值电流，电力变换损失变动很大。图28以及图29是表示对于以往电路和本发明的电路的输出电力的电力变换效率以及对于输出电流的输出电压的特性的曲线图，实线表示本实施形态的特性，点划线表示在没有设置斩波用开关元件的以往电路中添加了扼流圈的电路的特性，虚线表示没有斩波用开关元件以及扼流圈的以往电路的特性，双点划线表示本发明第1～第16实施形态的特性。在用双点划线表示的本发明第1～第16实施形态的电路中，输出电压稳定，但是由于峰值电流大，电力损失增大，因此总体上电力变换效率低，特别是伴随着输出电力增大，电力变换效率大幅度降低。没有电流控制单元的用点划线表示的以往电路只不过把输出电力进行整流平滑，与用虚线表示的没有扼流圈的以往电路的情况相比较，输出电压的精度差，伴随着输出电流的增加，输出电压降低。在本发明的多输出电流谐振型DC-DC变换器中，虽然伴有若干效率降低，但是与本发明第1～第16实施形态的电路相比较，大幅度地改善电力变换效率，特别是在大输出电力时，与没有斩波电路的情况相比较，改善到毫不逊色的程度。

在本发明中，由基于变压器(5)的初级侧漏电感(5d)的电流谐振扼流圈，供给输出控制用MOS-FET(40)的通断斩波动作用的电感，因此如果抑制峰值电流发生输出电流，则在变压器(5)的初级绕组(5a)中串联插入的漏电感(5d)的斩波动作很充分，因此添加的扼流圈(100)可以是在特定的输出中抑制峰值电流，阻止电流集中程度的小电感。在此基础上，进行与斩波电路的平滑扼流圈相同作用的扼流圈(100)由于等效地增大由输出控制用MOS-FET(40)的斩波动作的电感，因此能够远比以往的斩波动作中所需要的电感小。

一般在使用斩波电路，把30伏特左右的输入电压降压为24伏特，发生输出电压时，需要100μH(微亨)左右的电感，而在图26所示的本发明的多输出电流谐振型DC-DC变换器中，可以经过输出用MOS-FET(40)使用具有1μH的电感扼流圈(100)。根据所要求的特性，需要适当地选择扼流圈的电感，而在本发明中，能够实现以1/100电感的扼流圈就能够充分满足的特性，在安装上制约也很少，由绕组产生的电力损失也很少。从而，在图26所示的本发明的多输出电流谐振型DC-DC变换器中，由于没有次级侧的电流集中，能够抑制峰值电流，因此电力变换效率并没有过于降低。

另外，也可以向图30那样构成图26所示的输出控制电路(41)。即，在图30所示的第18实施形态中，在图20所示的输出控制电路(41)内的PWM控制电路(44)与驱动电路(46)之间连接在电压变动检测电路(42)发生了第2检测信号以后，保持输出控制用MOS-FET(40)的导通，直到没有来自扼流圈(100)的再生电流为止的保持电路(102)，省略图26所示的再生用二极管(101)。在第二次级绕组(5c)的上端与第2输出平滑电容器(16)的上端之间连接由整流二极管(103)和平滑电容器(104)构成的高端侧辅助电源电路，向高的一方电平移动了第2输出平滑电容器(16)的端子间电压部分的直流电压从平滑电容器(104)的两端供给到保持电路(102)以及驱动电路(46)。驱动电路(46)与图20所示结构大致相同，但在PNP晶体管(82)的基极-集电极之间连接基极电阻(92)，NPN晶体管(81)的集电极连接到整流二极管(103)的阴极与平滑电容器(104)的连接点，PNP晶体管(82)的集电极连接到第2输出平滑电容器(16)的上端这一点不同。电压变动检测电路(42)以及PWM控制电路(44)与图20所示的结构相同。

保持电路(102)具备：对于平滑电容器(70)并联连接的分压电阻(105、106)；基极连接到分压电阻(105、106)的分压点，而且发射极连接到次级侧接地端子的电平变换用晶体管(107)；在电平变换用晶体管(107)的集电极与整流二极管(103)的阴极以及平滑电容器(104)的连接点之间串联连接的充电用电阻(108)以及放电用电阻(109)；对于放电用电阻(109)并联连接的保持用电容器(110)；基极连接到充电用电阻(108)与放电用电阻(109)的连接点，而且发射极连接到整流二极管(103)的阴极与平滑电容器(104)的连接点的延迟驱动用晶体管(111)。延迟驱动用晶体管(111)的集电极连接到驱动电路(46)内的偏置电阻(83)的上端。保持用电容器(110)的静电电容值设定为使得经过放电用电阻(109)放电时的放电时间与扼流圈(100)的励磁能量释放结束后直到不流过再生电流的时间相等。

在电压变动检测电路(42)发生了第1检测信号V_TD以后，如果PWM控制电路(44)内的积分电容器(77)的充电电压V_CW成为与误差电压V_PC相等，则从比较器(76)输出高电压(H)电平的输出信号V_PT。高电压(H)电平的输出信号V_PT经过保持电路(102)内的分压电阻(105、106)提供到电平变换用晶体晶体管(107)的基极，由于电平变换用晶体管(107)导通，因此利用平滑电容器(104)的电压经过充电用电阻(108)，对保持用电容器(110)充电，同时，在基极-发射极之间流过电流的延迟驱动晶体管(111)切换为导通。由此，由于驱动电路(46)内的NPN晶体管(81)以及PNP晶体管(82)分别成为导通以及截止，因此输出控制用MOS-FET(40)切换为导通。这时，在变压器(5)的第二次级绕组(5c)、第2输出整流二极管(15)、输出控制用MOS-FET(40)、第2输出平滑电容器(16)以及电抗器(100)的路径中流过电流I_D2，在扼流圈(100)中存储励磁能量。

如果在变压器(5)的第二次级绕组(5c)中发生的电压的极性反相，电压变动检测电路(42)发生第2检测信号V_TD，则由于第2输出整流二极管(15)被反向偏置，因此不从变压器(5)的第二次级绕组(5c)向第2直流输出端子(18、19)供给电力。这时，由于没有从变压器(5)的第二次级绕组(5c)向扼流圈(100)施加电压，因此从扼流圈(100)发生反相电动势，释放励磁能量，在由扼流圈(100)、变压器(5)的第二次级绕组(5c)、第2输出整流二极管(15)、输出控制用MOS-FET(40)以及第2输出平滑电容器(16)形成的闭电路中流过再生电流。然后，当PWM控制电路(44)内的积分电容器(77)的放电电压V_CW与误差电压V_PC相等后，从比较器(76)输出低电压(L)电平的输出信号V_PT。低电压(L)电平的输出信号V_PT经过保持电路(102)内的分压电阻(105、106)提供到电平变换用晶体管(107)的基极，由于电平变换用晶体管(107)截止，因此保持用电容器(110)经过放电用电阻(109)放电。在通过扼流圈(100)的励磁能量释放结束不再流过再生电流以后，当保持用电容器(110)的放电结束后，则在延迟驱动用晶体管(111)的基极-发射极之间不流过电流，延迟驱动晶体管(111)切换为截止。由此，由于驱动电路(46)内的NPN晶体管(81)以及PNP晶体管(82)分别成为截止以及导通，因此输出控制用MOS-FET(40)切换为关断。

在图30中，在电压变动检测电路(42)发生了第2次检测信号以后，由于由保持电路(102)保持输出控制用MOS-FET(40)的导通直到不流过来自扼流圈(100)的再生电流为止，因此经过变压器(5)的第二次级绕组(5c)、第2输出整流二极管(15)、输出控制用MOS-FET(40)，在第2输出平滑电容器(16)中流过由扼流圈(100)的励磁能量释放产生的再生电流，对第2输出平滑电容器(16)充电。即，来自扼流圈(100)的再生电流在由扼流圈(100)、变压器(5)的第二次级绕组(5c)、第2输出整流二极管(15)、输出控制用MOS-FET(40)、第2输出平滑电容器(16)形成的闭电路中流动，因此不需要图26所示的再生用二极管(101)，与第17实施形态相比较，具有能够廉价地构成多输出电源的优点。另外，在图30中，根据保持用电容器(110)的放电时间，使输出控制用MOS-FET(40)关断的定时延迟，而也可以通过加大PWM控制电路(44)内的放电用电阻(75)的电阻值，延长积分电容器(77)放电时间，使输出控制用MOS-FET(40)关断的定时延迟。这种情况下的放电用电阻(75)的电阻值可以设定为积分电容器(77)的放电电压V_CW与光电耦合器(68)的感光单元(68b)的误差电压V_PC成为相等时的时间与扼流圈(100)的励磁能量释放结束后直到不再流过再生电流的时间相等。

在图35所示的以往的多输出电流谐振型DC-DC变换器中，在由第2整流平滑电路(17)把在变压器(5)的第二次级绕组(5c)中感应的交流电压整流平滑变换为直流电压以后，由降压斩波电路(30)再次变换为比从第2整流平滑电路(17)输入的直流电压低的一定电平的第2直流输出电压V_O2，因此在降压斩波电路(30)内的滤波扼流圈(28)中流过大电流，从而发生大电力损失。与此不同，在本发明第17实施形态(图26)以及第18实施形态(图30)中，在输出控制用MOS-FET(40)导通时，沿着电流谐振用电容器(4)、变压器(5)的初级绕组(5a)、漏电感(5d)以及第2主MOS-FET(2)流过的电流经过变压器(5)，在由第二次级绕组(5c)、第2输出整流二极管(15)、输出控制用MOS-FET(40)、第2输出平滑电容器(16)以及扼流圈(100)形成的闭电路中流动。在该闭合电路中流过的电流由于因变压器(5)的漏电感(5d)限制，扼流圈(100)不需要像图35的滤波器扼流圈(28)那样限制大电流。从而，扼流圈(100)的电感由于远比图35的滤波器扼流圈(28)小，因此能够使用小型的扼流圈，所发生的电力损失也极少。另外，在输出控制用MOS-FET(40)关断时，在扼流圈(100)中发生的反向电动势通过再生用二极管(101)(图26)，或者变压器(5)的第二次级绕组(5c)、第2输出整流用二极管(15)以及输出控制用MOS-FET(40)(图30)，在第2输出平滑电容器(19)中再生，因此与图35所示的以往的多输出电流谐振型DC-DC变换器相比较，具有电力变换效率极高的优点。

本发明不限于第1～第11实施形态，还能够进行各种变更。例如，如图17所示，即使在图1所示的电流谐振用电容器(4)和变压器(5)的漏电感(5d)的连接点与初级侧接地端子之间连接第2电流谐振用电容器(90)，在第2主MOS-FET(2)与漏极-源极之间连接第2电压模拟振荡用电容器(91)，也可以得到与图1的情况大致相同的作用以及效果。在图4～图6所示的第2～第4实施形态中，也能够适用与图17所示的电路相同的变更。另外，如图18所示，即使在图7所示的电流谐振用电容器(4)和变压器(5)的漏电感(5d)的连接点与初级侧接地端子之间连接第2电流谐振用电容器(90)，在第2主MOS-FET(2)的漏极-源极之间连接第2电压模拟振荡用电容器(91)，也可以得到与图7的情况大致相同的作用以及效果。图11～图16所示的第6～第11实施形态也能够适用与图18所示的电路相同的变更。另外，在第1～第11实施形态中，作为电流谐振用电感使用了变压器(5)的漏电感(5d)，而也可以使用外置的电感器。另外，在第1～第11实施形态中，把固定第1主MOS-FET(1)的导通期间而且使第2主MOS-FET(2)的导通期间变化的可变频率的脉冲信号的脉宽进行调制(PWM)，而也可以进行固定开关频率而且使第1以及第2主MOS-FET(1、2)的各导通期间变化的固定频率的PWM控制。

在第1～第11实施形态中，对于变压器(5)的一个次级绕组(5b、5c、5g)取出单一极性的直流输出V_O1、V_O2、V_O3，而也能够对于变压器(5)的一个次级绕组(5b、5c、5g)取出正负的直流输出。进而，在第1、第5以及第11实施形态中在2输出型，在第2～第4、第6～第8以及第11实施形态中，在3输出型的DC-DC变换器中适用了本发明，但并不限于这种情况，在大于等于4输出型的DC-DC变换器中也能够适用本发明。

另外，在图19所示的第12实施形态中，也可以在电流谐振用电容器(4)和变压器(5)的漏电感(5d)的连接点与初级侧接地端子之间连接第2电流谐振用电容器，在第2主MOS-FET(2)的漏极-源极之间连接第2电压模拟振荡用电容器。在这种情况下可以得到的作用以及效果与图19大致相同。与上述相同的变更也能够适用在图22～图25所示的第13～第16实施形态中。另外，在第12～第15实施形态中，使各整流平滑电路(9、17)成为由一个输出整流二极管(7、15)和一个输出平滑电容器(8、16)构成的半波整流型，而也可以用两波整流型或者全波桥整流型构成某一方或者双方整流平滑电路(9、17)，进而还可以根据所连接的负载，使半波整流型、两波整流型以及全波桥整流型的各结构混合存在。

另外，在第12～第16实施形态中，对于第2主MOS-FET(2)并联连接了电流谐振用电容器(4)、变压器(5)的漏电感(5d)以及初级绕组(5a)的串联连接电路，而也可以对于第1主MOS-FET(1)并联连接串联连接电路。另外，在第12～第16实施形态中，当PWM控制电路(44)内的积分电容器(77)的充电电压V_CW比光电耦合器(68)的感光单元(68b)的误差电压V_PC低时，把输出控制用MOS-FET(40)切换为导通，当积分电容器(77)的放电电压V_CW比光电耦合器(68)的感光单元(68b)的误差电压V_PC高时，把输出控制用MOS-FET(40)切换为关断，而也可以当积分电容器(77)的放电电压V_CW比光电耦合器(68)的感光单元(68b)的误差电压V_PC高时，把输出控制用MOS-FET(40)切换为导通，当PWM控制电路(44)内的积分电容器(77)的充电电压V_CW比光电耦合器(68)的感光单元(68b)的误差电压V_PC低时，把输出控制用MOS-FET(40)切换为关断。在第12～第16实施形态中，在第1主MOS-FET(1)的漏极源极之间连接了电压模拟振荡用电容器(6)，而也可以在第1以及第2主MOS-FET(1、2)的双方或某一方的漏极-源极之间连接模拟振荡用电容器(6)。

第17实施形态能够进行各种变更。例如，如图31所示，可以使图26所示的变压器(5)的第二次级绕组(5c)的极性相反。另外，可以如图32所示，把图26所示的输出控制用MOS-FET(40)与扼流圈(100)的连接位置互换，在第2输出整流二极管(15)的阴极和扼流圈(100)的连接点与输出控制用MOS-FET(40)的漏极之间连接再生用二极管(101)。另外，也可以如图33所示，使图32所示的变压器(5)的第二次级绕组(5c)的极性相反。进而，也可以如图34所示，把图32所示的输出控制用MOS-FET(40)的连接位置变更到再生用二极管(101)和扼流圈(100)的连接点与第2输出整流二极管(15)的阴极之间。在图31～图34所示的电路的任一种情况下，可以得到的作用以及效果都与第17实施形态大致相同。特别是，在图31以及图33所示的电路的情况下，由于交互进行从变压器(5)的第一次级绕组(5b)向第1整流平滑电路(9)的能量传递以及从变压器(5)的第二次级绕组(5c)向第2整流平滑电路(17)的能量传递，因此变压器(5)的利用效率高，能够以高效率得到更大的电力。另外，还能够在图31～图34所示的各电路中使用与第18实施形态同样的变更。即，如果像图30所示那样构成图31～图34所示的输出控制电路(41)，则能够省略各个再生用二极管(101)，廉价地构成多输出电源。

还可以把第1以及第2主MOS-FET(1、2)的漏极-源极间的寄生电容作为电压模拟振荡用电容器使用。在第12～第14实施形态中，代替由输出控制电路(41)内的电压变动检则电路(42)检测在第二次级绕组(5c)中发生的励磁电压V_T22的上升沿脉冲以及下降沿脉冲，也可以由输出控制电路(41)内的电压变动检测电路(42)检测在变压器(5)的第一次级绕组(5b)中发生的励磁电压V_T21的上升沿脉冲以及下降沿脉冲。进而，在第12～第17实施形态中，例示了在发生两个直流输出V_O1、V_O2的多输出电流谐振型DC-DC变换器中适用本发明的例子，但并不限于这种情况，也能够在发生大于等于三个直流输出的多输出电流谐振型DC-DC变换器中适用本发明。向次级侧供给电力的期间与开关元件的导通时、关断时无关。另外，次级侧整流方式与单波整流、全波整流以及两波整流的方式无关。

产业上的可利用性

本发明能够良好地适用于发生多个直流输出的谐振型DC-DC变换器，例如，适用于在次级侧具备输出控制用的开关元件而且发生多个直流输出的多输出电流谐振型DC-DC变换器中。

Claims (17)

1.一种多输出电流谐振型DC-DC变换器，具有：

对于直流电源串联连接的第一开关元件以及第二开关元件；

对于上述第一开关元件或第二开关元件并联连接的电流谐振用电容器、电感器以及变压器的初级绕组的串联电路；

第一整流平滑电路，连接于上述变压器的第一次级绕组；以及

第二整流平滑电路，连接于上述变压器的第二次级绕组，

通过上述第一以及第二开关元件的通断动作，经过上述电流谐振用电容器、电感器、变压器的初级绕组以及上述第一开关元件或第二开关元件流过谐振电流，从上述变压器的第一次级绕组经过上述第一整流平滑电路取出第一直流输出，同时从上述变压器的第二次级绕组经过上述第二整流平滑电路取出第二直流输出，所述多输出电流谐振型DC-DC变换器的特征在于包括：

输出控制用开关元件，连接于上述变压器的第二次级绕组与构成上述第二整流平滑电路的平滑电容器之间；以及

输出控制电路，基于上述平滑电容器的电压，控制上述输出控制用开关元件的通断，其中

上述输出控制电路与上述第一或第二开关元件的开关频率同步，使上述输出控制用开关元件通断。

2.根据权利要求1所述的多输出电流谐振型DC-DC变换器，其特征在于包括：

设置在上述变压器中的至少一个附加次级绕组；

附加整流平滑电路，连接于该附加次级绕组；

附加开关元件，连接于上述附加次级绕组与构成上述附加整流平滑电路的平滑电容器之间；

附加控制电路，基于上述附加整流平滑电路的平滑电容器的电压，控制上述附加开关元件的通断，其中

通过与上述第一或第二开关元件的开关频率同步地使上述附加开关元件通断，从上述附加次级绕组经过上述附加整流平滑电路取出附加直流输出。

3.根据权利要求1或2所述的多输出电流谐振型DC-DC变换器，其特征在于：

上述变压器的各次级绕组的极性分别不同。

4.根据权利要求1～3的任一项所述的多输出电流谐振型DC-DC变换器，其特征在于包括：

主控制电路，基于从上述第一整流平滑电路输出的电压，控制上述第一以及第二开关元件的通断。

5.根据权利要求1～3的任一项所述的多输出电流谐振型DC-DC变换器，其特征在于包括：

主控制电路，基于上述直流电源的电压变动，控制上述第一以及第二开关元件的通断。

6.一种多输出电流谐振型DC-DC变换器，具有：

对于直流电源串联连接的第一开关元件以及第二开关元件；

对于上述第一开关元件或第二开关元件并联连接的电流谐振用电容器、电感器以及变压器的初级绕组的串联电路；

第一整流平滑电路，连接于上述变压器的第一次级绕组；以及

第二整流平滑电路，连接于上述变压器的第二次级绕组，

通过上述第一以及第二开关元件的通断动作，经过上述电流谐振用电容器、电感器、变压器的初级绕组以及上述第一开关元件或第二开关元件流过谐振电流，从上述变压器的第一次级绕组经过上述第一整流平滑电路取出第一直流输出，同时从上述变压器的第二次级绕组经过上述第二整流平滑电路取出第二直流输出，所述多输出电流谐振型DC-DC变换器的特征在于包括：

输出控制用开关元件，连接于上述变压器的第二次级绕组与构成上述第二整流平滑电路的平滑电容器之间；以及

输出控制电路，基于上述平滑电容器的电压，控制上述输出控制用开关元件的通断，其中

上述输出控制电路具备：

电压变动检测电路，检测在上述变压器的任一个次级绕组中发生的电压的上升沿脉冲或者下降沿脉冲，分别发生第一检测信号或第二检测信号；

驱动控制电路，在上述电压变动检测电路发生了第一检测信号或第二检测信号以后，把上述输出控制用开关元件分别切换为导通或者关断。

7.根据权利要求6所述的多输出电流谐振型DC-DC变换器，其特征在于：

上述输出控制电路与上述第一或第二开关元件的开关频率同步地使上述输出控制用开关元件通断。

8.根据权利要求6或7所述的多输出电流谐振型DC-DC变换器，其特征在于上述驱动控制电路包括：

误差电压发生电路，把上述第二直流输出与基准电压进行比较，发生与它们的误差相对应的电平的误差电压；

积分电路，在上述电压变动检测电路发生了第一或第二检测信号以后，发生与在上述变压器的任一个次级绕组中发生的电压的积分值相对应的第一或第二积分输出；

比较器，把上述误差电压与上述第一或第二积分输出进行比较，当上述第一积分输出比上述误差电压低时，把上述输出控制用开关元件切换为导通，当上述第二积分输出比上述误差电压高时，把上述输出控制用开关元件切换为关断。

9.根据权利要求8所述的多输出电流谐振型DC-DC变换器，其特征在于：

上述电压变动检测电路具备：

检测用开关元件，检测在上述变压器的任一个次级绕组中发生的电压的上升沿脉冲或者下降沿脉冲，分别成为导通或者关断，发生第一检测信号或第二检测信号，

上述积分电路具备：

积分电容器，在上述检测用开关元件发生了上述第一检测信号以后，利用在上述变压器的任一个次级绕组中发生的电压进行充电，发生上述第一积分输出，同时在上述检测用开关元件发生了上述第二检测信号以后，利用在上述变压器的任一个次级绕组中发生的电压进行放电，发生上述第二积分输出，

上述比较器把上述误差电压与上述积分电容器的充放电电压进行比较，当该充放电电压比上述误差电压低或者高时，分别把上述输出控制用开关元件切换为导通或者关断。

10.根据权利要求6或7所述的多输出电流谐振型DC-DC变换器，其特征在于上述驱动控制电路包括：

误差电压发生电路，把上述第二直流输出与基准电压进行比较，发生与它们的误差相对应的电平的误差电压；

积分电路，在上述电压变动检测电路发生了第一或第二检测信号以后，发生与在上述变压器的任一个次级绕组中发生的电压的积分值相对应的第一或第二积分输出；

比较器，把上述误差电压与上述第一或第二积分输出进行比较，当上述第一积分输出比上述误差电压高时，把上述输出控制用开关元件切换为导通，当上述第二积分输出比上述误差电压低时，把上述输出控制用开关元件切换为关断。

11.根据权利要求10所述的多输出电流谐振型DC-DC变换器，其特征在于：

上述电压变动检测电路具备：

检测用开关元件，检测在上述变压器的任一个次级绕组中发生的电压的上升沿脉冲或者下降沿脉冲，分别成为导通或者关断，发生第一检测信号或第二检测信号，

上述积分电路具备：

积分电容器，在上述检测用开关元件发生了上述第一检测信号以后，利用在上述变压器的任一个次级绕组中发生的电压进行充电，发生上述第一积分输出，同时在上述检测用开关元件发生了上述第二检测信号以后，利用在上述变压器的任一个次级绕组中发生的电压进行放电，发生上述第二积分输出，

上述比较器把上述误差电压与上述积分电容器的充放电电压进行比较，当该充放电电压比上述误差电压高或者低时，分别把上述输出控制用开关元件切换为导通或者关断。

12.根据权利要求1～11的任一项所述的多输出电流谐振形DC-DC变换器，其特征在于：

在上述第一以及第二开关元件的双方或者某一方上并联连接了电压模拟振荡用电容器。

13.一种多输出电流谐振型DC-DC变换器，具有：

对于直流电源串联连接的第一开关元件以及第二开关元件；

对于上述第一开关元件或第二开关元件并联连接的电流谐振用电容器、电感器以及变压器的初级绕组的串联电路；

第一整流平滑电路，连接于上述变压器的第一次级绕组；以及

第二整流平滑电路，连接于上述变压器的第二次级绕组，

通过上述第一以及第二开关元件的通断动作，经过上述电流谐振用电容器、电感器、变压器的初级绕组以及上述第一开关元件或第二开关元件流过谐振电流，从上述变压器的第一次级绕组经过上述第一整流平滑电路取出第一直流输出，同时从上述变压器的第二次级绕组经过上述第二整流平滑电路取出第二直流输出，所述多输出电流谐振型DC-DC变换器的特征在于包括：

输出控制用开关元件，连接于上述变压器的第二次级绕组与构成上述第二整流平滑电路的平滑电容器之间；以及

输出控制电路，基于上述平滑电容器的电压，控制上述输出控制用开关元件的通断，其中

在上述第二次极绕组、上述第二整流平滑电路和上述输出控制用开关元件所形成的闭合回路中，连接有扼流圈。

14.根据权利要求13所述的多输出电流谐振形DC-DC变换器，其特征在于：

上述输出控制电路与上述第一或第二开关元件的开关频率同步，使上述输出控制用开关元件通断。

15.根据权利要求13或者14所述的多输出电流谐振形DC-DC变换器，其特征在于：

上述扼流圈的一端连接在上述第二整流平滑电路的平滑电容器的一端，

上述扼流圈的另一端与上述平滑电容器的另一端之间连接有再生用二极管。

16.根据权利要求13或者14所述的多输出电流谐振形DC-DC变换器，其特征在于上述输出控制电路具备：

电压变动检测电路，检测在上述变压器的任一个次级绕组中发生的电压的上升沿脉冲或者下降沿脉冲，分别发生第一检测信号或第二检测信号；

驱动控制电路，在上述电压变动检测电路发生了第一检测信号或第二检测信号以后，把上述输出控制用开关元件分别切换为导通或者关断。

17.根据权利要求16所述的多输出电流谐振形DC-DC变换器，其特征在于：

在上述驱动控制电路的后级连接了保持电路，所述保持电路在上述电压变动检测电路发生了第二检测信号后，直到来自上述扼流圈的再生电流不再流过为止，保持上述输出控制用开关元件的接通。

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