CN1318896A - 开关电源电路 - Google Patents

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Abstract

在初级侧上提供有电压谐振型变换器并在次级侧上提供有并联谐振电路或串联谐振电路的复合谐振型开关变换器的构成中,在次级绕组上所获得电压的控制和用于对次级侧上恒定电压的控制通过在次级侧上提供有源箝位电路而获得。电路的开关频率为恒定的。因此,可选择具有低耐压的产品作为在电源电路次级侧上所提供的部件,如开关器件和谐振电容器。另外,可以简化恒定电压控制的结构。

Description

开关电源电路
本发明涉及一种可用作各种电子设备电源的开关电源电路。
众所周知，开关电源电路使用开关变换器，如正向变换器和逆向(fly back)变换器，这些开关变换器在开关操作中形成矩形波形，并因此构成对抑制开关噪声的限制。还公知，由于这些操作特性，构成对改善功率变换效率的限制。
因此，使用各种谐振型变换器的各种开关电源电路已经由本申请人在先前提出了。谐振型变换器使其可以很容易地获得高功率变换效率，并且由于谐振型变换器在开关操作中形成正弦波波形，因此可获得低噪声。谐振型变换器具有的另一优点在于，其能够通过相对少量的部件来制成。
图9是一电路图，其表示现有技术的开关电源电路的一个实例，其中所述电源电路是按照本申请人先前所提出的发明而制成的。
图9中所示的电源电路可提供以全波整流器电路，其包括桥式整流器电路Di和平滑电容器Ci。全波整流器电路是用作对所提供的市电交流电(交流输入电压VAC)进行整流和平滑的电路，用于提供直流输入电压。整流和平滑电路产生整流和平滑电压Ei，它的电平等于交流输入电压VAC乘以1(unity)的电平。
电压谐振型变换器，其包括开关器件Q1并通过所谓单端系统执行开关操作，可提供作为开关变换器，用于切断由整流和平滑电路所输入的整流和平滑电压Ei(直流输入电压)。
在这种情况下的电压谐振型变换器可外部激励，例如，可将MOS-FET(金属氧化物-场效应管)用作开关器件Q1。开关器件Q1的漏极可通过隔离变换变压器PIT的初级绕组N1连接到平滑电容器Ci的正极上，同时开关器件Q1的源极可连接到初级侧上的接地端上。
并联谐振电容器Cr与开关器件Q1的源极和漏极并联地连接。并联谐振电容器Cr的电容和在隔离变换变压器PIT初级绕组N1上所获得的漏电感形成初级侧并联谐振电路。并联谐振电路按照开关器件Q1的开关操作进行谐振操作。因此，开关器件Q1的开关操作是电压谐振型的。
还有，箝位二极管(所谓体二极管)DD与开关器件Q1的漏极和源极并联地连接。箝位二极管DD形成在开关器件断开期间流动的箝位电流的通路。
在这种情况下，开关器件Q1的漏极可连接到在开关驱动器10B中的振荡电路41上，其将在下面加以描述。对振荡电路41所提供的漏极输出可用于开关频率控制中，用于可变地控制在一开关周期内的接通时间，其将在后面加以描述。
开关器件Q1可通过开关驱动器10B对开关操作进行驱动，其中开关驱动器10B可通过将振荡电路41和驱动电路42结合在一起而形成。另外，例如，在这种情况下的开关驱动电路10B可提供作为单一集成电路(IC)。
开关驱动器10B可通过启动电阻Rs而连接到整流和平滑电压Ei线上。开关驱动器10B通过例如在电源启动处的启动电阻Rs而由所提供的电源电压来启动操作。
在开关驱动器10B中的振荡电路41执行振荡操作，以产生并输出振荡信号。驱动电路42将振荡信号转换为驱动电压，然后将驱动电压输出给开关器件Q1的栅极。因此，开关器件Q1可按照由振荡电路41所产生的振荡信号执行开关操作。因此，在开关器件Q1的一开关周期内的通/断时间的开关频率和占空比可根据由振荡电路41所产生的振荡信号来确定。
振荡电路41可根据通过光耦合器40所输入的次级侧直流输出电压E0的电平来改变振荡信号的频率(开关频率fs)，其将在下面进行描述。振荡电路41可改变开关频率fs，并且同时以这样的方式控制振荡信号的波形，使得切断开关器件Q1期间的时间TOFF被固定并且接通开关器件Q1期间的时间TON可变。时间TON(导通角)可根据并联谐振电容器Cr上的并联谐振电压V1的峰值而可变地控制。如下面将要描述的那样，如此操作振荡电路41以使次级侧直流输出电压E0稳定。
隔离变换变压器PIT可将开关器件Q1的开关输出传递给开关电源电路的次级侧。
如图11所示，隔离变换变压器PIT具有以这样的方式由例如铁氧体材料制成的E形铁芯CR1和CR2组合而成E-E型铁芯，使得铁芯CR1的导磁柱(magnetic leg)与铁芯CR2的导磁柱相对。初级绕组N1和次级绕组N2可通过使用分离的线轴(bobbin)B以相互分离的形式绕在E-E形铁芯的中央导磁柱上。还有，在中央导磁柱中形成间隙G，如图11所示，可用于提供在所需耦合系数下的松散耦合。
间隙G可通过使每个E形铁芯CR1和CR2的中央导磁柱比每个E形铁芯的两个外侧导磁柱短而制成。耦合系数K可设置为K0.85，用于提供松散的耦合状态，由此不容易获得饱和状态。
如图9所示，隔离变换变压器PIT初级绕组N1的端点连接到开关器件Q1的漏极上，同时初级绕组N1的起始点连接到平滑电容器Ci的正极上(整流和平滑电压Ei)。因此，给初级绕组N1提供开关器件Q1的开关输出，由此交流电压会出现在初级绕组N1中，其周期对应于开关器件Q1的开关频率。
由初级绕组N1所感应的交流电压出现在隔离变换变压器PIT次级侧上的次级绕组N2中。在这种情况下，次级侧并联谐振电容器C2与次级绕组N2并联连接，并因此次级绕组N2的漏电感L2和次级侧并联谐振电容器C2的电容形成并联谐振电路。并联谐振电路将在次级绕组N2中所感应的交流电压变换为谐振电压，由此在次级侧上获得电压谐振操作。
因此，该电源电路可提供以并联谐振电路，用于将开关操作变换为在初级侧上的电压谐振型操作，并且并联谐振电路用于在次级侧上提供电压谐振操作。在本说明书中，在初级侧和次级侧上提供以谐振电路的开关变换器也可称作“复合谐振型开关变换器”。
由桥式整流电路DBR和平滑电容器C0组成的整流和平滑电路可配备在如上所述构成的电源电路的次级侧上，由此可获得次级侧直流输出电压E0。这意味着，按照该电源电路的构成，在次级侧上的全波整流操作可通过桥式整流电路DBR来提供。在这种情况下，通过次级侧并联谐振电路给桥式整流电路DBR提供谐振电压，然后产生次级侧直流输出电压E0，其电平基本上等于在次级绕组N2中所感应的交流电压。
次级侧直流输出电压E0还可通过光耦合器40输入给在初级侧与次级侧隔离的初级侧上的开关驱动器10B中的振荡电路41。
至于隔离变换变压器PIT的次级侧操作，初级绕组N1的电感L1和次级绕组N2的电感L2之间的互感M可以为+M或-M，这取决于初级绕组N1和次级绕组N2的极性(绕组方向)，整流二极管D0(D01，D02)的连接关系，和在次级绕组N2中所感应的交流电压的极性变化。
例如，在图12A中所示的等效电路具有+M的互感，而图12B中所示的等效电路具有-M的互感。
这将应用于图9所示隔离变换变压器PIT的次级侧操作；当在次级绕组N2上所获得的交流电压具有具有正极性时，使整流电流流入桥式整流电路DBR中的操作可认为是+M操作模式(正向操作)，而当在次级绕组N2上所获得的交流电压具有负极性时，使整流电流流入桥式整流二极管DBR中的操作可认为是-M操作模式(反向操作)。当在次级绕组N2上所获得的交流电压由正极性变为负极性以及反过来时，互感的操作模式会由+M变为-M，并且反之亦然。
采用如此构成，由初级侧并联谐振电路和次级侧并联谐振电路的作用所增加的功率可提供给负载侧，并因此所提供给负载侧的功率会大大增加，由此改善了最大负载功率的增加率。
这是由于参照图11的前述形式而获得的，间隙G可形成在隔离变换变压器PIT中，用于提供所需耦合系数下的松散耦合，并由此不容易获得饱和状态。例如，当在隔离变换变压器PIT中不提供间隙G时，很可能会使隔离变换变压器PIT到达饱和状态，并然后执行异常的反向(flyback)操作。因此，很难期望，上述的全波整流操作将会被适当地执行。
图9中所示电路的稳定操作如下。
如上所述，在初级侧上的开关驱动器10B中的振荡电路41可通过光耦合器40而提供以次级侧直流输出电压E0。振荡电路41可按照所提供的次级侧直流输出电压E0电平的改变而改变用于输出的振荡信号的频率。这意味着，改变开关器件Q1的开关频率的操作。因此，初级侧电压谐振型变换器和隔离变换变压器PIT的谐振阻抗可以改变，并因此传递到隔离变换变压器PIT次级侧上的能量也会改变。因此，次级侧直流输出电压E0可以得到控制，以便在所需电平下保持恒定。这意味着电源得到稳定
当图9中所示电源电路的振荡电路41改变开关频率时，在开关器件Q1断开期间的时间TOFF是固定的，并且在开关器件Q1接通期间的时间TON可变地控制，如上所述。具体地，通过可变地控制开关频率作为恒定电压控制操作，使电源电路控制开关输出的谐振阻抗，并且同时控制在开关周期内的开关器件的导通角(PWM控制)。该复合控制操作可通过单一控制电路系统来实现。在本说明书中，该复合控制也可称为“复合控制方法”。
图10是表示按照由本申请人先前所提出的发明而制成的电源电路的另一实例的电路图。在附图中，与图9系统的部件采用相同的参考标号来表示，并且对其说明将予以省略。
自激电压谐振型变换器电路可提供在图10电源电路的初级侧上，其可通过开关器件Q1执行单端操作。在这种情况下，高压双极晶体管(BJT；结型晶体管)可用作开关器件Q1。
开关器件Q1的基极可通过基极限流电阻RB和启动电阻RS而连接到平滑电容器Ci的正极侧上(整流和平滑电压Ei)，使得在电源启动时的基极电流取自整流和平滑电路的线路。开关器件Q1的基极与初级侧地之间连接有一用于自振荡驱动的串联谐振电路，其是通过将驱动绕组NB，谐振电容器CB和基极限流电阻RB相互串联连接而形成的。
在开关器件Q1的基极与平滑电容器Ci的负极(初级侧的地)之间所插入的箝位二极管DD形成在开关器件Q1断开期间流动的箝位电流的通路。开关器件Q1的集电极连接到隔离变换变压器PIT初级绕组N1的一端上，而开关器件Q1的发射极接地。
并联谐振电容器Cr与开关器件Q1的集电极和发射极串联连接。还是在这种情况下，并联谐振电容器Cr的电容和隔离变换变压器PIT初级侧绕组N1的漏电感L1构成电压谐振型变换器的初级侧并联谐振电路。
在图10中所示的正交型控制变压器PRT是一饱和电抗器，其具有谐振电流检测绕组ND，驱动绕组NB，和控制绕组NC。正交型控制变压器PRT可用于驱动开关器件Q1并且对恒定电压进行有效控制。
正交型控制变压器PRT的结构是立方型芯，在图中未示出，其可通过将两个双U形芯相互连接而制成，其每个在导磁柱端部上彼此具有四个导磁柱。谐振电流检测绕组ND和驱动绕组NB可以以相同的绕制方向绕在立方型芯的两个给定导磁柱上，并且控制绕组NC可以与谐振电流检测绕组ND和驱动绕组NB正交的方向绕制。
在这种情况下，正交型控制变压器PRT的谐振电流检测绕组ND可串联地插在平滑电容器Ci的正极与隔离变换变压器PIT的初级绕组N1之间，使得开关器件Q1的开关输出可通过初级绕组N1传递给谐振电流检测绕组ND。通过正交型控制变压器PRT的谐振电流检测绕组ND所获得的开关输出可通过变压器耦合而在驱动绕组NB中感应，由此在驱动绕组NB中产生作为驱动电压的交变电压。驱动电压可作为驱动电流通过基极限流电阻RB由串联的谐振电路(NB和CB)输出给开关器件Q1的基极，该串联共振电路形成自振荡驱动电路。因此，开关器件Q1可在由串联谐振电路的谐振频率所确定的开关频率下执行开关操作。然后，将在开关器件Q1的集电极的上所获得的开关输出传送给隔离变换变压器PIT的初级绕组N1。
在图10电路中所提供的隔离变换变压器PIT具有与参照图11所述相同的结构，因此可在初级侧与次级侧之间提供松散耦合。
次级侧并联谐振电容器C2可并联连接到图10电路中隔离变换变压器PIT次级侧上的次级绕组N2上，由此形成次级侧并联谐振电路。因此，电源电路也具有复合谐振型开关变换器。
由二极管D0和平滑电容器C0组成的半波整流器电路可提供给电源电路次级侧上的次级绕组N2，使得次级侧直流输出电压E0可通过只包括正向操作的半波整流操作而获得。在这种情况下，次级侧直流输出电压E0也可由分支点输入到控制电路1，并且控制电路1可使用直流输出电压E0作为检测电压。
控制电路1按照次级侧直流输出电压E0电平的改变通过改变流过控制绕组NC的控制电流(直流)的电平，可变地控制绕在正交型控制变压器PRT上的驱动绕组NB的电感LB。这导致了包括在开关器件Q1自振荡驱动电路中驱动绕组NB的电感LB的串联谐振电路的谐振条件发生了变化。这意味着改变了开关器件Q1开关频率的操作，由此使次级侧直流输出电压稳定。还是在这种包括正交型控制变压器PRT的用于恒定电压控制的构成中，在初级侧上的开关变换器是电压谐振型的，因此电源电路可通过复合控制方法执行操作，其中电源电路可变地控制开关频率，并且同时控制在开关周期内的开关器件的导通角（PWM控制)。
图13A至13F是表示图10中所示电源电路操作的波形图。图13A,13B和13C的每个均表示在交流输入电压VAC=100V和最大负载功率Pomax=200W情况下电源电路的操作。图13D,13E和13F的每个均表示在交流输入电压VAC=100V和最小负载功率Pomin=0W或无负载情况下电源电路的操作。
当开关器件Q1在初级侧执行开关操作时，初级侧并联谐振电路在时间TOFF期间执行谐振操作，其中在该期间开关器件Q1被断开。因此，如图13A和13D中所示，横跨并联谐振电容器Cr的并联谐振电压V1在时间TOFF期间形成正弦谐振脉冲波形。在具有并联谐振电路的复合谐振型变换器作为次级侧谐振电路的情况下，时间TOFF是固定的，其中在该期间开关器件Q1被断开，而时间TON是改变的，其中在该期间开关器件Q1被接通，如图所示。
在初级侧上的电压谐振型变换器在上述时间执行开关操作，并由此在次级侧上的整流二极管D0在次级绕组N2中所感应的交流电压上执行开关和整流操作。
在这种情况下，如图13B和13E所示，横跨次级绕组N2的电压Vo在时间DON期间即整流二极管D0接通期间箝位在次级侧直流输出电压E0下，同时电压Vo在整流二极管D0断开期间的时间DOFF期间在副极性方向上形成正弦脉冲波形，这是由于次级侧并联谐振电路的谐振作用。如图13C和13F所示，通过整流二极管D0存储在平滑电容器C0中的次级侧整流电流I0在时间DON起始时陡峭上升，然后逐渐降低其电平，由此形成基本上的锯齿形波形。
图13A与图13D的比较表明，开关频率fs得到控制，以便随着负载功率Po的减低而升高，并且开关频率fs(开关周期)可以改变，同时将时间TOFF固定在恒定长度下，并且改变时间TON，在该时间期间开关器件Q1接通。这代表由上述复合控制方法的操作。
如图10所示构成的电压谐振型变换器可按照负载功率的变化改变并联谐振电压V1。例如，并联谐振电压V1在最大负载功率Pomax=200W下为550Vp，而并联谐振电压V1在最小负载功率Pomin=0W下为300Vp。这意味着，并联谐振电压V1随着负载功率的增大具有上升的趋势。
同样地，在时间DOFF期间所获得的横跨次级绕组N2的电压Vo的峰值电平随着负载功率的增大也具有上升的趋势。在这种情况下，电压Vo在最大负载功率Pomax=200W下为450Vp，而电压Vo在最小负载功率Pomin=0W下为220Vp。
另外，图9所示的电路实质上可以执行与使用波形图13A至13F所述相同的操作。
下面，作为图9和10中所示的电源电路的特性表现为开关频率、开关周期内的时间TOFF和时间TON，以及相对于在最大负载功率Pomax=200W下的交流输入电压VAC的并联谐振电压V1各方面的变化的特性。
首先，图14表示，开关频率fs相对交流输入电压VAC=90V至140V在fs=110KHz至140KHz范围内变化。这表示，按照直流输入电压的变化在次级侧直流输出电压E0下的稳定变化的操作。对于交流输入电压VAC的变化，控制开关频率，以便使其随着交流输入电压VAC的增大而上升。
至于在一个开关周期内的时间TOFF和时间TON，时间TOFF是恒定的，与开关频率fs相反，当开关频率fs增大时时间TON减小，以形成二次曲线。这也表示，由上述复合控制方法来控制开关频率的操作。
并联谐振电压V1也按照市电交流电VAC的变化而改变；如图14所示，并联谐振电压V1的电平随着交流输入电压VAC的增大而上升。
图15表示按照本申请人先前所提出的另一电源电路。图15所示电源电路是一复合谐振型开关变换器，其在次级侧上带有串联谐振电路。在该图中，与图9和10相同的部件由相同的参考标号表示，并且对其的描述将被省略。
图15的电源电路具有在次级侧上的下列构成。
隔离变换变压器PIT次级绕组N2的起始点通过与次级侧N2串联连接的串联谐振电容器Cs而连接到整流二极管D01的阳极与整流二极管D02的阴极的结点上，而次级绕组N2的末端点可连接到次级侧上的地。整流二极管D01的阴极可连接到平滑电容器C0的正极上，并且整流二极管D02的阳极可连接到次级侧的地上。平滑电容器C0的负极可连接到次级侧的地上。
如此连接构成倍压半波整流电路，其由次级绕组N2，串联谐振电容器Cs，整流二极管D01和D02，和平滑电容器C0一组部件组成。
串联谐振电容器Cs的电容和次级绕组N2的漏电感L2构成串联谐振电路，其响应于整流二极管D01和D02的通/断操作来执行谐振操作。
串联谐振电容器Cs的电容可选择，以便满足fo1fo2，其中在初级侧上的并联谐振电路(N1和Cr)的并联谐振频率为fo1，而在次级侧上的串联谐振电路的串联谐振频率为fo2。
因此，图15的电源电路是“复合谐振型开关变换器”，其带有并联谐振电路，用于将开关操作变换为在初级侧上的电压谐振型操作，和串联谐振电路，用于在次级侧上提供电流谐振操作。
例如，由一组次级绕组N2，串联谐振电容器Cs，整流二极管D01和D02，和平滑电容器C0组成的倍压整流电路的操作如下。
当在初级侧N1上获得的开关输出作为在初级侧上开关操作的结果时，开关输出会在次级绕组N2上感应。倍压整流电路可提供在次级绕组N2上所获得的交流电压，用于对其执行整流操作。
在这种情况下，在整流二极管D01断开和整流二极管D02接通期间，倍压整流电路执行负极性模式的操作，其中初级绕组N1和次级绕组N2的极性为-M，并由此存储通过串联谐振电容器Cs中整流二极管D02整流的电流。
在整流二极管D02断开和整流二极管D01接通期间，倍压整流电路执行正极性模式的操作，其中初级绕组N1和次级绕组N2的极性为+M，由此在平滑电容器C0中存储通过将串联谐振电容器Cs的电位加到次级绕组N2中所感应的电压中所获得的电流。
在上述负极性模式和正极性模式下的整流操作可以在次级侧串联谐振电路执行在隔离变换变压器PIT次级侧上的串联谐振操作时交替重复。因此，平滑电容器C0可获得次级侧直流输出电压E0，其具有的电平实质上是次级绕组N2中所感应的电压电平的两倍。
由于在这种情况下，次级侧直流输出电压E0是通过倍压整流电路的操作而获得的，因此次级绕组N2的匝数例如只需要为在次级侧上为等压整流电路所具有的构成中绕组匝数的约1/2。
还是在这种情况下，次级侧直流输出电压E0可通过光耦合器40反馈到在次级侧上的开关驱动器10B中的振荡电路41上，并且在反馈的次级侧直流输出电压E0的基础上，在初级侧上获得用复合控制方法的恒定电压操作。
下面，图16表示复合谐振型开关变换器的另一实例，其在次级侧上带有串联谐振电路。当在图10所示电源电路的情况下，图16的电源电路带有自激电压谐振型变换器，其在初级侧上执行单端操作。
还是在这种情况下，串联谐振电容器Cs与电源电路次级侧上的次级绕组N2的起始点串联连接，用于构成次级侧串联谐振电路。在这种情况下的电源电路带有桥式整流电路DBR作为次级侧整流电路。次级绕组N2通过串联谐振电容器Cs连接到桥式整流电路DBR的正极输入端，并且次级绕组N2的末端点连接到桥式整流电路DBR的负极输入端。在该电路构成中，在次级绕组N2中所获得的交流电压，即次级侧串联谐振电路的谐振输出由桥式整流电路DBR进行全波整流，然后存储在平滑电容器C0，由此获得次级侧直流输出电压E0。
还是在这种情况下，次级侧直流输出电压E0从分支点输入到控制电路1，并且控制电路1可将输入的直流输出电压E0用作为用于恒定电压控制的检测电压。
图17A至17F是波形图，其表示图15和16中所示电源电路的操作。图17A,17B和17C的每个表示在交流输入电压VAC=100V和最大负载功率Pomax=200W下电源电路的操作。图17D,17E和17F的每个表示在交流输入电压VAC=100V和最小负载功率Pomax=0W或无负载下电源电路的操作。
如图17A和17D所示，通过开关器件Q1的开关操作所获得的横跨并联谐振电容器Cr的并联谐振电压V1在时间TOFF期间形成正弦谐振脉冲波形。在具有并联谐振电路作为次级侧谐振电路的复合谐振型变换器的情况下，在开关器件Q1断开期间的时间TOFF可以改变，如图所示。
图17A和17D的波形表示，还是在这种情况下，控制开关频率fs，以便随负载功率Po的降低而升高。还有，开关频率fs(开关周期)通过在一个开关周期内改变开关器件Q1接通期间的时间TON来改变。
如图15和16所示构成的电路具有随负载功率变大而使并联谐振电压V1的电平上升的趋势。在这种情况下，并联谐振电压V1在最大负载功率Pomax=200W下为580Vp，而并联谐振电压V1在最小负载功率Pomin=0W下为380Vp。
如图17B和17E所示，流过开关器件Q1漏极或集电极的开关输出电流IQ1与时间TOFF和TON的定时同步，并且形成与图13B和13E基本相同的波形图形。特别是，开关输出电流IQ1在时间TOFF期间处于零电平，并且开关输出电流IQ1在时间TON期间以图17B和17E波形所示的方式流动。还是在该电路构成的情况下，开关输出电流IQ1具有随负载功率Po变大而具有增大的趋势。在这种情况下，开关输出电流IQ1在最大负载功率Pomax=200W下为3.6A，而开关输出电流IQ1在最小负载功率Pomin=0W下为0.3A。
在次级侧上的操作如图13C和13F中横跨次级绕组N2的电压V1所示。按照该图，电压在最大负载功率Pomax=200W下的时间DON期间提供在次级侧直流输出电压E0电平箝位的矩形脉冲，而在最小负载功率Pomin=0W下，电压可提供具有具有初级侧开关周期的正弦波，其峰值电平可箝位在次级侧直流输出电压E0的电平。
作为图15和16所示电源电路的特性，图18表示相对于在最大负载功率Pomax=200W下的交流输入电压在开关频率fs、开关周期内的时间TOFF和时间TON、和并联谐振电压V1上的变化特性。
图18表示，开关频率fs对于交流输入电压在VAC=90V至140V下在fs=110KHz至160KHz范围的变化。这表明按照直流输入电压的变化，在次级侧直流输出电压E0中稳定变化的操作。还是在这种情况下，开关频率受到控制，以便随交流输入电压VAC电平的增加而升高。
例如，在恒定负载的情况下，在一个开关周期内的时间TOFF是恒定的，与开关频率fs恰好相反，在一个开关周期内的时间TON会随开关频率fs的增大而减小。这也表明，通过复合控制方法用于控制开关频率的操作。
如图18所示，在这种情况下，按照市电交流电VAC的变化而变化的并联谐振电压V1会随着交流输入电压VAC在交流输入电压VAC=80-100V范围内的增大而在600V左右的电平范围内减小，并且对于交流输入电压在VAC=100V或以上，并联谐振电压V1上升。
图9,10,15和16所示的电源电路具有下列问题。
使用复合控制方法作为恒定电压控制方法的外部激励电压谐振型变换器，如图9和15所示，将次级侧直流输出电压E0电平中的变化分量用于控制初级侧上的开关频率，并因此在实际中，次级侧直流输出电压E0的电平在次级侧上被检测并放大，然后将结果提供给例如初级侧上的开关驱动器。还有，在这种情况下，有必要通过在初级侧和次级侧之间提供光耦合器使初级侧与次级侧隔离。再有，在初级侧上的并联谐振电压的峰值可被检测，用于初级侧电压谐振型变换器的导通角的控制。如此的构成使实际电源电路复杂和变大。
在使用复合控制方法的自激电压谐振型变换器的情况下，如图10和16所示，有必要在电流检测绕组ND，驱动绕组NB和在正交型控制变压器PRT中所提供的铁芯之间提供隔离距离，这对于恒定电压控制是必需的。这使得难以设计和制造正交型控制变压器PRT，并且也妨碍了正交型控制变压器PRT的小型化。
由于在提供有次级侧并联谐振电路的图9和10的电路中，横跨次级绕组N2的电压Vo可升高最大约为450Vp，所以例如具有耐压约600V的部件可选择作为次级侧并联谐振电容器C2和整流二极管D0。
当这些部件的耐压电平降低时，例如，部件的尺寸减小，并且开关部件如整流二极管的开关特性增强，由此会导致例如开关损耗的降低。因此，如果部件的耐压可以通过例如控制次级侧上所产生的电压电平而降低时，部件的开关特性将会得到改善。这意味着电源电路特性的改善。
另外，如图13C和13F所示，在图9和10的电路中，当整流二极管D0接通时，在次级侧上的整流电流I0中会出现高频振鸣(ringing)，由此发出噪声。因此实际上，如图10的电路次级侧上所示，电源电路需要提供有例如由电容器Csn和电阻Rsn与整流二极管D0并联组成的减声器。然而，减声器电路的提供将导致电力损耗的增大。
还有，众所周知，当在次级侧上提供有串联谐振电路的图15和16电路由于影响恒定电压控制的负载变化而按照次级侧直流输出电压E0的变化来控制开关频率时，在中等负载条件下会出现异常操作，其中不执行ZVS(零电压开关)。
由于开关器件Q1断开期间的时间TOFF在负载功率Po降低和开关频率增大时会延长，所以在图10的电源电路中会出现该异常操作。在出现该异常操作的时间T1期间，开关器件Q1执行开关操作，同时具有一定大小的电压和电流，因此在开关器件Q1中的功率损耗会增加。因此，有必要增大热辐射器，用于控制开关器件Q1的发热。
在电源电路改变初级侧上的开关频率并由此通过复合控制方法稳定次级侧直流输出电压的情况下，当在次级侧上的负载中出现短路的异常情况时，电源电路的控制系统进行操作，以便降低开关频率。在降低开关频率的情况下，在开关器件接通期间的时间TON会变长，因此加到例如开关器件Q1和并联谐振电容器Cr的电压(V1)和电流(IQ1和Icr)的大小会增大。
因此，为了处理短路负载，有必要为电源电路提供过压保护电路和过流保护电路，用于通过限制在短路时所产生的高电压和电流电平来保护开关器件。过压保护电路和过流保护电路也妨碍了电源电路尺寸和成本的降低。
因此，本发明的目的是提供一种开关电源电路，其能够在功率变换效率上得到改善，并且可小型化。
在实现本发明并按照其一个方面，提供一种开关电源电路，其包括：隔离变换变压器，其包含相互隔离的初级绕组和次级绕组，初级绕组和次级绕组松散地相互耦合；电源电路，其包括开关器件，用于对流入隔离变换变压器初级绕组中的电流以固定频率执行开关操作；初级侧并联谐振电容器，其设在隔离变换变压器的初级侧上，用于与变换变压器的电感一起构成初级侧并联谐振电路；次级侧谐振电容器，其设在隔离变换变压器的次级侧上，用于与变换变压器的电感一起构成次级侧谐振电路；整流电路，用于整流在隔离变换变压器次级侧上所获得的交流电压；有源箝位电路，其设在隔离变换变压器的次级侧上，用于与开关电路的开关操作同步对在隔离变换变压器次级侧上所获得的交流电压进行箝位；和恒定电压控制电路，用于按照整流电路输出电压电平，通过控制有源箝位电路的箝位时间和控制整流电路的整流器件的通/断时间占空比来实现对恒定电压的控制。
上述构成就是所谓复合谐振型开关变换器，其设有初级侧并联谐振电路，用于在初级侧上构成电压谐振型变换器，还设有由次级绕组和次级侧上次级侧谐振电容器所构成的次级侧谐振电路。在初级侧上的电压谐振型变换器的开关频率固定在给定频率。
在该构成的基础上，用于控制次级绕组中所获得电压电平的有源箝位装置提供在次级侧上。恒定电压控制通过使开关频率依赖于初级侧开关变换器来进行，并因此保持恒定，并且通过可变地控制次级侧整流二极管的通/断时间占空比来实现。
本发明的上述和其他目的、特征和优点将下列结合附图的描述以及后续权利要求而变得更加清楚，其附图中相同的部件或元件采用相同的参考标号来表示。
图1是按照本发明第一实施例的开关电源电路的电路构成图；
图2A至2L是波形图，其表示在第一实施例的开关电源电路中主要部件的操作(在最大负载功率下)；
图3A至3L是波形图，其表示在第一实施例的开关电源电路中主要部件的操作(在最小负载功率下)；
图4是按照本发明第二实施例的开关电源电路的电路构成图；
图5是按照本发明第三实施例的开关电源电路的电路构成图；
图6A至6K是波形图，其表示在第三实施例的开关电源电路中主要部件的操作(在最大负载功率下)；
图7A至7K是波形图，其表示在第三实施例的开关电源电路中主要部件的操作(在最小负载功率下)；
图8是按照本发明第四实施例的开关电源电路的电路构成图；
图9是表示现有技术电源电路构成实例的电路图；
图10是表示现有技术电源电路另一构成实例的电路图；
图11是隔离变换变压器的截面图；
图12A和12B是辅助说明在互感为+M和-M时操作的等效电路图；
图13A至13F是波形图，其表示在图10和11中所示开关电源电路的操作；
图14是示意图，其用于说明相对于交流输入电压的图10和11所示开关电源电路的特性；
图15是表示现有技术开关电源电路的进一步构成实例的电路图；
图16是表示现有技术开关电源电路的进一步构成实例的电路图；
图17A至17F是波形图，其表示图15和16所示开关电源电路的操作；和
图18是示意图，用于说明相对于交流输入电压的图15和16所示开关电源电路的特性。
图1是按照本发明第一实施例电源电路的电路构成图。图1所示的电源电路是复合谐振性变换器，其在初级侧上装有自激电压谐振型变换器，并且在次级侧上装有串联谐振电路。
在附图中，与图9,10,15和16相同的部件采用相同的参考标号来表示，并且将省略对其的描述。
正交型控制变压器PRT，就象例如图10所示的电源电路中那样，在图1电路的初级侧上可以被省略。在这种情况下，例如，构成初级侧电压谐振型变换器的自振荡驱动电路的驱动绕组NB绕在隔离变换变压器PIT的初级侧上，与初级绕组N1分开。
采用该构成，开关器件Q1在由自振荡驱动电路中串联谐振电路(NB和CB)的谐振频率所确定和固定的开关频率下执行开关操作。
由次级绕组N2和并联谐振电容器C2所构成的并联谐振电路提供在电源电路的次级侧上。因此，与初级侧电压谐振型变换器一起，电源电路整体构成复合谐振型开关变换器。
在这种情况下，由整流二极管D01和平滑电容器C01所构成的半波整流电路连接到次级绕组N2的起始点上，用于提供次级侧直流输出电压E01。次级侧直流输出电压E01还可由分支点提供给误差放大电路23，其将在后面描述，以由此稳定次级侧上的输出。
另外，在这种情况下，次级绕组N2设有一抽头，并且由整流二极管D02和平滑电容器C02组成的半波整流电路连接到该抽头上，该半波整流电路形成次级绕组N2的抽头端与次级侧地之间的通路，由此获得低的次级侧直流输出电压E02。
再有，次级侧有源箝位电路31和用于驱动次级侧有源箝位电路31的次级侧开关驱动器20提供在电源电路的次级侧上。
在这种情况下，次级侧有源箝位电路31带有由MOS-FET所构成的辅助开关器件Q3。箝位二极管DD3跨接在辅助开关器件Q3的漏极和源极上，如图1所示。辅助开关器件Q3的漏极通过箝位电容器CCL连接到次级绕组N2的起始点上。
因此，次级侧有源箝位电路31通过将箝位电容器CCL与辅助开关器件Q3和箝位二极管DD3的并联电路相串联连接而构成。如此构成的电路可与次级绕组N2并联连接。
次级侧开关驱动器20由例如PWM(脉宽调制)控制电路21，驱动电路22，和误差放大电路23来构成，如图1所示。在这些功能电路中，PWM控制电路21和驱动电路22可由单个IC构成。由单个IC所构成的PWM控制电路21和驱动电路22通过电源启动时启动电阻Rs2给其提供次级侧直流输出电压E02而开始操作。
误差放大电路23输出给PWM控制电路21一电压或电流，其大小对应于所输入的次级侧直流输出电压E01的变化。
在次级绕组N2抽头输出端上所获得的交流电压可通过检测电阻Rt作为信号源输入到PWM控制电路。源信号是由初级绕组N1在次级绕组N2上所感应的交流电压，因此，其频率与初级侧上的开关频率一致。
根据次级绕组所输入的交流电压，误差放大电路23输出100KHz的PWM信号，其与初级侧上的开关频率同步。PWM信号的占空比按照由误差放大电路23所输入的电压或电流的大小而改变。按照电压大小或电流大小而改变的占空比对应于在辅助开关器件Q3一个开关周期内接通时间和断开时间之间的占空比。
驱动电路22在由PWM控制电路21所输出的PWM信号波形的基础上产生驱动电压，并且将驱动电压提供给辅助开关器件Q3的栅极。因此，辅助开关器件Q3可执行开关操作，同时其在接通时间和断开时间之间的占空比可通过PWM控制电路21而可变地控制。换句话说，辅助开关器件Q3执行开关操作，同时其开关频率被固定，并且其接通时间(导通角)可变地得到控制。
图2A至2L是表示图1电源电路操作的波形图。该图表示在AC 100V和最大负载功率Pomax=200W下电源电路的操作。上述次级侧有源箝位电路31的操作将在参照附图的描述中进行说明。
图2A的并联谐振电压V1具有对应于初级侧电压谐振型变换器开关器件Q1的开关定时的波形。特别是，并联谐振电压V1可在开关器件Q1断开的时间TOFF期间提供电压谐振脉冲，同时并联谐振电压V1具有在开关器件Q1接通时间TON期间保持在零电平的波形。
至于在此时流过开关器件Q1的电流IQ1，负极性的箝位电流首先在时间TON的起始时流过箝位二极管DD，然后电流IQ1上升到正值，如图2B所示。
由自振荡驱动电路流到通过自振荡所驱动的开关器件Q1基极的基极电流具有如图2C所示的波形。
图2D表示流过并联谐振电容器C2的并联谐振电流Icr。因此，一个周期的谐振波形由在时间TOFF内的谐振效应而获得。
通过在初级侧上的这种开关操作在初级绕组N1上所获得的开关输出电流I1示于图2E中。
次级侧有源箝位电路31的操作可分为图2F至2L所示的五种操作模式①至⑤。操作模式①至⑤包括在一个开关周期内的操作。
在模式①下的操作是在整流二极管D01接通的时间Don期间执行。正如图2G所理解的，其中开关电压V3具有正电平的波形，辅助开关器件Q3在时间Don期间处于断开状态下。在这种情况下，在整流二板管D01中的整流电流I0以图2L所示的方式流过次级绕组N2的漏电感。
在模式①下的时间Don期间，次级绕组电压Vo，它是横跨次级绕组N2的交流电压，被箝位在次级侧直流输出电压E01的电平，如图2F所示。
然后，整流二极管D01断开，由此模式①结束。在下一时间td3期间获得模式②下的操作。
在模式②的时间td3期间，已经由次级绕组N2流到整流二极管D01的电流被反向，并且电流流过并联谐振电容器C2，如以图2I所示方式的电流IC2。
在经过模式②的时间td3以后，模式③下的操作在时间Ton3的前一半起始处开始。如图2F所示，在次级绕组N2处所获得的次级绕组电压Vo达到基本上等于或高于在模式③时间期间平滑电容器C01的初始电压的电平。因此，与辅助开关器件Q3并联连接的箝位二极管DD3导通，由此电流流过箝位电容器CCL。该电流如图2J中时间Ton3前一半的电流Ico所示。
由于箝位电容器CCL的电容可设置为并联谐振电容器C2的例如25倍或更大，可以使流过次级绕组N2(图2H)的电流I2大部分在模式③操作期间流过箝位电容器CCL。因此，图2F所示次级绕组电压Vo具有小梯度波形，因此其峰值电平得到控制。
当前述时间Ton3的前一半终止并且时间Ton3的后一半开始时，操作由模式③移到模式④。
在模式④的时间期间，辅助开关器件Q3转入接通状态。在该状态下，电流流过辅助开关器件Q3，如图2J的电流Ico所示，并且图2K辅助开关器件Q3的开关输出电流IQ3处于时间Ton3的后一半中。在这种情况下，由次级绕组N2到箝位电容器CCL和到辅助开关器件Q3的电流通路形成，其具有由次级绕组N2和箝位电容器CCL所产生的谐振效应。以该方式流动的电流使图2F所示的次级绕组电压在时间Ton3后一半中也具有小梯度的波形。
实际上在上述时间Ton3期间在模式③和④下的操作箝制着图2F所示次级绕组电压Vo的峰值电平。与在其他附图中所示的现有技术电源电路的次级绕组电压为例如约440V相比，实际上图1所示的电路控制次级绕组电压达到低到220V。
在时间Ton3中在模式④下的操作结束以后，辅助开关器件Q3断开，由此操作移到时间td4中的模式⑤。由于辅助开关器件Q3在模式⑤下断开，所以在次级绕组N2中流动的正极电流流过并联谐振电容器C2，如图2I的IC2所示。此时，由于谐振电容器C2具有小的电容，所以次级绕组电压Vo会以陡峭梯度升高到零电平。
以后，对于每个开关周期重复在模式①至⑤下的操作。
例如，整流二极管D01在模式②下的时间td3期间和在模式⑤下的时间td4期间执行ZVS。
正如通过图2K所示开关电流IQ3的定时、图2G所示开关电压V3的波形和图2F所示次级绕组电压Vo的波形所理解的，辅助开关器件Q3通过使用模式②的时间(td3)由ZVS和ZCS(过零开关)接通，同时整流二极管D01接通，由此处于导通状态。辅助开关器件Q3的断开是在模式⑤的起始处开始。此时，图2F的次级绕组电压Vo会如上所述以一定梯度升高，由此获得由ZVS的断开操作。
图3A至3L表示分别在最小负载功率Pomin=20W下图2A至2L所示部分的操作波形。
将图3A的并联谐振电压V1与图2A比较表明，在初级侧电压谐振型变换器一个开关周期内的开关频率和通/断期间的占空比是相同的，并且是不变的，而不管负载功率的变化如何。
另一方面，如图3F至3L次级侧部分的操作波形所示，在次级侧上的开关频率取决于初级侧开关变换器，并且因此其可固定在相同频率下，而在次级侧上一个开关周期内的通/断期间的占空比会改变。
这是因为用于驱动辅助开关器件Q3的驱动信号波形的PWM控制是按照因负载变化而引起的次级侧直流输出电压E01的变化而实现的。特别是，如图3F至3L的波形所理解的，本实施例的电源电路可按照次级侧直流输出电压的变化可变地控制次级侧有源箝位电路31的辅助开关器件Q3的接通时间(Ton3)。在次级侧上的整流电路系统的开关频率取决于初级侧上的开关频率，如上所述，因此与初级侧开关变换器的开关频率相同。这意味着，在次级侧上的整流电路系统的开关频率被固定，而不管负载的变化。因此，当次级侧上的辅助开关器件Q3的接通时间(Ton3)如上所述可变地控制时，在次级侧上的整流二极管D01的导通角也可变地得到控制。因此，次级侧直流输出电压E01的电平也可变地得到控制并由此而稳定。
例如，在实际中，辅助开关器件Q3的PWM控制以这样的方式实现，其占空比满足下式：
Ton3/(Don+Ton3)=0.4至0.9
例如，在如图3A至3L所示轻负载的情况下，在次级侧上在模式①至⑤下的操作也可在如图中所示的一个开关周期内执行，由此箝制次级绕组电压Vo。
通过参照图2A至2L和图3A至3L进行的上述描述可以理解，在图1的电源电路次级侧上所提供的有源箝位电路31箝制并由此控制在次级绕组N2上所获得的交流电压(次级绕组电压Vo)。
例如，当在图9和10中的电路中所获得的次级绕组电压Vo在最大负载功率下为450V时，本实施例控制次级绕组电压Vo为低到220Vp，其大约为图9和10电路的次级绕组电压Vo的一半。因此，可以选择具有300V低耐压的产品作为在次级侧上所提供的整流二极管D0。另外，当次级绕组电压Vo的电平得到控制时，横跨辅助开关器件Q3的电压电平V3也被控制在例如约200Vp下。因此，可选择具有象上述产品一样低的耐压产品作为辅助开关器件Q3。
因此，图1所示的电路在例如图9，图10，图15和图16所示现有技术电源电路基础上在开关器件特性方面得到改善。例如，整流二极管D0和辅助开关器件Q3的电阻会减小，由此改善功率变换效率。
例如，实际上，当在图9和10所示电路中的功率变换效率为92％时，在图1所示电路中的功率变换效率为93％，由此使其可以实现功率损耗的降低约2.3W。另外，可以选择具有低耐压的产品作为次级侧并联谐振电容器C2，可对其提供次级绕组电压Vo。
由于可选择具有低耐压的产品作为上述部件，因此部件在尺寸和成本上都有所降低，由此还可降低电源电路的尺寸和成本。
如图2L和3L所示，图1电路的鸣响(ringing)成分，其叠加在由次级绕组N2流到整流二极管D0的整流电流I0上，与例如图9和10的电路相比要小。这取消了为本实施例中次级侧整流二极管D0提供减声电路的需要，由此有利于降低上述的功率损耗。
在图1所示电路次级侧上所提供的自激电压谐振型变换器具有固定的开关频率，因此在图1的电路中可不提供正交型控制变压器PRT。这使其可以减小电路尺寸，并且简化制造电路的工艺。
另外，在图1电源电路的初级侧上的开关频率可以固定。因此，即使次级侧上的负载短路，开关频率也将不会被控制到低电平，因此过流状态或过压状态将不会出现，这与现有技术的电路不同。因此，这取消了为防止在本实施例电源电路中过流或过压而提供保护电路的需要。
在图2A至2L和图3A至3L所示获得的实验结果中为图1电源电路中的主要部件所选择的数值示于下面用于参考。
次级绕组N2=43T
次级侧并联谐振电容器C2=0.01μF
箝位电容器CCL=0.27μF
图4表示按照本发明第二实施例的电源电路的构成。图4所示电源电路是复合谐振型变换器，其在初级侧上设有电压谐振型变换器，并且在次级侧上设有并联谐振电路。
在附图中，与图1,9,10,15和16相同的部分采用相同的参考标号来表示，由此将省略对其的描述。
使用MOS-FET作为开关器件Q1的外部激励电压谐振型变换器可提供在图4电源电路的初级侧上。
可驱动开关器件Q1，用于通过开关驱动单元10进行开关操作。开关驱动单元10包括振荡电路11和驱动电路12。振荡电路11可产生例如具有固定在100KHz频率的振荡信号，并且输出振荡信号给驱动电路12。在振荡信号的基础上，驱动电路12产生驱动电压，用于驱动开关器件Q1，并且输出驱动电压给开关器件Q1。因此在初级侧上的电源电路可执行开关操作，例如如图2A至2E和图3A至3E的波形所示。
在次级侧上的构成与图1电源电路相同，因此其描述部分在此被省略。用于恒定电压的控制可通过按照次级侧直流输出电压E0的变化控制构成次级侧有源箝位电路31的辅助开关器件Q3的导通角来实现。
这样的构成也使其可以降低次级侧整流二极管D0、辅助开关器件Q3和次级侧并联谐振电容器C2的耐压，并且由于在次级侧整流电流I0上所叠加的鸣响成分的降低而可省略减声电路。
在这种情况下，用于驱动初级侧电压谐振型变换器的开关驱动电路10不需要用于恒定电压控制的复合构成。还有，也不需要用于将初级侧与次级侧隔离的光耦合器。因此，可以简化电压谐振型变换器的驱动电路系统。
图5表示按照本发明第三实施例的电源电路的构成。在该图中，与图1,4,9,10,15和16相同的部件采用相同的参考标号表示，并且将省略对其的说明。
在图5所示电源电路初级侧上的构成与按照图1所示第一实施例的电源电路初级侧上的相同。
代替图1电源电路次级侧上所构成的次级侧并联谐振电路和半波整流电路的组合，在图5电源电路的次级侧上提供通过以图5所示方式连接的次级侧串联谐振电容器Cs，整流二极管D01和D02，和平滑电容器C01所构成的整流电路系统。整流电路系统构成倍压整流电路，其包括次级侧串联谐振电路，它是由次级侧串联谐振电容器Cs和次级绕组N2组成。
在图5中，第三绕组N3绕于隔离变换变压器PIT的次级侧上，并且低次级侧直流输出电压E0可通过由整流二极管D03和平滑电容器C02所构成并与第三绕组N3连接的半波整流电路所获得。在这种情况下，提供给PWM控制电路21的源信号可通过电阻Rt由第三绕组N3输入。
图6A至6K和图7A至7K是波形图，其表示在图5所构成的电源电路中主要部件的操作。图6A至6K表示在市电交流功率AC 100V和最大负载功率Pomax=200W下的操作。图7A至7K表示在市电交流功率AC 100V和最大负载功率Pomax=20W下的操作。
还是在这种情况下，在最大负载功率Pomax=200W下，图6A所示并联谐振电压V1具有对应于开关器件Q1开关定时的波形。特别是，并联谐振电压V1可在开关器件Q1断开的时间TOFF期间提供电压谐振脉冲，而并联谐振电压V1在开关器件Q1接通的时间TON期间具有保持在零电平的波形。因此，可获得电压谐振型操作。
至于这时流过开关器件Q1的电流IQ1，负极性箝位电流在时间TON起始时流过箝位二极管DD，然后电流IQ1上升到正值，如图6B所示。
由自振荡所驱动的自振荡驱动电路流到开关器件Q1基极的基极电流具有图6C所示波形。
图6D表示流过并联谐振电容器C2的并联谐振电流Icr。因此对于一个周期的谐振波形可通过时间TOFF内的谐振效应来获得。
在初级绕组N1上通过在初级侧上的该开关操作所获得的开关输出电流I1示于图6E。
在这种情况下的次级侧有源箝位电路31在每个开关周期中也重复五个操作模式①至⑤。模式①下的操作可在整流二极管D01导通的时间Don期间进行。在时间Don期间，辅助开关器件Q3处于断开状态下，并且横跨辅助开关器件Q3的电压V3具有一定的正电平，如图6I所示。在这种情况下，如图6H所示，在次级绕组N2中流动以形成正电平正弦波的次级绕组电流I2通过次级绕组N2的漏电感流过整流二极管D01作为整流电流I0(图6K)，然后存储在平滑电容器C01中。
在模式①下的时间Don期间，次级绕组电压Vo，其是横跨次级绕组N2的交流电压，被箝制在次级侧直流输出电压E01的电平，如图6F所示。
然后，整流二极管D01截止，由此模式①结束。在下一时间td3期间获得模式②下的操作。
在模式②的时间td3期间，已经流过次级绕组N2的电流I2反向，如图6H所示，并且电流流过由并联谐振电容器C2到次级侧地和到整流二极管D02的通路。
在经过模式②的时间td3以后，模式③下的操作在时间Ton3前一半的起始时开始。如图6G所示，横跨次级侧串联谐振电容器Cs的电压V2达到基本上等于或大于在模式③下的时间期间平滑电容器C01的初始电压电平的电平。因此，与辅助开关器件Q3并联连接的箝位二极管DD3导通，由此电流流过箝位电容器CCL。该电流示于图6J中在时间Ton3前一半中的电流Ico。
在第三实施例中，箝位电容器CCL的电容设置为例如基本上等于次级侧串联谐振电容器Cs的电容。由于包括时间td3的时间Ton3较短，因此在时间Ton3期间出现的小电流流过箝位电容器CCL，而难以流过次级侧串联谐振电容器Cs。因此横跨辅助开关器件Q3的电压V3在时间Ton3以前和以后的时间td3和td4期间具有平缓梯度，如图6I所示。因此，可以控制横跨辅助开关器件Q3的电压V3的峰值。
当上述时间Ton3的前一半结束而时间Ton3的后一半开始时，操作由模式③移到模式④。
在模式④下的时间期间，辅助开关器件Q3转为接通状态。在这种状态下，电流流过辅助开关器件Q3成为在时间Ton3后一半中图6J的电流Ico和开关输出电流IQ3。在这种情况下，形成从次级绕组N2到箝位电容器CCL和到辅助开关器件Q3的电流通路，其具有由次级绕组N2和箝位电容器CCL所产生的谐振效应。
在模式③和④的时间期间，辅助开关器件Q3执行ZVS操作，由此只产生很小的开关损耗。
在时间Ton3中模式④下的操作结束以后，辅助开关器件Q3断开，由此操作移到时间td4中的模式⑤下。由于辅助开关器件Q3在模式⑤下断开，所以在次级绕组N2中流动的正极电流流过次级侧串联谐振电容器Cs，如图6H所示。然后，次级绕组电压Vo以陡峭梯度升高到零电平，因为次级侧串联谐振电容器Cs具有小的电容。
然后，对于每个开关周期重复在模式①至⑤下的操作。
作为模式①至⑤中的操作结果，如图6I所示横跨辅助开关器件Q3的电压V3实际上箝制在一定电平下。因此，可以选择具有低耐压的产品作为辅助开关器件Q3。
图7A至7K表示分别在最小负载功率Pomin=20W下图6A至6K所示部分的操作波形。
图7A的并联谐振电压V1与图6A的比较表明，在初级侧电压谐振型变换器一个开关周期内的开关频率和通/断时间的占空比是不变的，而不管负载功率的变化。
另一方面，例如如图7F至7I次级侧部分的操作波形所示，在次级侧上的开关频率在与初级侧开关变换器相同的频率下被固定，而在次级侧上一个开关周期内的通/断时间的占空比是可改变的。
这是因为用于驱动辅助开关器件Q3的驱动信号波形的PWM控制是按照因负载变化而改变次级侧直流输出电压E01而实现的。特别是，如图7F至7I的波形所理解的，第三实施例的电源电路按照次级侧直流输出电压的变化可变地控制次级侧有源箝位电路31辅助开关器件Q3的导通时间(Ton3)。在次级侧上的整流电路系统的开关频率取决于初级侧上的开关频率，如上所述，因此，其与初级侧开关变换器的开关频率相同。这意味着，在次级侧上的整流电路系统的开关频率为固定的，而不管负载的变化。因此，由于次级侧上辅助开关器件Q3的导通时间(Ton3)如上所述可变地加以控制，在次级侧上的整流二极管D01的导通角也可可变地加以控制。在这种情况下，该可变控制的结果，使横跨图6G和7G所示次级侧串联谐振电容器Cs的电压(谐振电压)V2的正和负箝位电平可以可变地加以控制，由此稳定次级侧直流输出电压E01。
例如，实际上，辅助开关器件Q3的PWM控制可以以这样的方式实现，即其负载比满足下式：
Ton3/(Don+Ton3)=0.1至0.5
在如图7A至7K所示轻负载的情况下，在次级侧上模式①至⑤下的操作也可如图所示在一个开关周期内进行，由此箝制次级绕组电压Vo。
为获得图6A至6K和图7A至7K所示的实验结果而在图5电源电路中为主要部件所选择的数值示于下面供参考。
次级绕组N2=23T
次级侧串联谐振电容器Cs=
箝位电容器CCL=0.1μF
在中等负载情况下，例如在图15和16中早期所示的电路会执行异常操作，其中不执行ZVS。另一方面，由于第三实施例的电源电路的开关频率可以被固定，并因此不依赖于负载情况而变化，第三实施例的电源电路可执行稳定的操作，其中可执行ZVS，而不管负载的变化。这使得可以防止功率损耗的增大，例如在中等负载下。
还是在第三实施例中，不提供正交型控制变压器PRT，因此其可以使电源电路小型化，并且在制造电源电路中改进效率。另外，第三实施例的电源电路不需要保护电路用于处理负载中的短路。
图8表示按照本发明第四实施例的电源电路的构成。
在附图中，在图1,4和5以及表示现有技术电路的附图(图9,10,15和16)中相同的部分采用相同的参考标号表示，并且将省略对其的描述。
图8所示电路具有与图5所示电源电路相同的在次级侧上的构成。具体地，在次级侧上的整流电路系统构成倍压整流电路，其包括次级侧串联电路，包括次级侧串联谐振电容器Cs、整流二极管D01和D02、和平滑电容器C01，并且为整流电路提供次级侧有源箝位电路31。
另外，以MOS-FET形式具有开关器件Q1的外部激励电压谐振型变换器可提供在图8所示电源电路的初级侧上。因此，在图8所示电源电路初级侧上的构成与按照图4所示第二实施例的电源电路的初级侧上的构成相同。
采用该构成，参照图6A至6K和图7A至7K所述的次级侧上的操作使其可实现恒压控制，并且可箝制横跨次级侧串联谐振电容器Cs的电压V2和横跨辅助开关器件Q3的电压V3，用于控制其峰值电平。
值得注意的是，本发明的实施例不限于附图所示的构成。例如，作为在本发明中起着主要作用的开关器件和辅助开关器件，可采用其他器件如SIT(静态感应可控硅)。还有，用于外部激励的开关驱动单元的构成不必限于附图所示的那样，其可以按需要改为适当的电路构成。
另外，在包括有次级侧谐振电路的次级侧上的整流电路不限于本发明实施例附图所示的构成，整流电路可使用不同的电路构成。
如上所述，按照本发明的开关电源电路是复合谐振型开关变换器，其在初级侧上提供有电压谐振型变换器，并且在次级侧上提供有并联谐振电路或串联谐振电路，并且在初级侧上的电压谐振型变换器可驱动用于在固定开关频率下进行开关操作。有源箝位电路可提供在次级侧上。在一个开关周期内的有源箝位电路的导通角可根据次级侧直流输出电压的电平加以控制，由此，在次级侧上的输出得到稳定，并且还可控制在次级侧上所产生的交流电压的电平。
采用如此构成，由于用于恒定电压的控制是在次级侧上实现的，所以在外部激励开关变换器的情况下，不必将初级侧与次级侧隔离，还有，不必同时控制开关频率和初级侧开关器件的导通角。在自激开关变换器的情况下，例如可以省略初级侧上的控制变压器。
这使得用于恒定电压控制的电路构成简单和小型化，由此使电源电路的尺寸和成本降低。
还有，按照本发明，可以选择具有低耐压的部件作为在电源电路次级侧上所提供的开关器件、整流二极管器件、和其他部件。另外，由于流过次级侧上并联/串联谐振电容器的电流量可以较小，因此可以使用具有小容量和低耐压的产品作为电容器器件。
另外，如此选择的部件的低耐压可改善开关器件的开关特性，由此改善功率的变换效率。
再有，具有低耐压的所选部件具有较小的尺寸，由此使电路板上的电源电路小型化。
再有，按照本发明的开关驱动结构，在负载中短路时的开关频率被固定，并且在通过改变开关频率而实现恒定电压控制的情况下不会降低。因此，在次级侧上的辅助开关器件允许用例如稳定的ZVS和ZCS进行开关操作。这消除了为处理负载中的短路而提供过压保护电路或过流保护电路的需求，由此实质上使电源电路小型化。
还可以防止异常操作的出现，其中在中等负载的情况下不执行ZVS。
本发明的构成还使其可以抑制在次级侧整流二极管接通时次级侧整流电流的鸣响达到很低的水平。这取消了附加减声电路的需求，由此进一步改善了功率变换效率。
在使用特定术语描述本发明优选实施例的同时，该描述仅仅是用于说明的目的，可以理解，可以对其进行各种改变和变形，而不脱离所附权利要求的精神和范围。

Claims (5)

1、一种开关电源电路，其包括：
隔离变换变压器，其包括相互隔离的初级绕组和次级绕组，所述初级绕组和所述次级绕组松散地相互耦合；
开关电路，包括开关器件，用于以固定频率对流入所述隔离变换变压器初级绕组的电流进行开关操作；
初级侧并联谐振电容器，其提供在所述隔离变换变压器的初级侧上，用于与所述变换变压器的电感一起形成初级侧并联谐振电路；
次级侧谐振电容器，其提供在所述隔离变换变压器的次级侧，用于与所述变换变压器的电感一起形成次级侧谐振电路；
整流电路，用于对所述隔离变换变压器次级侧上所获得的交流电压进行整流；
有源箝位电路，其提供在所述隔离变换变压器的次级侧上，用于与所述开关电路的开关操作同步地对在所述隔离变换变压器次级侧上所获得的交流电压进行箝制；和
恒定电压控制电路，用于根据所述整流电路输出电压的电平，通过控制所述有源箝位电路的箝制时间和控制所述整流电路的整流器件的通/断时间占空比来实现恒定电压控制。
2、按照权利要求1的开关电源电路，其中所述开关电路形成自激电压谐振型变换器的一部分。
3、按照权利要求1的开关电源电路，其中所述次级侧谐振电路是串联谐振电路。
4、按照权利要求1的开关电源电路，其中所述次级侧谐振电路是并联谐振电路。
5、按照权利要求1的开关电源电路，其中所述次级侧谐振电路是串联谐振电路，并且所述整流电路是倍压整流电路。
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