CN1292944A - 用于开环直流至交流变换器的pwm控制器 - Google Patents

Abstract

一种适用于包括响铃发生器电路(90)在内的各种开环结构供电电路的脉宽调制(PWM)控制器(10)。该控制器和据其实现的电路利用开环结构来得到希望的输出电压波形。该PWM控制器适合于实现许多种不同的开环变换器结构,例如降压型、升压型、前向型和推挽型结构。该PWM控制器可被适配得能提供为控制各种可能的开环变换器结构所需的信号。该控制器的功能是产生一个用于产生半波正弦波信号的PWM信号。该控制器具有为控制所产生的PWM信号的占空比从而能在输出电桥电路(86)的输出端处产生全波正弦波所需要的功能。

Description

用于开环直流至交流变换器的PWM控制器

本发明的领域

本发明一般地涉及PWM(脉宽调制)控制器，较具体地涉及一种适用于开环直流至交流变换器的PWM控制器。

本发明的背景

例如响铃发生器这样的直流至交流变换器是现今普遍使用的众知装置，它们用来提供能使标准的电话机响铃的响铃信号。电话服务提供商利用它们来产生发送给安装在客户地点的电话机的标准响铃音调。此外，电话PBX(小型交换机)设备的制造商利用响铃发生器来产生能使连接在PBX设备上的各个电话分机响铃的响铃信号。

典型的响铃发生器被设计得能提供正弦形的或基本正弦形的波形。例如小型环路载波系统、PBX系统、或键控系统等小型电话系统，一般采用电子响铃技术而不采用需要大铁芯变压器的设计方案。典型地，要求这种小型系统能够同时使很大一部分线路发生响铃。

而且，由于光纤被愈来愈多地引入到电话环路中，相应地增加了对具有合理效率和控制得很好的正弦形输出波形的小型响铃发生器的需求。像光纤至街道分接站(curb)(FTTC)这样的系统典型地为4户居民服务，可以提供多达12条电话线路。而光纤至家庭(FTTH)系统则仅为1户居民服务，典型地提供不多于3条的电话线路。这种系统以及其他相应的电话系统需要有一个能同时使3条线路响铃的响铃源。此外，每条线路可能连接了多达5个电话铃。响铃发生器装置输出的功率必须足以以合理的效率驱动所支持的所有电话线路上的每一个电话铃，同时还必须维持输出的正弦波形状。

此外，响铃发生器装置必须能由各种输入电压的电源供电，这些电压例如是常见的直流5、12、24或48V。该装置的功耗必须受到限制，以避免系统中的其他电源不能得到正常工作所需的功率。响铃发生器还必须能承受电流过载，例如出现负载低阻抗故障或发生短路，而不致造成永久性损坏。如果该器件因同时被响铃的电话铃数目过多而发生超载，它必须仍然能继续工作并保持正弦波形输出，即使这时它必须把输出电压降低到不足以使多余的电话铃负载响铃的程度。

本发明的概述

本发明包括一种适用于包含响铃发生器电路在内的各种开环式结构电源电路的脉宽调制(PWM)控制器。该控制器和由它实现的电源电路利用一个开环结构来得到所希望的输出电压波形。该PWM控制器及相应的方法适合于实现许多种不同模式的开环变换器结构，例如降压(buck)模式、升压(boost)模式、前向模式、推挽模式和任何其他连续模式的PWM控制结构。

该PWM控制器可被适配得能提供所需的信号来控制各种可能的开环变换器结构。该控制器的功能是产生一个可用来产生一个半波(halfwave)正弦波信号的PWM信号。该控制器具有控制所产生PWM信号的占空比的必要功能，使得能在输出电桥电路的输出中产生一个全波正弦波。

本发明公开了一种通用的PWM控制器以及由此实现的多种具体的开环结构变换器电路。为了说明的目的，首先在开环式回描(flyback)型响铃发生器电路的范围内来说明本发明。不过，本发明PWM控制器的应用不限于响铃发生器，它也能被适配于用来控制其他类型的开环结构变换器，其中包括但不局限于升压、降压、前向和推挽结构。

在第一个实施例中，PWM控制器提供所需的信号去控制一个具有开环回描结构的响铃发生器电路。控制器产生的PWM信号用来使一个变压器的初级方接通和断开。控制器具有控制所产生PWM信号的占空比的必要功能，以在变压器的次级方产生一个正弦波输出。控制器还含有过电流保护电路，它通过探测流经初级绕组的电流来跟踪输出负载上的功率。此外，该电路通过利用一个与一个附加的变压器次级绕组相耦合的同步整流电路而容许次级绕组中有负的电流。一个输出电桥电路从所产生的半波输出产生全波正弦波输出。

控制器能实现由下述著名公式所表示的连续模式回描变压器电路的传递函数： $D=\frac{\mathrm{Vout}}{N\·\mathrm{Vin}+\mathrm{Vout}}$

其中Vout=希望的输出电压

    Vin=输入电压

    N=变压器次级绕组与初级绕组之间的匝数比。

上述等式给出了控制器所产生的PWM信号的占空比D。等式中等号右端的值是已知的，于是D值可被算得，从而实现了开环结构。匝数比是事先确定的，输出电压Vout是希望的正弦函数，它可以由例如ROM(只读存储器)或同步态机器等众知的装置产生。此外，Vin可以采样得到并代入式中。

控制器中的过电流保护装置能探测流经变压器初级方的电流。当电流超过一个预定阈值时，一个内设的可逆计数器将进行计数，从而增加一个保护常数的值，该常数值将被乘在匝数比N上。这将使输出电压下降，直到消除过电流情况。这相当于增大了匝数比。实际效果是减小了占空比，所以当实际匝数比未变大时将降低输出电压。

本发明响铃发生器控制器和响铃发生器电路的主要特征是，(1)与传统的闭环设计不同，该响铃发生器工作于开环结构；(2)该电路从直流输入产生交流正弦波；(3)得到的电路比较简单，制作成本也比较低；以及(4)得到的控制电路可以用ASIC(专用集成电路)实现。

电路可以用各种输入电压Vin工作，例如5、12、24和48V直流电压。所产生的正弦波输出电压Vout的振幅均方根值从50V到90V，而且即使Vin改变时此值也是稳定的。再有，输出电压Vout可以具有世界各国通讯系统所采用的各种不同的频率，其中包括但不局限于17、20、25和50Hz。该电路还含有禁止装置，其功能是切断输出并减小电路的电流消耗。禁止装置包括一个内部同步电路，用以延时禁止动作直到输出响铃信号达到零电平。

第二、第三和第四个实施例示出了PWM控制器对升压、降压、或前向等各种已知类型的变换器的应用。

附图的简单说明

这里将仅以举例的方式参考附图来说明本发明，在附图中：

图1是用于说明本发明原理的响铃发生器电路第一实施例的原理图；

图2A是说明工作于连续模式时流经变压器初级和次级绕组的电流的曲线图；

图2B是说明工作于无负载并出现电流中断，亦即非连续模式时流经变压器初级和次级绕组的电流的曲线图；

图2C是说明当次级方含有一个同步整流器时流经变压器初级和次级绕组的电流的曲线图；

图3是说明本发明开环控制器第一实施例的方框图；

图4是更详细地说明本发明开环控制器第一实施例的方框图；

图5是更详细地说明脉冲计数电路的方框图；

图6是说明根据本发明一个实施例构筑的响铃发生器电路第一实施例的原理图；

图7是说明晶体管Q1在导通(ON)和截止(OFF)期间的电压V_DS和电流I₁的曲线图；

图8是说明Q1导通和截止期间串连二极管202和204两端的电压V_D和其中电流I₂的曲线图；

图9是说明晶体管Q1在截止和导通期间的电压V_GS和电流I₁的曲线图；

图10是更详细地说明A／D(模／型)转换器和相关电路的原理性方框图；

图11A是说明响铃发生器电路在输出电桥电路的输入端处产生的半波整流正弦波形的图；

图11B是更详细地说明图11A半波整流正弦波形的图，其中突出了用来产生输出波形的控制器PWM输出脉冲的变化的宽度；

图12是更详细地说明输出电桥电路的原理图；

图13是说明本发明开环控制器的一般情形的方框图；

图14是说明适配于具有降压结构的变换器的开环控制器第二实施例的方框图；

图15是根据本发明构筑的具有降压结构的响铃发生器第二实施例的原理图；

图16是说明适配于具有升压结构的变换器的开环控制器第三实施例的方框图；

图17是根据本发明构筑的具有升压结构的响铃发生器电路第三

实施例的原理图；

图18是说明适配于具有前向结构的变换器的开环控制器第四实施例的方框图；

图19是根据本发明构筑的具有前向结构的响铃发生器电路第四

实施例的原理图；以及

图20是FET(场效应管)驱动隔离电路的一个例子的原理图。

本发明的详细说明本发明书所用符号

下面的符号在整个本文件中使用。

符号    定义

ASIC    专用集成电路

CTI    计算机电话集成

EMF    电磁力

ESR    等效串连电阻

FET    场效应晶体管

FTTC   光纤至街道分接站

FTTH   光纤至家庭

LED    发光二极管

MOSFET 金属氧化物半导体场效应晶体管

PBX    小型交换机(专用交换器)

PWM    脉宽调制器

RMS    均方根

ROM    只读存储器

UPS    不间断电源

VSAT    甚小孔径终端综述

本发明包括一种适用于实现开环结构直流至交流变换器的PWM控制器。该控制器的特征是能够在不需要对输出信号采样的情形下提供为产生任何希望输出电压所必需的电路控制信号。该控制器能根据输入电压、变压器匝数比和希望的输出电压来控制PWM信号的占空比。本发明的控制适用于各种PWM控制的开环变换器结构，例如降压模式、升压模式、前馈模式、推挽模式和任何其他连续模式的结构。

作为具体例子，将对适合于响铃发生器应用的控制器和开环回描型变换器进行详细说明。详细地示出和说明控制器本身和由此构筑的响铃发生器电路。这里所公开的响铃发生器电路类型可以应用于各种通信系统，例如PBX、键控、传真转换、CTI设备、乡村电话、卫星电话、VSAT终端、和无线局域网电话等系统。

本发明的响铃发生器控制器已经用一个ASIC实现，并可从以色列petach Tikva市的Power Dsine有限公司购得其制造的产品：部件号PD5019和PD5036。从上述公司还可购得用本发明响铃发生器控制器实现的响铃发生器电路系列：部件号PD22XX、PD21XX、和PD23XX。一般的DC(直流)传递函数

任何开关电源，例如DC／DC、AC(交流)／DC、AC／AC和DC／AC，的一般DC传递函数都可表示成：

Vo(t)=K·N·Vin(t)f₁(D，t)·f₂(f_s，t)    (1)其中K为结构因子；

N为变压器匝数比(N=1对应于次级／初级比=1或非隔离结构)；

Vin(t)为输入电压，它可以是AC或DC；典型地是DC，因为如果它是AC则将被整流并滤除小的纹波成分，以简化f₁(D，t)的推导；

V_o(t)为希望的输出电压；

D为PWM信号的占空比；

f_s为开关频率。

上述式(1)成立的条件为：(1)开关频率f_s为常量，(2)流经磁性元件的电流必须永不为零。换言之，电感元件必须工作于 $\frac{\mathrm{\ΔI}}{2}$ >min[I_AVG]    (2)的连续电流模式，或者必须使用同步整流技术。在这些条件下，可使用下述公式

V_o(t)=K·N·Vin(t)f₁(D，t)    (3)于是，对于任何V_o(t)，f₁(D，t)可由下式计算： $f_1(D,t)=\frac{V_0\left(t\right)}{K\·N\·\mathrm{Vin}\left(t\right)}------\left(4\right)$ 应用式(4)的例子有：利用同步整流来保持经磁性元件的电流不为零的直流至交流开环回扫变换器其他的例子包括各种具有PWM控制结构的开环直流至交流变换器，例如降压模式、升压模式、前向模式和任何其他连续模式的变换器。

如前所述，为了帮助理解本发明控制器的原理，图1示出了一个简化的响铃发生器电路。该简化响铃发生器电路总的用代号90表示，它包括一个带有初级绕组74和次级绕组76的变压器72。初级绕组耦合在总的由代号10表示的响铃发生器控制器、FET88、和电容70上。次级绕组耦合在二极管82、同步整流器80、电容84和输出电桥电路86上。

本发明的控制器和相应的响铃发生器电路的主要特征是：(1)与传统的闭环设计不同，该电路工作于开环结构；(2)该电路能从直流输入产生一个交流正弦波；(3)该电路制作简单和成本低；以及(4)得到的控制电路可以任选地用一个ASIC实现。

参见图1，控制器10对输入电压Vin采样并产生开关(FET)88的驱动信号。熟悉本技术领域的人们可以看出，电路90具有开环回描结构，没有来自输入电压Vout的反馈。控制器10产生的脉宽调制(PWM)信号使FET88接通和断开，从而在输出电桥电路86的输入端产生一个整流的半波正弦波。输出电桥电路86从输入的整流正弦波产生一个完整的(全波)的输出正弦波。

该电路可用各种不同的输入电压Vin工作，其中包括但不局限于直流5、12、24和48V。输出的正弦波电压Vout的均方根幅度可以在50至90V范围内变化，也可能实现其他的电压范围。此外，输出电压可以具有世界各国通信系统所使用的各种频率，其中包括但不局限于17、20、25和50HZ。该电路还含有禁止装置，其功能是切断输出和减小电路的电流消耗。禁止装置包括一个内部同步电路，用来延时禁止动作直到输出响铃信号达到零电平。

该电路还包括过电流保护装置，当输入电流超过一个预定阈值时该装置将被激活。过电流保护装置包括这样的电路，它能限制输入电流以避免向响铃器电路供应过多的电流和从输出电桥电路的电源电路部分输出过多的电流，从而防止损坏响铃发生器电路。控制器能产生适当的次级方峰值幅度，以避免输出正弦波被削顶。如果过电流情况严重，则保护装置将在800ms内切断开响铃器，并经过一段任意的延时，例如5秒钟，之后重新激活响铃发生器。在这段时间内，响铃器的电流消耗被减小到低水平上。当除去了过度的负载或短路后，响铃器将在一段时间之后自动恢复正常工作。

现在更详细地说明电路90的工作。如前所述，该电路能以不对输出信号采样的开环方式产生一个半波正弦波信号，输出电桥电路86再将它转换成全波正弦波输出信号Vout。这是利用众知的回描电路传递函数来做到的。电路的传递函数以及已知的具体电路数据被用来计算施加给开关88的开关信号的占空比。传递函数(或传输函数)把输出电压与占空比、输入电压、和次级／初级绕组匝数比以函数关系联系起来，可由式(5)表示： $\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}}=N\·\frac{D}{1-D}------\left(5\right)$ 其中 $N=\frac{N_2}{N_1}------\left(6\right)$ 以及Vout=半正弦波输出电压

Vin=输入电压

N=匝数比

N₁=初级绕组匝数

N₂=次级绕组匝数

D=向开关输入的PWM信号的占空比。

于是，输出电压Vout可以表示为： $\mathrm{Vout}=\mathrm{Vin}\·N\·\frac{D}{1-D}------\left(7\right)$

重要的是需要指出，上述传递函数公式仅当流经变压器72的电流为连续时才成立。所以，在电流的每个周期时期内，必须有一个环形电流流入初级绕组74或次级绕组76，才能保持有电流流经变压器72。

考察上述传递函数，除了占空比之外所有参量都可以事先确定。虽然输出电压Vout是由电路产生的，但它也是一个已知量。由于输入电压Vin可以被周期性地采样，它也是已知的。还有，匝数比N可以预先确定，所以对于一个具体应用它是已知的。唯一未知或未预先确定的量是占空比D，它必须逐个周期地计算。从式(5)解出D得到： $D=\frac{\mathrm{Vout}}{N\·\mathrm{Vin}+\mathrm{Vout}}------\left(8\right)$

于是控制器10将在每个周期内计算一次占空比D，以用来相应地调整施加给FET88的门极的开关信号的脉宽。

如前所述，上式仅当流经变压器72的电流为连续时才成立。流经初级绕组74和次级绕组76的电流是由一些因素确定的，其中包括：施加给开关88的开关信号；耦合在次级方的电路；以及连接在输出电桥电路86输入端或者输出端处的负载(如果有负载的话)。

使变压器有连续的电流流过可以用两种方法中的一种实现。第一种方法是在次级方电路中设置一个最小负载，第二种方法是采用所谓的同步整流器或同步二极管电路。图2A示出当在次级方设置一个负载时流经变压器初级和次级绕组的电流的曲线图。其中对一个电流周期T示出了流经变压器72的电流。时期T_ON代表开关88接通的时间，而T_OFF代表开关断开的时间。控制器10能够产生一个其占空比由前述公式确定的PWM信号去驱动开关88。

曲线20表示开关88接通时流经初级绕组的电流I₁，曲线22表示开关断开时流经次级绕组的电流I₂。图2A中的电流曲线代表当在次级电路中设置一个最小泄漏负载从而使流经变压器的电流连续时的情况。可以看出，负载增加了一个直流电平，这将浪费能量和使电路效率降低。随着泄漏负载的增大，直流电平也增大，使电路效率更低。

图2B示出当在不存在泄漏负载或其他类型负载下工作时，流经变压器初级和次级绕组的电流曲线。曲线30表示当开关88接通时流经初级绕组的电流I₁，曲线32表示当开关断开时流经次级绕组的电流I₂。这两条曲线代表电路中没有使用同步二极管或泄漏负载时的情况。这样，参见图1，其中次级方仅包括二极管82和电容84。在此情形下，当在开关88断开期间产生反向EMF时没有通道可以让电流流回到初级方。由于二极管82被反向偏置，电容84上的电压无法放电。由于次级方中没有负载，于是流经次级方的电流将下降到零，使电容上的电压愈升愈高，从而破坏了输出的正弦波形状。这时，电容上的电压不再按照传递函数变化。

图2C示出当次级方有一个同步整流器从而工作于高效率状态时，流经变压器初级和次级绕组的电流曲线。曲线40表示当开关88接通时流经初级绕组的电流I₁，曲线42表示当开关断开时流经次级绕组的电流I₂。在该情形下，次级电路中设置了同步二极管80，其作用是在开关88断开时期向初级方回馈能量。在开头接通的时期内，初级绕组电流I₂稳定地增大，直到开关断开。当开关断开时，次级绕组中的电流I₂稳定地下降。在某一点上，电流下降到小于零，方向发生改变。正是在电流改变方向的这个点上，同步二极管电路开始发生作用，保持了次级绕组中电流的流动。注意，如果没有同步二极管80，则回描变压器次级方中的二极管将不允许负向电流的流动。当电流不能流过二极管时，传输函数将不再正确，从而输出将不再是正弦波形状。

现在将更详细地说明适用于控制开环回描响铃发生器电路的控制器。图3示出说明本发明开环控制器第一个实施例的方框图。参见图1，响铃发生器控制器10含有为实现前述公式(8)所需的单元，这里再次示出该式： $D=\frac{\mathrm{Vout}}{N\·\mathrm{Vin}+\mathrm{Vout}}------\left(8\right)$

上式右侧的每个参量都是已知的。如图1所示，输入电压Vin是通过采样被输入给控制器的。匝数比N是已知的，控制器可以获得。余下的参量输出电压Vout因为是希望在输出端得到的电压，所以也是已知的。

参见图3，控制器10包括A／D转换器50、乘法器52、加法器54、除法器56、PWM电路58、输出缓存器60、时钟电路62和正弦发生器64。输入电压Vin被输入给A／D转换器50，后者输出一个代表Vin的电压。A／D转换器的输出被输入给乘法器52两个输入端中的一个。匝数比N被输入给乘法器的另一个输入端。乘法器输出乘积N·Vin，后者被输入给加法器54两个输入端中的一个。

时钟电路产生必要的时钟信号去驱动正弦发生器64，后者可以是一个内含数字采样正弦函数的只读存储器(ROM)。注意，仅需要90。范围的正弦函数数据。正弦发生器的输出代表了输出电压Vout。该输出被输入给加法器54的第二个输入端。加法器产生和值N·Vin+Vout，该和值被输入给除法器56两个输入端中的一个。除法器另一输入端处的输入是来自正弦发生器的Vout。除法器将产生上述公式所示的商值D。

占空比D被输入给一个普通的脉宽调制(PWM)电路58，后者将产生一个占空比为D的方波输出信号。PWM电路的输出被输入给缓存器60，后者将产生一个能驱动开关88的信号。

熟悉电技术的人们可以明显看到，只要能实现关于占空比D的公式，图3的控制器可以用许多种不同的方法实现。为了更好地说明本发明的控制器的应用，将示出一个能实现上述关于占空比D的公式的示例性响铃发生器控制器。图4示出说明示例性响铃发生器控制器的较详细的方框图。

总的由代号100表示的响铃发生器控制器按上面结合图3详细说明的方式实现关于占空比D的公式。图4中的响铃发生器电路100利用下述一些单元来实现关于占空比D的公式：A／D转换器112、乘法器114、加法器116、除法器118、移位器126、正弦发生器128、和PWM电路120。此外，控制器100还包含脉冲计数电路106，可逆计数器108、时钟电路130，同步脉冲电路134和缓存器122、124。该电路的供电是由一个外部电源通过Vcc102提供的。地104把电路连接到参考地电平上。

时钟电路130包括一些能产生整个控制器100所使用的各种时钟信号和复原信号的标准电路。特别地，时钟电路含有两个输入端XTAL₁和XTAL₂，它们将连接于一个时钟驱动源。例如，时钟驱动源的频率可以在10MHz至20MHz之间。该时钟电路可以适配于接收各种驱动源，例如简单的RC(电阻电容)振荡器、晶体振荡器、陶瓷谐振器、LC(电感电容)或外部时钟驱动源。时钟电路还含有分频电路，以把时钟分成较小的频率。两个输入端F0和F1可以用来确定正弦波输出信号Vout的频率。INHIBIT(禁止)输入端的用途是切断PWM电路120的输出信号。这将减小控制器和相关电路的电流消耗。时钟电路还含有内部的同步电路，它可以延时禁止动作直到输出正弦波信号电平与零电平相交。注意，INHIBIT输入可以用来产生响铃信号的通／断时间长度。

A／D转换器112用于对输入电压Vin采样。一个称为CAD-IN的信号被输入给转换器，一个称为PAD_OUT的信号从转换器输出。在本例中，A／D转换器及其相关电路被适配于产生一个8比特的输出，该输出中已乘上了匝数比N。此外，A／D转换器的输出值是匝数比与输入电压的乘积的两倍，即等于2·N·Vin。后面将结合图11更详细地说明A／D转换器的工作和输入电压的采样方法。

A／D转换器的输出被输入给乘法器114两个输入端中的一个。乘法器的另一个输入是可逆计数器108的输出。可逆计数器108与脉冲计数电路016及一个外部的比较器的结合构成了响铃发生器电路的过电流保护装置。该过电流保护装置的原理是增大上述D公式中N·Vin项的值。增大N·Vin项将迫使该公式给出一个较小的D值。随着N·Vin的增大，计算得到的占空比将减小，从而降低输出电压，进而减小流经负载的电流。

脉冲计数电路106接收一个称为CL的信号，该信号由一些脉冲组成，表明流经负载的电流是否大于最大许可电流。脉冲计数电路106是一个10比特的计数器，它对输出正弦波每半个周期中接收到的CL脉冲进行计数。CL脉冲的频率可以高达300KHz。计数值愈大，则电路中的过载或过电流情况愈严重。为了执行半个周期内的计数功能，计数电路从时钟电路130接收时钟信号和复原信号。计数器的复原频率约为34至100HZ。

图5示出说明脉冲计数电路的较详细的方框图。脉冲计数电路106包括一个能接收CL信号的10比特脉冲计数器300，参考源302，和比较器304、306。脉冲计数电路能根据参考源302和脉冲计数器300的值产生UP(向上计数)和DOWN(向下计数)信号。逻辑电路304、306将参考源302的值与脉冲计数器300的值进行比较。逻辑块304含有逻辑电路装置，用来判断脉冲计数器值是否小于或等于参考源的值。如果是这样，则将给出DOWN信号。类似地，逻辑块306含有逻辑电路装置，用来判断脉冲计数器值是否大于参考源的值。如果是这样，则将给出UP信号。虽然没有示出，但输入给时钟电路130(图4)的两个信号F0和F1被脉冲计数电路106用来确定参考源的值。对应于较高输出正弦波信号频率的F0、F1值对应于参考源302的较低值。

每半个正弦波输出周期都由脉冲计数电路106产生一次UP和DOWN信号，并输出给可逆计数器108。可逆计数器108是一个5比特的计数器，能在16至31的范围内计数。当计数器108达到了值16时，再输入的DOWN信号将不再影响计数值。类似地，当计数器达到了值31时，再输入的UP信号不再影响计数值。如果既无UP信号又无DOWN信号，则计数不受影响。通常，当不存在过电流情况时，可逆计数器的值是16。

计数器108的输出信号UD被输入给延时电路110和乘法器114的第二输入端。乘法器能把其两个输入相乘，产生一个如下的8比特的值： $2\·N\·\mathrm{Vin}\·\frac{\mathrm{UD}}{32}------\left(9\right)$

当不存在过电流情况时，上式中的“2”与“UD／32”互相抵消，仅剩下N·Vin。当存在过电流情况时，乘法器的输出将大于N·Vin但小于2·N·Vin。注意，通过把信号UD移位5位便可容易地使其除以32。

乘法器114的输出是加法器116两个输入中的一个。加法器的另一个输入是正弦发生器128的输出。正弦发生器能产生一个代表输出信号的7比特数字信号V_o。发生器128从时钟电路130接收时钟输入。发生器128可以用许多种本技术领域众知的方法实现。例如，可以用一个地址计数器和一个含有正弦函数采样值的ROM查找表的结合来产生正弦输出。或者，可以使用一个能产生所需正弦函数采样值的同步态机器。加法器所产生的和值可以表达为： $V_0+2\·N\·\mathrm{Vin}\·\frac{\mathrm{UD}}{32}------\left(10\right)$

加法器116的输出被输入给除法器118两个输入端中的一个。除法器另一个输入是移位器126的输出。移位器的输入是正弦发生器128的输出。移位器126把正弦输出V_o向左移位7位，也即使V_o乘上128。这是为做除法作准备。除法器的输出是一个7位数字D，其范围在0至127之间，该数字即代表了占空比。除法器的输出可以表示为： $\frac{128V_0}{V_0+2\·N\·\mathrm{Vin}\·\frac{\mathrm{UD}}{32}}------\left(11\right)$

除法器118的输出被输入给脉宽调制(PWM)电路120。PWM电路是一个能把0至127范围内的输入转换成具有相应占空比的方波的标准电路。用百分数(0至100％)表示的范围在0与1之间的占空比可表示为：用百分数表示的占空比= $\frac{D}{128}\×100\%\left(12\right)$

PWM电路120能产生两个输出信号：PWM信号及其反信号PWM。这两个信号分别被输入给缓存器122和124，以产生缓存信号。缓存器122、124将产生适合于驱动连接在控制器100上的外部晶体管或电路的PWM信号。

除了接收脉冲计数电路106的输入之外，PWM电路120还接收CL信号输入。接收到CL信号表示响铃电路中出现了过电流情况，这将使PWM单元立即终止当前的脉宽周期。这样，如果接收到CL信号时PWM信号为高电平，则该高电平将立即变成低电平从而终止当时的周期。

延时电路110与脉冲计数电路106和可逆计数器108协同工作。为响铃电路提供过电流保护。可逆计数器108的输出UD被输入给延时电路110。当UD值达到其最大值31时，延时电路110将触发一个具有预定最大时间，例如300ms，的计时器。如果在这整个300ms内可逆计数器的输出UD始终保持为31，则将产生一个PWM-OFF(PWM切断)信号。

PWM-OFF信号被输入给PWM电路120和正弦发生器128。当PWM电路接收到PWM-OFF信号时，该信号将使PWM完全切断，从而使占空比下降为零。当正弦发生器接收到PWM-OFF信号时，该信号也将使正弦发生器切断，也即在完成了当前周期之后正弦发生器的输出值V_o将下降至零。

在产生了PWM-OFF信号之后，延时电路将触发第二个计时器，该计时器设定的时间要长得多。例如5秒。在等待了第二个计时器的设定时间，即5秒钟，之后，PWM-OFF将被取消，然后正弦发生器被复原以从零度点开始产生正弦数据。此外，PWM电路被重新接通。由于可逆计数器的值没有受到影响，所以设定为300ms的第一计时器可以立即被再次触发，并且如果在其后300ms内可逆计数值仍保持为31，则经过300ms后将再次给出PWM-OFF信号。这样，只要存在过电流或过载情况，延时电路就能一次又一次地发出PWM-OFF信号。

正弦发生器128除了产生正弦函数值之外，还能产生电桥控制信号，该信号被输出电桥电路(后面将说明)用来把整流正弦波转换成完全的有正有负的正弦波。

同步脉冲电路134从正弦发生器128接收其输出，从时钟电路130接收必要的时钟信号，以产生包括了一系列代表正弦波输出过零点的脉冲输出信号。不令正向过零还是负向过零都将产生脉冲。该电路例如可以被外部通信设备用来执行其他有关的通信功能。

现在将更详细地说明利用图4控制器100构筑的一个示例性响铃发生器电路。图6示出说明根据本发明一个实施例构筑的响铃发生器电路的原理图。总的由代号150表示的响铃发生器电路是环绕着图4响铃发生器控制器100构筑的。总的来说电路150的形式与结合图1所说明的电路形式相同。

总的说来，控制器100产生用于使一个晶体管接通断开的PWM开关信号。在接通时期，电流流经变压器的初级绕组。当晶体管被断开时，将在变压器的次级绕组中感生出电流。整流的正弦波电压被一个输出电桥电路转换成正弦波。

输入电压Vin被电容152和电感或铁氧体珠156滤波。输入电压被施加给由电阻154、158组成的分压器。分压器的输出V采样被电容160平滑化。采样的输入电压被输入给比较器224的正输入端。采样电压V_采样被用来导出对控制器100中的A／D转换器112(图4)的输入。比较器的输出形成了给A／D转换器的输入CAD-IN。后面将更详细地说明该电路的工作。

铁氧体珠156的输出被输入给一个稳压器162，后者可以是LM7805(由National Semiconductor(厂名：松下半导体)制造的一种5V稳压集成块)或任何其他合适的稳压器。稳压器162的输出形成了响铃电路控制器100的Vcc，它经过了电容170的滤波，该电容的值最好是0．33μF。稳压器的输出还被输入给由电阻164、166组成的分压器。分压器的输出V_REF被电容168滤波，该电容的值最好为10nF。电压V_REF被输入给比较器222的正输入端。比较器的作用是产生要输入给控制器100的CL的脉冲，用来表明在响铃器的输出方出现了过电流情况。

铁氧体珠156的输出还被电容172、174滤波。电容172可以是一个47μF的铝电解电容，电容174可以是一个1μF的高频低ESR电容。然后输出电压被加到变压器180的初级绕组176上。变压器180含有一个初级绕组和两个次级绕组178、208。次级绕组178用于转换初级方的能量，以产生响铃器的输出。次级绕组208用于同步整流器或同步二极管的工作，后者在下面将有较详细的说明。初级绕组176的匝数为N1，次级绕组178的匝数为N2，匝数比N为N2／N1。

对控制器100的INHIBIT(禁止)输入由一个外部源提供。如前所述，INHIBIT输入控制了响铃PWM电路的输出。在控制器100的输入端XTAL₁和XTAL₂上连接有一个时钟驱动源226，例如陶瓷谐振器或晶体。时钟驱动源226向控制器100的时钟电路130(图4)提供时钟驱动。如前面软详细地说明的，两个频率选择输入F0和F1确定了响铃器输出的正弦波频率。Vcc输入端连接在Vcc线上，GND端连接在地电平上。图6中的示例性电路没有利用SYNC(同步)信号或控制器产生的PWM信号。

电桥控制信号由控制器的BRC输出端输出，并连接到输出电桥电路200上。后面将结合图11较详细地说明与A／D转换器电路有关的PAD_OUT和CAD_IN信号。

初级方电路被一个开关Q₁接通和断开，开关Q₁可以是任何适当的晶体管，例如图6所示的n通道增强型MOSFET。假定控制器输出的是5V的逻辑电平开关信号，则在本特例中使用n通道逻辑电平型晶体管是很合适的。熟悉本技术领域的人们可以理解当电压不是5V而例如是12V时，可以使用其他类型的晶体管。

在晶体管Q₁的源极与漏极之间连接了一个电阻218和一个电容216。电阻218和电容216形成一个缓冲电路，它可以大为减小通常出现在晶体管Q₁的漏极上的尖刺电压。大的尖刺电压是由初级绕组电路中的分布电感所产生的反向EMF以及晶体管Q₁漏源极之间的固有二极管造成的。电阻218和电容216的适当值分别是62Ω和330pF。

晶体管Q₁的源极连接在电阻214上，该电阻的作用是形成一个正比于流经初级绕组176的电流的电压。该电流正比于输入给响铃电路的功率，后者又正比于转移给负载的功率。所以电阻214上的电压正比于响铃器的输入功率和负载功率，可以用于探测是否存在过电流情况。电阻214的适当值约为0．1Ω。

电阻214上的电压被输入给比较器222的负输入端。当电流小于参考阈值时，比较器的输出保持为高电平。每当流经初级绕组的电流超过了预定阈值时，比较器222的输出都将转变成低电平。该阈值由VREF的值和电阻214的值共同确定。如前所述，控制器100的CL输入端处的脉冲将使PWM电路降低PWM输出信号的占空比。其目的是降低输出电压从而减小负载电流。这将反过来影响到初级方，减小流经晶体管Q₁的电流。这会使电阻214上的电压下降，最终使比较器222的输出变成高电平。这样，当出现过电流情况时，将在CL输入线上产生一系列脉冲，这些脉冲又将减小负载电流，从而减小或消除过电流情况。

假定电阻214的值为0．1Ω，则可将电路150设计成当初级绕组中的电流超过了2A时将产生CL脉冲。这时需要在比较器222的正输入端上施加0．2Ω的参考电压。可以通过改变电阻214的值和参考电压V_REF的值来调节产生CL脉冲的阈值。

在变压器180的次级绕组178两端并联了互相串连的电阻183和电容182。电阻183和电容182形成了一个缓冲器，其作用是减少由Q1由断开时产生的反向EMF在次级电路中造成的高尖刺电压。电阻183和电容182的适当值分别是390Ω和220pF。

次级电路中还有一个二极管184和一个电容186。当Q₁接通时，二极管184将阻止电流注过。当Q₁断开时，电流将沿I₂正方向流经二极管184并对电容186充电，从而在电容186上产生一个正电压V_RS。注意，如果没有二极管184，则当Q₁再次接通时电容将放电，于是有电流流经初级绕组。工作时，电容186上产生的电压可能超过100V。电容18的适当值是0．22μF。

现在将较详细地说明总的用代号230表示的同步整流器电路的工作。同步整流器230位在变压器180的次级方，包括：二极管192、194、202，开关Q₂，电感或铁氧钵珠818，齐纳二极管190、204，电阻196、198，电容206，和次级绕组208。开关Q₂最好是一个例如为n通道增强型MOSFET的晶体管。齐纳二极管190的阈值电压最好为15V，齐纳二极管204的阈值电压最好为5．1V。电阻196和198的优选值分别为1K和10K。初级绕组176、次级绕组178、和次级绕组208的电感值分别用L₁、L₂和L₃表示。

当晶体管Q₁导通时，即R_DS≈0时，初级绕组176中的电流因存在L₁而按下式变化： $\mathrm{\Δ}{I}_1=\frac{\mathrm{Vin}}{L_1}\mathrm{\Δt}------\left(13\right)$ 次级绕组178中的电流本来应该是负I₂方向的(该绕组是反向绕制的，如图6中的小圈所示)，但二极管184和同步整流器230却不允许这种电流存在，所以电流I₂为零。

当晶体管Q₁截止时，即R_DS→∞，电流I₁为零。由于反向EMF，次级绕组上的电压反向，于是有电流I₂流经二极管184并对电容186充电。电流I₂立即开始以 $\frac{\mathrm{\ΔI}}{\mathrm{\Δt}}------\left(14\right)$ 的线性形式下降。

当流经由次级绕组178、电容186和二极管184所组成的环路的电流下降到零时，二极管变成反向偏置，从而不允许负向I₂电流流过。正是在这一时刻，同步二极管开始导通，允许电流从电容186流向次级绕组178。换言之，电容可以作为电压源来驱动变压器180。

现在将给出一个说明性的例子来重点说明同步整流器230的工作。该例中假定Vin约为12V，匝数比N1∶N2=1∶4，匝数比N1∶N3近似等于1∶1，其中N1、N2、N3分别是绕组176、178、208的匝数。

当晶体管Q₁导通时，即R_DS≈0时，初级绕组176中有电流I₁流过。由于二极管184反向偏置，次级绕组178中的电流I₂为零。然而却有电流流经次级绕组208。电感L3将产生一个流过齐纳二极管204、二极管202和电容206的环形电流。由于匝数比为1∶1，所以在次级绕组208上产生的电压为12V。这样，因齐纳二极管上的压降为5．1V，二极管202上的压降为0．7V，便在电容206上产生了6．2V的电压。电压V_D=-5．8V。为了有足够的电压V_GS去接通Q₂，V_GS必须超过晶体管Q₂的正阈值电压。可以任选地用一个齐纳二极管190把V_GS限制在一个安全的值上。这时，串联二极管202、204两端的电压V_D为-5．8V，所以晶体管Q₂是截止的，于是电流I₂为零。

在晶体管Q₁断开的瞬间，由于产生了反向EMF，次级绕组178和208上的电压将改变方向。假定输出电压约为100V，则因在初级绕组176上产生的电压VL₁等于在次级绕组208上产生的电压VL₃，所以它们等于： $V_{L1}=V_{L3}=\frac{1}{4}\·100=25V------\left(15\right)$

因此，现在电压V_D=25+6．2=31．2V。这样便存在了超过受齐纳二极管190保护的晶体管Q₂的阈值电压的足够电压。一旦Q₂被接通，便有电流开始流经电阻196、齐纳二极管190、铁氧体珠188、齐纳二极管204和二极管202。晶体管Q₂门极上的电压V_GS为15V，所以Q₂导通，允许电流沿正方向和负方向流动。不过应该注意，在实际中，由于有二极管192存在，仅有负I₂方向的电流流经晶体管Q₂。所以仅有负I₂方向的电流流经同步整流器230。

当下一个周期开始时，晶体管Q₁接通，次级绕组208上的电压VL₃又变为12V。这将使晶体管Q₂门极上的电荷快速地通过二极管194放电，从而快速地使Q₂断开。电阻196的作用是吸收提供给Q₂门极的多余电压。注意，铁氧体珠188的作用是限制电流尖刺，该尖刺产生于晶体管Q₁接通但Q₂尚未断开的时期，例如最初的100ns内。在该时期中，这表现为短路。或者，也可以利用 PWM信号在Q₁接通之前断开Q₂。

为了帮助理解同步整流器230的工作。将给出一些附图，这些图示出了变压器各绕组中的电流与晶体管Q₁电压之间的关系。

图7示出在Q₁导通(ON)和截止(OFF)的时期内，Q₁上的电压V_DS和对应的电流I₁。曲线260代表Q₁导通和截止时期内的晶体管Q₁电压V_DS。在Q₁导通时期，V_DS=0，R_DS≈0。初级绕组上的电压VL₁由下式给出： $V_{L1}=L_1\frac{{\mathrm{dI}}_1}{\mathrm{dt}}------\left(16\right)$

然而，由于V_in为常量并且VL₁=Vin，所以流经初级绕组176的电流可以表示为： $I_1=\frac{\mathrm{Vin}}{L_1}\·t+C------\left(17\right)$ 其中C是一个负常量。所以如曲线262所示，初级绕组中的电流I₁从开始时的一个负值稳定地增大到最后的一个正值。开始时电流以I₁为负是因为前一周期中当Q₁断开时次级绕组会加上一个电压。

当控制器100产生的PWM信号使Q₁断开时，电压V_DS将增大并且R_DS→∞。当Q₁断开时，流经初级绕组176的电流I₁为零。

图8示出在Q₁导通和截止时期串联二极管202、204两端的电压和电流I₂。如曲线270所示，当晶体管Q₁导通并有电流流经初级绕组时，电压V_D约为-5．8V。如曲线272所示，当晶体管Q₂截止时，二极管184被反向偏置从而没有电流流经次级绕组178，即I₂=0。

当晶体管Q₁断开时，反向EMF在次级绕组208上产生25V的电压，于是电压V_D增大到约31．2V。该电压将足以接通晶体管Q₂，从而允许负I₂方向电流流动。不过在开始时，电流I₂是正的，并且虽然同步整流器已接通，但由于二极管192的反向偏置使得电流不能流过同步整流器。电流I₂将稳定地减小直到改变方向并变成负值。如前所述，同步整流器230允许电流I₂反方向流动。

图9示出在Q₁截止和导通时期晶体管Q₁的电压V_GS和电流I₁。如曲线280所示，当V_GS为零时，晶体管Q₁是截止的。从而如曲线282所示，流经初级绕组的电流I₁为零。当控制器产生的PWM信号变为高电平时，V_GS升向高电平，并且晶体管Q₁接通。这使得初级电流I₁按前面曾给出的表达式稳定地增大： $I_1=\frac{\mathrm{Vin}}{L_1}\·t+C------\left(18\right)$

现在将较详细地说明A／D转换器及其相关电路。图10较详细地示出了说明A／D转换器及其相关电路的原理方框图。为了帮助理解，图中同时示出了控制器100的A／D部分和响铃电路150(图6)的输入采样电路。还特别示出了输入电压Vin是加在由电阻154、158组成的分压器上的。分压器的输出表示为V_采样，它被输入给比较器224的正输入端。比较器的输出表示为CAD_IN，被输出给A／D电路112。

A／D转换电路112包括一个8比特的可逆计数器290、PWM发生器294和一个8比特的锁存器292。锁存器的输出即是A／D转换器的输出。其范围为0至255，计数器的输出被输入给PWM发生器294和锁存器292。PWM发生器294的输出表示为PAD_OUT，它被输入给一个连接在比较器224负输入端上的低通滤波器。低通滤波器由串联的电阻210和电容212组成，连接在比较器224负输入端与地之间。

在工作中，CAD_IN为高电平时将使计数器290向上计数。这将令PWM294的输出PAD_IN增大其占空比，从而使比较器224负输入端处的电压增大。结果CAD_IN将变成低电平，使计数器290向下计数。后者又会使PAD_OUT减小其占空比，令比较器224负输入端的电压降低。一旦达到了稳态情况，即输入电压Vin变化缓慢，则计数器值将在采样电压值周围振荡。电阻210和电压212的作用是使PAD_OUT信号平滑(进行积分)。

回忆式(7)给出的输出电压Vout的表达式： $V_{\mathrm{out}}=N\·V_{\mathrm{in}}\·\frac{D}{1-D}------\left(7\right)$ 解出D得到： $D=\frac{V_{\mathrm{OUT}}}{N\·\mathrm{Vin}+\mathrm{Vout}}------\left(18\right)$ 代表正弦发生器128(图4)输出的Vout的值是一个7位(二进制)数，它能在0至100的范围内变化，对应于Vout值为0V至100V(峰值)或70V(均方根值)。所以Vout可写成：

Vout=sin(x)×100    (19)N·Vin的表达式为： $=\mathrm{Vin}\×\frac{R_{158}}{R_{154}+R_{158}}\×\frac{255}{5}\×\frac{16}{32}\left(20\right)$ 其中R₁₅₄、R₁₅₈分别对应于电阻154、158的值。“255“是A／D转换器输出的最大值，而”5“是输入电压的满度值5V。 $\frac{16_{\″\″}^{\″\″}}{32}$ 是一个保护系数，用于为响铃器提供过电流保护。前面公式中的因子“2”已经折算到上式中。

于是，N可以表达如下： $N=\frac{R_{158}}{R_{154}+R_{158}}\×25.5------\left(21\right)$ 对于Vout的峰值不是100V的情形，上式变为： $N=\frac{R_{158}}{R_{154}+R_{158}}\×25.5\×\frac{100}{\mathrm{Vout}}------\left(22\right)$ 重要的是应该指出，上述等式是在如下假定下得到的：

Vout=100V(峰值)

Vin=12V

N=4

N·Vin=48在上述假设下，占空比D可以写成： $D=\frac{\sin \left(x\right)\·100}{\sin \left(x\right)\·100+\mathrm{Vin}\frac{R_{158}}{R_{154}+R_{158}}\·\frac{255}{5}\·\frac{16}{32}}------\left(23\right)$

如果希望采用其他的输入电压值，必须相应地改变匝数比N。下表给出一些典型输入电压下的N值。

Vin                   N

5                     9

12                    4

24                    2

48                    1

在基于本发明的控制器构筑响铃发生器电路时，首先应该选择输入电压。选定了输入电压之后，就可以确定变压器的匝数比N。一旦确定了N，便可选择电阻154、158的值。

图11A示出响铃发生器电路在输出电桥电路的输入端所产生的整流半波正弦波图形。曲线240是该半波正弦波，它就是在电容186(图6)上产生并输入给输出电桥电路200的电压V_RS。

图11B更详细地示出图11A的整流半波正弦波形图，其中突出地示出了用于产生输出波形的脉冲的有变化的宽度。审视图11B将可发现，输出电压是一系列直流值，它们经平滑化后构成正弦波形。作为说明，示出了三个输出电压等级242、244和246。许多具有占空比To_N ^N的脉冲构成了输出电压的242部分。当正弦函数的值增大时，脉冲宽度也相应地增大。等级244是由多个宽度为To_N ^N+1的脉冲构成的。类似地，等级246由宽度为To_N ^N+2的一些脉冲构成。

现在将较详细地说明输出电桥电路。图12较详细地示出说明输出电桥电路的原理图。总的由代号200表示的输出电桥电路的作用是把半波正弦波信号V_RS转变成有正负变化的全波正弦波。由于输出电桥电路在本技术领域是众知的，将不再十分详细地说明这里给出的电路200。

输出电桥电路200含有4个由正弦发生器128(图4)输出的电桥控制信号BRC所控制的开关。信号BRC被输入给两个光耦合器340和370。光耦合器340由LED344和晶体管体管342组成。LED344的阳极通过电阻346连接在Vcc上。类似地，光耦合器370由LED374和晶体管372组成。LED374的阴极通过电阻376连接在地上。电桥控制信号连接在LED344的阴极和LED374的阳极上。

电桥控制信号是一个其周期与所产生正弦波的周期相同的方波信号。假定开始时电桥控制信号为高电平，则光耦合器370中的LED374导通而光耦合器340中的LED344截止。于是晶体管372导通从而由NPN晶体管366、364、362组成的开关全都截止。没有电流流经电阻358。此外，电流不能流经电阻310和318，从而PNP晶体管312、314截止。

当光耦合器340截止时，将有电流流经电阻320从而提供基极驱动使晶体管322、324、326导通。于是电流流经晶体管356、328，使晶体管352、354导通。这样便生成了一个从V_RS经过晶体管352、电阻382至Vout再经过负载、电阻380、晶体管326并回到V_RS的电流通路。

现在假定电桥控制信号变成低电平，则光耦合器340中的LED344导通，而光耦合器370中的LED374截止。于是晶体管342导通，由NPN晶体管322、324、326组成的开关全都截止。没有电流流经电阻320。电流不能流经电阻356和328，于是PNP晶体管352、354截止。

当光耦合器370截止时，电流将流经电阻358提供基极驱动，使晶体管366、364、362导通。于是电流便可流经电阻310、318使晶体管312、314导通。这样便生成了一个从V_RS经过晶体管314、电阻380至Vout再经过负载、电阻382、晶体管362并返回V_RS的电流通路。

电容384与电阻380、382一起使输出电压Vout平滑化。电阻380、382最好具有10Ω量级的低电阻值。电容值最好为0．1μF量级。二极管316、330、350、360的作用是减小电压尖刺和保护输出电桥及相关电路。

一般直流至交流变换器结构

在说明了连续模式的PWM控制开环回描型直流至交流变换器的一个具体例子之后，下面将讨论本发明控制器和方法对各种类型的开环直流至交流变换器的几个更广泛的应用。将给出本发明控制器对一些众知的变换器结构，如降压型、升压型和前向型结构，的应用。关于这些众知类型的电源和变换器的更多的信息可以在P．Horowitz和W．Hill的著作“The Art of Electronics(电子技术)”(第二版，1989)中找到。

一般方框图

图13示出说明本发明开环控制器一般情况的方框图。图13所示的方框图已被修改得能适合于一般情况的开环控制器。总的由550代表的开环控制器包含了为产生用于控制多种不同类型的变换器的PWM信号所必须的单元。前面给出的关于任意开关电源的直流传递函数的公式为：

Vo(t)=K·N·Vin(t)f₁(D，t)f₂(f_s，t)    (1)其中K为结构因子；

N为变压器匝数比(当次级／初级比=1或采用非隔离结构时，N=1)；

Vin(t)为输入电压，它既可是交流的也可是直流的，但典型地是直流的，因为如果输入电压是交流的，它将被整流和滤波以使纹波较小，这样可简化f₁(D，t)的推导；

V_o(t)为希望的输出电压；

D为PWM信号的占空比；

f_s为开关频率。

该公式可以用来构筑一个处理模块，以计算要输入给PWM发生器电路的D值。

参见图13，较具体地说，输入电压被A／D转换器552数字化，并输入给计算模块554。该模块的功能是根据给定的各种参数计算D值。所有的函数变量都是已知的。输入电压Vin由采样得到；输出电压Vout也已知，因为它正是希望在输出端产生的电压；K值已知(对于前面的响铃发生器例子，K=1)；N也已知。

Vout发生器电路558产生希望的输出电压。该信号被输入给计算模块554。占空比D被输入给一个普通的脉宽调制(PWM)电路556，后者的作用是产生一个其占空比按照D变化的方波输出信号。PWM电路产生两个信号。PWM和PWM。这两个信号分别被输出缓存器560、562缓存。输出缓存器产生一个能驱动FET开关的信号。

注意，在前述响铃发生器例子中，Vout发生器是一个正弦波发生器。发生器558也可以是一个存储了数字采样函数的只读存储器(ROM)。

熟悉电技术的人们可明显看到，只要能实现关于占空比D的公式，图13中的控制器550可以用许多不同的方法实现。

降压型变换器结构

图14示出说明适合于控制具有降压结构的变换器的开环控制器第二实施例的方框图。图3所示的方框图已被修改得使开环控制器适配于降压结构。总的由代号400表示的降压结构开环控制器含有为产生能控制降压型变换器的PWM信号所必须的单元。PWM信号的占空比也可表示成： $D=\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}}------\left(24\right)$ 上式右端的两个量都是已知的。如图1所示，输入电压Vin由采样得到并被输入给控制器。输出电压Vout也已知，因为它正是希望在输出端产生的电压。

参见图4，控制器400包括：A／D转换器402，除法器404，PWM电路406，输出缓存器408、410，时钟电路412，以及正弦发生器414。输入电压Vin被输入给A／D转换器402，后者输出一个代表Vin的电压。A／D转换器的输出被输入给除法器404两个输入端中的一个。

时钟电路产生必要的时钟信号去驱动正弦发生器414，后者可以是一个含有数字采样正弦函数的只读存储器(ROM)。注意，只需要90°范围的正弦函数。正弦发生器的输出代表了输出电压Vout。然后该输出被输入给除法器404的另一个输入端。除法器404将根据上述式(20)产生商值D。

占空比值D被输入给一个普通的脉宽调制(PWM)电路406，后者的功能是产生一个占空比为D的方波输出信号。PWM电路产生两个输出信号。PWM和 PWM。这两个信号分别被缓存器408、410缓存。输出缓存器产生一个能驱动FET开关的信号。

熟悉电技术的人们可以明显看到，只要能实现关于占空比D的公式，控制器400可以用许多不同的方法实施。

图15示出根据本发明构筑的具有降压结构的响铃发生器电路第二实施例的原理图。为了清楚，图中示出了降压型变换器的简化结构。不过熟悉本技术领域的人们可以再添加一些元件来提供所示功能之外的附加功能。

总的由代号420表示的降压型变换器包括：线圈424，电容421、430、FET422、426，二极管428，以及输出电桥电路432。控制器和相应降压型变换器电路的主要特性是，(1)与传统的闭环设计不同，该电路工作于开环方式；(2)该电路能从一个直流输入产生一个交流正弦波；(3)得到的电路是简单的并且制造成本低；以及(4)得到的控制电路可以任选地用一个ASIC实现。

控制器400的作用是对输入电压Vin采样和产生开关(FET)422的驱动信号。熟悉本技术领域的人们可以看到，电路420具有开环结构，不需从输出电压Vout反馈。控制器400产生脉宽调制(PWM)信号去接通和断开FET422，使得在输出电桥电路432的输入端处产生一个整流的半波正弦波。输出电桥电路432由输入的整流半波正弦波产生全波正弦波输出。

现在将更详细地说明电路420的工作。如前所述，该电路以不从输出信号采样的开环工作方式产生半波正弦波信号，再由输出电桥电路432将该信号转换成全波正弦波输出信号Vout。这是通过利用下列式(25)所示众知的降压型变换器传递函数来做到的。电路的传递函数和已知的电路参量被用来计算施加给开关422的开关信号的占空比。传递函数(或传输函数)把输出电压与占空比和输入电压以函数关系联系起来，其表达式如下： $\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}}=D------\left(25\right)$

其中，Vout=半正弦波输出电压

      Vin=输入电压

      D=输入给开关的PWM信号的占空比。

于是，输出电压Vout可表示为：

Vout=D·Vin    (26)

重要的是应该注意，上述传递函数公式仅当流经线圈424的电流为连续时才成立。所以在电路的每个周期中，必须有电流流经线圈424。

考察上述传递函数，除了占空比之外其余所有的量都可以事先确定。输出电压Vout是一个已知量。由于可以周期性地采样，输入电压Vin也是已知的。仅有的未知量或未确定量是占空比D，它必须每个周期都要计算。

这样，控制器400的功能是在每个周期中都计算一次占空比D，该占空比D被用来相应地调节施加给PET422门极的开关信号的脉冲宽度。

可以用两个方法中的一个来做到电流以连续地流经变压器。第一个方法是在电感的电流通路中设置一个最小负载，第二个方法是利用一个同步整流电路即FET426，如图6实施例所示。

降压型变换器420基于众知的向下(step down)PWM变换器。在一个周期开始时，FET开关422导通，于是电压Vx与Vin短接，结果在电感424加上了电压Vout-Vin，使得有一个线性增大的电流流经电感和输出电容430，如下面的众知公式所示： $\frac{\mathrm{dI}}{\mathrm{dt}}=\frac{V}{L}------\left(27\right)$

当FET422截止时，由于电感试图保持恒定的电流，结果Vx点的电压快速下降。二极管428的导通，于是电流继续以同方向流经电感424，但电感两端的电压极性将反转。电流的路径包括二极管428、电感424和电容430。电感424不断把电流注入电容430。在周期的这一点处，加在电感上的电压是Vout+V₄₂₈。电流按照上述(27)的规律线性地减小。在下一周期的开始时，FET开关422又导通，于是该电路将按照上述原理重复工作。

重要的是应该指出，所产生的输出电压只能小于输入电压。FET开关426与FET422互补地工作。起着同步整流器的作用，其工作原理与图6中Q₂的相同，即其功能是保持电路工作于连续电流模式。FET426的必要性在于让电容430可以放电，也即把能量从输出方返回给输入方。

升压型变换器结构

图16示出说明适合于控制具有升压结构的变换器的开环控制器第三实施例的方框图。在该第三实施例中，图3所示的方框图已被修改得使开环控制器能适配于升压型变换器。总的由代号440表示的升压型开环控制器含有为产生一个用于控制升压型变换器的PWM信号所必须的单元。PWM信号的占空比D可以表达为： $D=\frac{\mathrm{Vout}-\mathrm{Vin}}{\mathrm{Vout}}------\left(28\right)$

等式右端的每个量都已知。如图1所示。输入电压Vin通过采样得到并输入给控制器。输出电压Vout也已知，因为它正是希望在输出端产生的电压。

参见图16，控制器440包括：A／D转换器442，求和器444，除法器446、PWM电路448，输出缓存器450、452，时钟电路454，以及正弦发生器456。输入电压Vin被输入给A／D转换器442，后者输出一个代表Vin的电压。该信号被输入给求和器444。求和器444的作用是产生差值Vout-Vin。该差值被输入给除法器446两个输入端中的一个。

时钟电路产生必要的时钟信号去驱动正弦发生器456，后者可以是一个含有数字采样正弦函数的只读存储器(ROM)。注意只需要90°范围的正弦函数数据。正弦发生器的输出代表了输出电压Vout。该输出被输入给除法器446的另一个输入端。除法器446按照上述式(28)产生商值D。

占空比值D被输入给一个普通的脉宽调制(PWM)电路448，后者的功能是产生一个具有占空比D的方波输出信号。PWM电路产生两上输出信号：PWM和 PWM。这两个信号分别被输出缓存器450、452缓存。输出缓存器产生一个能驱动FET开关的信号。

熟悉电技术的人们可以明显看到，只要能实现关于占空比D的公式，图16的控制器440可以用许多不同的方法实施。

图17示出根据本发明构筑的具有升压结构的响铃发生器电路第三实施例的原理图。为了清楚，图中示出了升压变换器的简化结构。不过熟悉本技术领域的人们可以任选地添加一些元件以提供除了所示功能之外的附加功能。

总的由代号460表示的升压变换器电路包括：线圈462，电容461、468，FET472、466，二极管464，以及输出电桥电路470。该控制器和升压变换器电路的主要特性是：(1)与传统的闭环设计不同，该电路工作于开环形式；(2)该电路能从直流输入产生交流正弦波；(3)得到的电路是简单的，并且制造成本低；以及(4)得到的控制电路可以任选地用一个ASIC实现。

控制器440能对输入电压Vin采样并产生驱动开关(FET)472的驱动信号。熟悉本技术领域的人们可以看到，电路460具有开环结构，不需要从输出电压Vout反馈。控制器440产生一个脉宽调制(PWM)信号去接通和断开FET 472，使得在输出电桥电路470的输入端处产生一个整流的半波正弦波。输出电桥电路470的作用是从输入的整流正弦波产生一个全波的输出正弦波。

现在将更详细地说明电路460的工作。如前所述，该电路能以不对输出信号采样的开环形式产生一个半波正弦波信号，再由输出电桥电路470将它转换成全波正弦输出信号Vout。这是利用了前面式(28)所示众知的升压型变换器的传递函数实现的，电路的传递函数以及电路中的已知参量被用来计算施加给开关472的开关信号的占空比，传递函数(传输函数)把输出电压与占空比和输入电压以下述函数关系联系起来。 $\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}}=\frac{1}{1-D}------\left(29\right)$ 其中，Vout=半正弦波输出电压；

  Vin=输入电压；

  D=输入给开关的PWM信号的占空比；于是，输出电压Vout可表达为： $\mathrm{Vout}=\frac{\mathrm{Vin}}{1-D}------\left(30\right)$

重要的是需要指出，上述关于传递函数的公式仅当流经电感462的电流为连续时才成立。所以在电路的每一个周期中，电流环路必须通过电感462。

考察上述传递函数，除了占空比之外其余所有参量都可以事先确定。尽管输出电压Vout是由电路产生的电压，但它是一个已知量，输入电压Vin也已知，因为它可以周期性地采样。唯一未知或未预先确定的量是占空比，它必须在每个周期中计算。

这样，控制器440的作用是在每个周期中计算占空比D，并把D用于相应地调节施加给FET 472门极的开关信号的脉冲宽度。

图17所示的升压型变换器460基于众知的升压型PWM变换器。当FET开关472导通时，电压Vx与地短接，Vin被加在电感462的两端，使流经电感的电流按下述公式线性地增大： $\frac{\mathrm{dI}}{\mathrm{dt}}=\frac{V}{L}------\left(31\right)$

当FET开关472截止即开路时，由于电感462试图保持恒定的电流而使电压Vx快速增大。二极管464变为前向偏置，使流经电感462的电流沿相同方向继续流动。这时的电流通路包括电感462、二极管464和电容468。在一个周期的这一部分中，电感462将把电流注入到电容468内，而电感两端的电压则由下式给出：

V₄₆₂=Vout-Vin-V₄₆₄    (32)电流同样按上述众知的公式(31)下降。在下一个周期的开始时刻，FET开关472重新导通，电路按上述重复工作。

重要的是需要指出，所产生的输出电压有可能比输入电压高得多，流经二极管和FET466的电流可以把电容468充电到高于Vin的电压。此外，FET开关466利用与图6中Q₂相同的工作原理起到了同步整流器的作用，也即保证了电路工作于连续电流模式。FET 466的必要性在于允许电流从电容468流出。FET 466门极上的虚线表示需要有某种形式的隔离，例如利用脉冲变压器或者与图6所示同步整流器230相关联的电路。

前向型变换器结构

图18示出说明适用于具有前向结构的变换器的开环控制器第四实施例的方框图。在第四实施例中，图3所示方框图已被修改得使开环控制器能适配于前向型变换器。总的由代号480表示的前向型开环控制器含有为产生能控制前向型变换器的PWM信号所需的单元。PWM信号的占空比D可表示为： $D=\frac{\mathrm{Vout}}{N.\mathrm{Vin}}------\left(33\right)$ 该式右侧的每个参量都已知。输入电压Vin被采样并输入给控制器，如图1所示。此外，匝数比N对于控制器是已知和可得的。输出电压Vout也已知，因为它正是希望在输出端产生的电压。

参见图18，控制器480包括：A／D转换器482，乘法器484，除法器486，PWM电路488，输出缓存器490、492，时钟电路494，以及正弦发生器496。输入电压Vin被输入给A／D变换器482，后者将输出一个代表Vin的电压。该信号被输入给乘法器484两个输入端中的一个。N值被输入给另一输入端。乘法器484的作用是产生乘积N·Vin。该乘积被输入给除法器486两个输入端中的一个。

时钟电路产生必要的时钟信号去驱动正弦发生器496，后者可以是一个含有数字采样正弦函数的只读存器(ROM)。注意仅需要90°范围内的正弦函数值。正弦发生器的输出代表了输出电压Vout。该输出被输入给除法器486的另一个输入端。除法器486将按照上述公式(33)产生商值D。

占空比的值D被输入给一个普通的脉宽调制(PWM)电路488，后者的功能是产生一个占空比为D的方波输出信号。PWM电路产生两个输出信号：PWM和PWM。这两个信号分别被缓存器490、492缓存。输出缓存器产生一个能驱动FET开关的信号。

熟悉电技术的人们可以明显看到，只要能实现关于占空比D的公式，图18的控制器480可以用许多不同的方法实现。

图19示出根据本发明的构筑的具有前向结构的响铃发生器电路第四实施例的原理图，为了清楚，示出了产向型变换器的简化结构。不过熟悉本技术领域的人们可以任选地添加一些元件以提供除了所示功能之外的附加功能。

总的由代号500表示的前向型变换器电路包括：线圈512，变压器502，电容501、514，FET 522、510、520，二极管503、508，以及输出电桥电路516。该控制器和相应前向型变换器电路的主要特性是：(1)与传说的闭环设计不同，该电路工作于开环方式；(2)该电路能从一个直流输入产生一个支流正弦波；(3)得到的电路简单，制造成本低；以及(4)得到的控制电路可以任选地用一个ASIC实现。

控制器480的作用是对输入电压Vin采样并产生开关(FET)522的驱动信号。熟悉本技术领域的人们可以看出，电路500具有开环结构，不需要从输出电压Vout反馈。控制器480产生一个脉宽调制(PWM)信号去接通和断开FET 522，使得在输出电桥电路516的输入端处产生一个整流的半波正弦波。输出电桥电路516的功能是从输入的整流正弦波产生一个全波正弦波输出。

现在将更详细地说明电路500的工作。如前所述。该电路能以不从输出信号采样的开环方式产生一个半波正弦信号，输出电桥电路516再把它转换成全波正弦波输出信号Vout。这是通过利用下面如式(34)所示的众知的升压变换器的传递函数来实现的。电路的传递函数以及电路中的已知参量被用来计算施加给开关522的开关信号的占空比。传递函数(传输函数)将输出电压与占空的比和输入电路按下述函数关系联系起来： $\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}}=D\·N------\left(34\right)$ 其中，Vout=半正弦波输出电压；

  Vin=输入电压；

  N=变压器的匝数比；

  D=输入给开关的PWM信号的占空比。于是，输出电压Vout可表示为：

Vout=D·N·Vin    (35)

重要的是需要指出，上述关于传递函数的公式(34)仅当流经电感512的电流为连续时才成立。所以在电路的每个周期，电流环路必须通过电感512。

考察上述传递函数，除了占空比之外其余所有参量都可事先确定。输出电压Vout是一个已知量，虽然它是由电路产生的。输入电压Vin也已知，因为它可被周期性地采样。匝数的N也已知。唯一不知或未预先确定的量是占空比D，它必须在每个周期中计算。

这样，控制器480的功能是在每个周期中计算占空比D，并利用D相应地调节施加给FET 522门极的开关信号的脉冲宽度。

前向型变换器500是一种众知的PWM变换器结构，它包括两极：变压器级和降压型变换器级。在一个周期的开始时FET开关522导通，变压器502初级绕组504两端的电压为Vin。同时，次级绕组506两端的电压为N·Vin。因此二极管508被前向偏置，Vx点的电压等于N·Vin(未计及V₅₀₈)。

不计二极管电压，加在电感512两端的电压等于Vout-N·Vin。这将使得流经电感和输出电容514的电流按下述众知公式线性地增大： $\frac{\mathrm{dI}}{\mathrm{dt}}=\frac{V}{L}------\left(36\right)$

当FET开关522截止即开路时，变压器502上的电压将反向，二极管508截止。由于电感512试图保持恒定电流，导致Vx点电压快速下降。于是二极管518导通，流经电感512的电流得以继续沿同方向流动。电流路径通过二极管518、电感512和电容514。

电感512不断把电流注入电容514。在一个周期的这个点上，电感两端的电压是Vout(未计及V₅₀₈)，而电流则按照上述基本公式(36)线性地下降。在下一个周期开始时，FET开关522再次接通，电路按上述原理重复工作。

绕组505是变压器502的第三个绕组，如下面所说明的，其作用是让变压器电流放电。当FET522导通时，变压器的初级绕组504充电，二极管503截止。当FET522断开时，变压器502绕组上的电压极性反转，二极管503导通。于是绕组505上的电压被限制在Vin的大小上，变压器电流将找到一个通过电容501、二极管503和绕组505的通路。

注意，利用这种类型的结构输出电压可以高于或低于输入电压，这取决于N和D的值。FET开关510和522同时导通，而FET开关520则以与FET开关522互补的方式工作。FET 510和520利用与图6中的Q2相同的原理起到了同步整流器的作用，即保持电路工作于连接电流模式。

FET驱动隔离

可以利用一些技术来隔离对次级方电路，例如FET 466(图17)和FET 510、520(图19)的驱动，如图中的虚线所示。一种可能的隔离技术是采用脉冲变压器来把控制信号耦合到FET上。图20示出了一种FET驱动隔离电路的原理图。

脉冲变压器530被用来使来自控制器的PWM或PWM信号相对于地浮动，并把它传输给次级方中的FET开关。控制信号被输入给电容542的一端。电容另一端连接在变压器530的初级绕组上。电容542的作用是消除直流电压对脉冲变压器530正常工作的干扰。电容536、二极管538和电阻540起着一个零点恢复电路的作用，该电路用来稳定输入给FET的PWM信号电平。

虽然本发明是借助于有限数目的一些实施例来说明的，但应该理解，可以做出本发明的许多变化，修改和其他应用。例如，熟悉本技术领域的人们可以把本发明的响铃发生器电路适配得能与其他类型的开环回描型直流至交流变换器电路，例如UPS(不间断电源)和采用直流电源的交流发生器，协同工作。此外，通过除去正弦发生器和输出电桥电路，本发明可以用来实现开环回描型直流至直流变换器。

Claims (36)

1、一种用于控制直流至交流开环脉宽调制(PWM)变换器电路的控制器，上述控制器包括：

采样装置，用于产生代表电源电压的数字值，该值用Vin表示；

输出电压发生器装置，用于产生希望输出电压的数字代表，该代表用Vout表示；

处理装置，用于确定作为K、N、Vin和Vout的函数的PWM信号的占空比D；以及

脉宽调制装置，用于根据由上述处理装置产生的占空比产生上述PWM信号。

2、根据权利要求1的控制器，其中上述采样装置包括A／D转换装置。

3、根据权利要求1的控制器，其中上述输出电压发生装置包括正弦波发生器。

4、根据权利要求1的控制器，其中上述输入电压Vin是一个未经稳压的直流电压。

5、根据权利要求1的控制器，其中上述处理装置能确定适用于降压结构开环变换器的PWM信号的占空比，上述处理装置包括一个能实现Vout除以Vin的除法器。

6、根据权利要求1的控制器，其中上述处理装置能确定适用于升压结构开环变换器的PWM信号的占空比，上述处理装置包括：

一个求和器，用于产生和值Vout-Vin；以及

一个除法器，用于产生上述和值除以Vout的商值。

7、根据权利要求1的控制器，其中上述处理装置能确定适用于前向结构开环变换器的PWM信号的占空比，上述处理装置包括：

一个乘法器，用于产生乘积N·Vin；以及

一个除法器，用于产生Vout除以上述乘积的商值。

8、根据权利要求1的控制器，它还包括电桥控制装置，用于产生电桥控制信号，以把一个半波正弦函数转换成一个全波正弦函数，上述电桥控制信号的频率与上述电路输出的正弦波的频率相同。

9、根据权利要求1的控制器，它还包括耦合在上述脉宽调制装置输出端上的缓存装置，上述缓存装置用于产生具有适当驱动特性和负载特性的输出PWM信号。

10、一种用于控制具有降压结构的开环脉宽调制(PWM)变换器电路的控制器，上述电路连接在一个电源上，上述控制器包括：

采样装置，用于产生代表上述电源电压大小的数字值，该值用Vin表示；

正弦发生器装置，用于产生一个正弦波形的数字代表，该代表用Vout表示；

处理装置，用于根据下述公式确定一个PWM信号的占空比： $D=\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}}$

其中，D=PWM信号的占空比

      Vin=上述直流电源的电压大小

      Vout=正弦波形的数字代表

脉宽调制装置，用于根据由上述处理装置产生的占空比产生上述PWM信号，上述PWM信号由上述控制器输出；

根据上述PWM信号产生一个半波正弦波的电路；以及

输出电桥电路，用于把上述半波正弦波信号转换成一个全波正弦函数。

11、根据权利要求10的控制器，其中上述采样装置包括A／D转换装置。

12、根据权利要求10的控制器，其中上述正弦发生器装置包括耦合在查找表装置上的计数装置。

13、根据权利要求10的控制器，其中上述正弦发生器装置包括同步态机器装置。

14、根据权利要求10的控制器，它还包括耦合在上述脉宽调制装置输出端上的缓存装置，上述缓存装置用于产生具有适当驱动特性和负载特性的输出PWM信号。

15、根据权利要求10的控制器，其中上述处理装置能确定适用于降压结构开环变换器的PWM信号的占空比，上述处理装置包括一个能将Vout除以Vin的除法器。

16、一种用于控制具有升压结构的开环变换器电路的控制器，上述电路连接在一个电源上，上述控制器包括：

采样装置，用于产生代表上述电源的电压大小的数字值，该值用Vin表示；

正弦发生器装置，用于产生一个正弦波形的数字代表，该代表用Vout表示；

处理装置，用于根据下述公式确定一个脉宽调制(PWM)信号的占空比： $D=\frac{\mathrm{Vout}-\mathrm{Vin}}{\mathrm{Vout}}$

其中，

D=PWM信号的占空比

Vin=上述直流电源的电压大小

Vout=正弦波形的数字代表

脉宽调制装置，用于根据由上述处理装置产生的占空比产生上述PWM信号，上述PWM信号由上述控制器输出；

用于根据上述PWM信号产生一个半波正弦波的电路；以及

输出电桥电路，用于把上述半波正弦信号转换成一个全波正弦函数。

17、根据权利要求16的控制器，其中上述采样装置包括A／D转换装置。

18、根据权利要求16的控制器，其中上述正弦发生器装置包括耦合在查找表装置上的计数装置。

19、根据权利要求16的控制器，其中上述正弦发生器装置包括同步态机器装置。

20、根据权利要求16的控制器，它还包括耦合在上述脉宽调制装置输出端上的缓存装置，上述缓存装置用于产生一个具有适当驱动特性和负载特性的输出PWM信号。

21、根据权利要求16的控制器，其中上述处理装置能确定适用于升压结构开环变换器的PWM信号的占空比，上述处理装置包括：

一个求和器，用于产生和值Vout-Vin；以及

一个除法器，用于产生上述和值除以Vout的商值。

22、一种用于控制具有前向结构的开环变换器电路的控制器，上述电路连接在一个电源上，并含有一个具有初级方和次级方的变压器，上述控制器包括：

采样装置，用于产生代表上述电源的电压大小的数字值，该值用Vin表示；

正弦发生器装置，用于产生一个正弦波形的数字代表，该代表用Vout表示；

处理装置，用于根据下述公式确定一个脉宽调制(PWM)信号占空比： $D=\frac{\mathrm{Vout}}{N\·\mathrm{Vin}}$

其中，

D=PWM信号的占空比

N=上述变压器的匝数比

Vin=上述直流电源的电压大小

Vout=正弦波形的数字代表

脉宽调制装置，用于根据由上述处理装置产生的占空比产生上述PWM信号，上述PWM信号由上述控制器输出；

用于根据上述PWM信号产生一个半波正弦波的电路；及

输出电桥电路，用于把上述半波正弦信号转换成一个全波正弦函数。

23、根据权利要求22的控制器，其中上述采样装置包括A／D转换装置。

24、根据权利要求22的控制器，其中上述正弦发生器装置包括耦合在查找表装置上的计数装置。

25、根据权利要求22的控制器，其中上述正弦发生器装置包括同步态机器装置。

26、根据权利要求22的控制器，它还包括耦合在上述脉宽调制装置输出端上的缓存装置，上述缓存装置用于产生具有适当驱动特性和负载特性的输出PWM信号。

27、根据权利要求22的控制器，其中上述处理装置能确定适用于前向结构开环变换器的PWM信号的占空比，上述处理装置包括：

一个乘法器，用于产生乘积N·Vin；以及

一个除法器，用于产生Vout除以上述乘积的商值。

28、一种控制开环脉宽调制(PWM)变换器电路的方法，上述方法包括以下步骤：

产生一个代表了一个直流电源的电压大小的数字值，该值用Vin表示；

产生一个正弦波形的数字代表，该代表用Vout表示；

确定一个PWM信号的占空比；以及

根据由上述处理装置产生的占空比产生上述PWM信号。

29、根据权利要求28的方法，其中确定上述适用于降压结构开环变换器的PWM信号的占空比的步骤包括将Vout除以Vin的步骤。

30、根据权利要求28的方法，其中确定上述适用于升压结构开环变换器的PWM信号的占空比的步骤包括下述步骤：

产生和值Vout-Vin；以及

把上述和值除以Vout。

31、根据权利要求28的方法，其中确定上述适用于前向结构开环变换器的PWM信号的占空比的步骤包括下述步骤：

产生乘积N·Vin；以及

把Vout除以上述乘积。

32、根据权利要求28的方法，它还包括把一个半波正弦函数转换成一个全波正弦函数的步骤。

33、根据权利要求28的方法，它还包括生成一个具有适当驱动特性和负载特性的输出PWM信号的步骤。

34、一种控制具有降压结构的开环脉宽调制(PWM)变换器电路的方法，上述电路连接在一个电源上，上述方法包括以下步骤：

产生一个代表上述电源的电压大小的数字值，该值用Vin表示；

产生一个正弦波形的数字代表，该代表用Vout表示；

根据下述公式确定一个PWM信号的占空比： $D=\frac{\mathrm{Vout}}{\mathrm{Vin}}$

其中，D=PWM信号的占空比

      Vin=上述直流电源的电压大小

      Vout=正弦波形的数字代表

根据由确定步骤中所生成的占空比产生上述PWM信号；

根据上述PWM信号产生一个半波正弦波；以及

把上述半波正弦波信号转换成一个全波正弦函数。

35、一种控制具有升压结构的开环变换器电路的方法，上述电路连接在一个电源上，上述方法包括以下步骤：

产生一个代表上述电源的电压大小的数字值，该值用Vin表示；

产生一个正弦波形的数字代表，该代表用Vout表示；根据下述公式确定一个脉宽调制(PWM)信号的占空比： $D=\frac{\mathrm{Vout}-\mathrm{Vin}}{\mathrm{Vout}}$

其中，D=PWM信号的占空比

      Vin=上述直流电源的电压大小

      Vout=正弦波形的数字代表

根据上述确定步骤中所产生的占空比，产生上述PWM信号；

根据上述PWM信号产生一个半波正弦波；以及

把上述半波正弦波信号转换成一个全波正弦函数。

36、一种控制具有前向结构的开环脉宽调制(PWM)变换器电路的方法，上述电路连接在一个电源上并含有一个具有初级方和次级方的变压器，上述方法包括以下步骤：

产生一个代表上述电源的电压大小的数字值，该值用Vin表示；

产生一个正弦波形的数字代表，该代表用Vout表示；

根据下述公式确定一个PWM信号的占空比： $D=\frac{\mathrm{Vout}}{N\·\mathrm{Vin}}$

其中，D=PWM信号的占空比

      N=上述变压器的匝数比

      Vin=上述直流电源的电压大小

      Vout=正弦波形的数字代表

根据上述确定步骤中所产生的占空比产生上述PWM信号；

根据上述PWM信号产生一个半波正弦波；以及

把上述半波正弦信号转换成一个全波正弦函数。

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