CN1701482A - 直流电源和配备电源的电池供电电子装置 - Google Patents

Abstract

一个旁路控制部分(6)可以在电池电压(Vi)高于提供给外接负载(L)的输出电压(Vo)的周期中保持旁路开关(5)处于ON状态。一旦输出电压(Vo)下降至所需电压(ET)时，变换器控制部分(4)就立即启动开关控制，以及升压斩波器(3)迅速启动升压操作。从升压斩波器(3)的升压操作启动开始，直至电池电压(Vi)与输出电压(Vo)相等时，旁路控制部分(6)保持旁路开关(5)处于ON状态。

Description

直流电源和配备电源的电池供电电子装置

技术领域

本发明涉及一种直流电源，例如，安装在电池供电的电子装置中的直流电源，尤其涉及包括与DC-DC变换器并联连接的旁路开关的直流电源。

背景技术

直流电源都配置一个DC-DC变换器，从而将电池电压或者商用AC电源所应用的基本直流电压通过整流器变换成预定的直流电压，并随后将它提供给包括其它电源变换器或电源系统的外接负载。特别是，直流电源可安装在配置了由半导体器件所构成的电子电路的装置中，即，电子装置，以及给电子装置提供具有稳定性的恒定直流电压。

对于电池供电的电子装置，尤其是，移动信息装置，例如，手机、笔记本PC、PDA、便携式音频播放器，都希望尽可能多地从内嵌电池中获取电源，即，改善电池容量的使用效率，因为它可以延长电子装置的工作时间。例如，在电池供电电子装置中所安装的直流电源中，DC-DC变换器包括一个升压斩波器，并通过它的升压操作来改善电池容量的使用效率，正如以下所讨论。这里，升压操作是指保持电压变换比率大于1(输出电压与输入电压之比率)的操作，也就是说，使得输出给外接负载的电压大于输入电压。因此，大于1的电压变换比率称之为升压比率。

在电池放电的最初到中间阶段的时间周期中，电池电压从初始电压以相对较低的速率下降。在这个阶段中，通过适当地选择内嵌电池的类型和单体数量，电池电压保持大于电池供电电子设备中的允许的工作电压下限。在这一周期中，直流电源保持升压斩波器处于不工作的状态，并且例如，从电池向外接负载(即，在电子装置中的其他器件)提供DC功率，而基本上没有变换。因此，电子装置的工作电压要大于它允许的电压下限。

电池电压在电池放电的最后阶段以相对较快地速率下降。直流电源将它所需的电压可以设置在，例如，一个大于电子装置的工作电压下限的一定裕量的电平上。当电池电压基本上低于所需电压时，直流电源就启动升压斩波器。因此，直流电源将电池电压的输出电压升高到所需电压，并供给电子装置。从而，直流电源保持输出电压可以所需电压提供给电子装置，直到电池到达了接近完全放电状态的时刻。所以，电子装置能利用大部分的电池容量作为它的功率。

下面是一个如上述描述的，安装在由电池供电的电子装置的直流电源的常规实例。可见，如公布的日本专利号为H05-137267的专利。图19是常规直流电源100的电路图。直流电源100的输入端101A和101B分别与电池B的正负极相连。直流电源100的输出端102A和102B分别和外接负载L(即，电子装置中的其它器件)的高端和低端相连。因此，直流电源100将电池B的输入电压(或电池电压)Vi转换成提供外接负载L的输出电压Vo。

直流电源100包含了一个升压斩波器103，一个变换器控制部分104，一个旁路开关105，一个旁路控制部分106和一个输入电压检测部分107。升压斩波器103通过切换斩波器开关103S来实现升压操作。变换器控制部分104检测输出端102A和102B之间的电压Vo，并将它与要输给外接负载L的所需电压相比较。这里，所需电压ET可以设置成，例如，大于外接负载L工作电压下限的一定裕量。变换器控制部分104可以基于输出电压Vo和所需电压ET之间的差异采用脉冲宽度调制(PWM)方式来控制斩波器开关103S的开关。

旁路开关105连接在直流电源100的高端输入端101A和高端输出端102A之间，与升压斩波器103相并联。当旁路开关105处于ON状态，从高端输入端101A通过旁路开关105到高端输出端102A的路径就起到了作为包括串联连接的电感器103L和二极管103D的升压斩波器103内部路径的旁路作用。旁路控制部分106控制旁路开关105的开关，且特别地，保持开关105分别在升压斩波器103不工作或工作时处于导通或断开的状态，正如以下将提到的。

输入电压检测部分107检测输入端101A及101B之间的电压，即，电池电压Vi，并将所检测到的数值与预先设定的阈值Ei相比较，Ei在下文中称之为起始输入电压。这里，电压降，在下文中称之为不工作的电压降，该电压降是在旁路开关105导通周期中，即，是在升压斩波器103不工作时中，是在高端输入端101A和高端输出端102A之间所产生的。起始输入电压Ei可设置成比变换器控制部分104所需的电压ET高出不工作电压降的上限：Ei＞ET。

直流电源100的输入电压(电池电压)Vi和直流电源100的输出电压在电池B的放电过程中会发生变化，如图20A和20B所示。图中，虚线和实线分别显示了在电池电压Vi随时间的变化，即，电池B的放电曲线和输出电压Vo随时间的变化曲线。图20B是在图20A所示的点Ss(一个在电池电压Vi和起始输入电压Ei之间的一致点)附近的放大图。

电池B的放电曲线在电池B早期到中间的放电阶段中是相对较为平坦的。在这个平稳阶段上，电池电压Vi大于起始输入电压Ei。输入电压检测部分107将电池电压Vi大于起始输入电压Ei的信息反馈给变换器控制部分104和旁路控制部分106。变换器控制部分104之后保持其不工作状态，且保持升压开关103S处于OFF状态。另一方面，旁路控制部分106保持旁路开关105处于ON状态。因此，在电池电压Vi保持大于起始输入电压Ei的周期中，即，如图20A和图20B所示的区域I内，升压斩波器103停止工作，且输出电压Vo保持比电池电压Vi低一个不工作电压降Von。因此，输出电压Vo保持大于所需电压ET。

在升压斩波器103不工作的周期中，即，如图20A和图20B所示的区域I内，随着不工作的电压降Von下降而减少导通损耗。在上述直流电源100的升压斩波器处于不工作状态时，旁路开关105处于ON状态。那么，高端输入端101A与高端输出端102A之间的电流可分成两条分支：分支之一是流经升压斩波器103内的串联连接的电感器103L和二极管103D，另一分支流经旁路开关105。因此，旁路开关105的导通可以减少高端输入端101A和高端输出端102A之间的电阻。从而，直流电源100可以抑止不工作的电压降Von。所以，在升压斩波器103不工作时间周期中的直流电源100的导通损耗可减小至低于不具有旁路的直流电源的导通损耗。因而，可以保持高的电池容量的使用效率。

电池电压Vi在电池B放电的最后阶段突然下降。输入电压检测部分107检测起始输入电压Ei与电池电压Vi之间的电压降。见图20A和图20B所示的点Ss。那么，该部分会将这一检测结果馈到变换器控制部分104和旁路控制部分106。这时，变换器控制部分104启动PWN的控制。与此同时，旁路控制部分106使旁路开关105断开。因此，在TS时刻之后，当电池电压Vi达到起始输入电压Ei时，升压斩波器开始工作，将输出电压Vo升高至大于电池电压Vi，并在当电源电压Vi下降到低于开始电压Ei周期中，即，如图20A和20B中所示的区域II，使它与所需电压基本相等。从而，直流电源100可以将输出电压Vo保持在所需电压ET上，直至电池B达到了它的完全放电状态。所以，可以为外接负载L提供电池B的大部分容量作为它的功率。

锂离子可充电电池已广泛运用于电池供电的电子设备，特别是，如移动通信设备。锂离子可充电电池具有优于其它充电电池的优点，特别是，在高能量密度的锂离子电池。近来，开发了新型锂离子可充电电池。见，如日本专利号为2003-47238或EP1381135的专利。新型锂离子可充电电池采用了新的电子材料。从而，进一步提高了能量密度。

如图21，实线显示了新型锂离子可充电电池的放电曲线(下文中称之为新型电池)，虚线显示了当前的锂离子可充电电池的放电曲线(下文称之为当前电池)。新型电池的放电周期比当前电池的放电周期要长。换句话说，新型电池的放电容量要比当前电池的放电容量大。另一方面，与当前电池相比较，新型电池的放电终止电压更低且放电曲线具有更大的斜率。见图21所示的放电终止点E和E0及放电曲线PL和PL0。

考虑到能量密度的改善，在移动通信设备上采用新型电池更为理想。然而，采用新型电池需要在电路设计上适应这一低电压。特别是，使用电池电压作为工作电压的电路，其电路设计一定要改进，以便于电路能够在较低的电压下工作。通常，这样的电路改进并不容易。当移动通信设备具有采用无线电波的通信功能时，例如，手机，移动信息设备就包括无线发送部分。在无线发送部分中所包括的功率放大器部分通常使用电池电压作为其工作电压，并放大所要发送的信号。由于功率放大器部分应该提供固定的功率，因此通过采用新型电池，当整个电池电压的变化范围下降时，它的输入电流就会增加。因此，信号放大的效率也下降了。由于它阻碍了电池使用时间的延长，所以这样的效率的下降是不理想的。因此，新型电池的采用需要提升功率放大器部分在较低电压下的工作效率。改进功率放大器部分以便于满足这类需求是十分困难的。

当电池供电电子设备的工作电压保持在常规要求时，当前电池的电池电压Vi在放电的最后阶段之前不能下降到上述所需电压以下(例如，一个大于工作电压的允许下限的预定裕量ET的数值)。见图21中虚线PL0与所需电压ET之间的交叉点Ss0。另一方面，新型电池的电池电压Vi会在最后放电阶段之前(即，放电中间阶段)就下降到所需电压Vi之下。见图21中实线PL和所需电压ET之间的交叉点Ss。因此，上述直流电源100是有效的，特别是在使用了新型电池时。

上述常规的直流电源同时启动变换器控制部分和旁路开关的导通，正如以上所讨论的。然而，变换器控制部分通常可以在一个基本大于0的时间(下文称之为起始时间)周期后启动它的开关控制。该变换器控制部分的起始时间包含：例如：变换器控制部分的初始时间，即，用于提供参考电压的内部电源的激励时间，以及锁存电路的初始时间。因此，在上述常规的直流电源中，变换器控制部分控制开关的启动，即，由升压斩波器所执行的升压操作的实际启动比旁路开关的断开要滞后上述起始时间。

如图19所示，在常规的直流电源100中，升压斩波器的实际升压过程滞后于旁路开关的断开会带来以下的问题。在图20B的区域I内，即，电池电压Vi等于起始输入电压Ei的时刻Ts之前，电池电压Vi(如虚线所示)比输出电压Vo(如实线所示)高出不工作电压降Von。旁路开关105断开，且变换器控制部分104在电池电压Vi等于起始输入电压Ei的Ts时启动。见图20B所示点Ss。然而，输出电压Vo开始处于与所需电压ET相等的时间Tf滞后时间Ts的延迟时间为ΔT。见图20B所示点Sf。这里，延迟时间ΔT是变换器控制部分104的启动时间和输出电压Vo在开始时刻突然下降到由升压斩波器103升压返回到所需电压ET的时间(下文称之为恢复时间)之和。在从Ts到Tf(Tf＝Ts+ΔT)的时间周期内，输出电压Vo从所需电压ET突然和瞬时地下降并产生了一个负脉冲Us。这个输出电压中的额外负脉冲Us会立刻中断电子设备，即，外接负载。

因此，在常规直流电源100的可靠性上进一步的改进需要抑制产生额外的负脉冲Us。例如，显著增加滤波电容器103C的容量就可以显著地减小负脉冲。然而，增加滤波电容器103C的容量会使整个直流电源100的体积增加。由于电源部分的体积增加会妨碍电子设备体积减小的改善，特别是，诸如移动信息装置的体积减小的改善，因此电源部分的体积增加是不理想的。

在升压斩波器103不工作周期中，即，旁路开关105的ON周期中，电池电压Vi大于输出电压Vo。反之，在升压斩波器103工作周期中，即，旁路开关103的OFF周期中，电池电压Vi一般都低于输出电压Vo。因此，旁路可以包括一个二极管来代替旁路开关105。这时，由于不需要旁路控制部分，所以整个电路的体积可以减小。然而，一般来说，二极管两端的正向电压降大于在开关器件两端的ON状态的电压。换句话说，二极管的导通损耗会大于开关元件的导通损耗。因此，用二极管来代替旁路开关105在转换的效率上是有缺点的。

发明内容

本发明的一个目的是提供一种直流电源，它能够抑止在旁路开关断开时所产生的额外的负脉冲，且具有较小的电路尺寸和较低的导通损耗，从而可以获得高的可靠性。

根据本发明的直流电源包括：

一个DC-DC的变换器，通过它的开关操作，可以将外部直流电源所提供的输入电压变换成等于或大于输入电压的输出电压，且将输出电压提供给外接负载；

一个变换器控制部分，它将DC-DC变换器的输出电压与所需电压比较，并基于它们的差异，控制DC-DC变换器的开关操作；

一个在DC-DC变换器输入端和输出端之间短路连接的旁路开关；和，

一个旁路控制部分，在DC-DC变换器不工作的状态下，它保持旁路开关处于ON状态，且在DC-DC变换器开关操作的起始阶段，从开始之后在预定时间内保持旁路开关处于ON状态。

上述根据本发明的直流电源较佳的是安装在电池供电的电子设备内。换句话说，上述外部直流电源较佳的是电池，或作为选择，可以是由AC电源所输入的AC功率整流而成的有效直流电源。另一方面，上述外接负载较佳的是在配置直流电源的电池供电电子装置中的其它部分。作为选择，负载也可以是其它电源系统，反相器或变换器。

所需电压可设置为，例如，等于不工作的输出下限(DC-DC变换器在不工作状态下所允许的输出电压下限)或工作的输出下限(DC-DC变换器在工作状态下所允许的输出电压的下限)，无论那一个输出下限都会高一点。不工作的输出下限可设置为，例如，比外接负载工作电压所允许的下限高出一个预定的裕量(下文称之为不工作输出裕量)。不工作输出裕量取决于在变换器控制部分的起始时间周期中输入电压的下降量和防止由于外接负载电流可预测的突然上升(例如，由于笔记本PC打开一个应用程序)所引起的输出电压下降的裕量之和。变换器控制部分的起始时间是指变换器控制部分从启动状态变换到准备开关控制操作状态所需的时间。变换器控制部分的起始时间主要是指变换器实现初始化所需要的时间。初始化包括，例如，激励用于参考电压的内部电源，以及锁存电路的初始化。工作电压的输出下限可设置为，例如，比外接负载的工作电压所允许的下限高出一个预定的裕量(下文称之为工作输出裕量)。工作输出裕量取决于在DC-DC变换器工作周期中工作电压所包括的波动电压和防止由于外接负载中的可预见电流突然上升而造成的输出电压下降的裕量之和。

上述根据本发明的直流电源包括：一个DC-DC变换器和一个旁路开关。当输入电压显著大于所需电压时，变换器控制部分保持DC-DC变换器处于不工作的条件下。旁路控制部分随后保持旁路处于ON状态。因此，可保持输出电压比输入电压低于在在DC-DC变换器与旁路开关并联连接两端的电压降。相反，当输入电压低于所需电压时，变换器控制部分使得DC-DC变换器工作。旁路控制部分保持旁路开关处于OFF状态。由于DC-DC变换器的升压工作，使得输出电压上升以大于输入电压，且使之与所需电压基本相等。那么，上述直流电源可以保持输出电压在输入电压变化很大的情况下，至少能够基本等于所需电压；例如，当电池电压在放电的最后阶段下降或当由整流器送出的直流电压产生脉动时。特别当外部电源是电池时，上述直流电源可以保持输出电压基本与所需电压相等，直到电池接近完全放电状态的时刻。从而改善了电池容量的利用效率。

在配置了上述根据本发明的直流电源的电池供电电子装置中，较佳的是，在电池放电的中间阶段中，电池电压就会下降至上述所需电压之下。特别是，新型锂离子可充电电池的能量密度大于当前的锂离子可充电电池，因此它具有相对低的放电终止电压和相对更倾斜的放电曲线。那么，上述根据本发明的直流电源可以可靠地保持输出电压至少等于所需电压。因此，在电池容量的使用效率方面上，上述根据本发明的直流电源具有有优点，特别是使用新型的锂离子可充电电池。

配置上述根据本发明直流电源的电子设备较佳地包括：通过无线电波发送信号地无线发送部分。换句话说，电池供电的电子设备，例如，手机，应该具有无线通信的功能。无线发送部分更佳地包括一个功率放大器部分，用于利用DC-DC变换器的输出电压来放大所要发送的信号。通常地，在功率放大器部分中，工作电压的分级下降是十分困难的，且因而它的所需电压也就相当高。因此，电池电压会在电池放电中间阶段下降到低于所需电压。那么，根据本发明的直流电源可以可靠地保持输出电压至少等于所需电压。因此，上述根据本发明的直流电源在电池容量的使用效率方面具有优点，特别是对于具有无线通讯功能的电池供电的电子装置。

上述根据本发明的直流电源，旁路控制部分在DC-DC变换器不工作周期中保持

旁路开关处于ON状态。那么，电流就在上述直流电源的输入和输出端之间分成为两个分支。一个分支是流经DC-DC变换器，另一分支是流经旁路开关。因此，旁路开关的导通减少了上述直流电源的输入和输出端之间的电阻。从而，上述直流电源减小了在DC-DC变换器不工作的周期中在输入和输出端之间的电压降(不工作电压)。从而，可以抑止在DC-DC变换器不工作周期中的导通损耗。特别是，当外部直流电源是电池时，可改善电池容量的使用效率。

旁路控制部分进一步地保持旁路开关处于ON状态且从DC-DC变换器的开关操作开始持续预定时间，随后使得在上述根据本发明的直流电源中的旁路开关断开，这与常规的直流电源有着明显的对照。预定时间可以设置成，至少能够等于变换器控制部分的启动时间。较佳的是，由于DC-DC变换器的升压工作使得输出电压上升，且直到输出电压等于输入电压的时刻，旁路控制部分保持旁路开关处于ON状态。因此，当DC-DC变换器开始开关操作时，输入和输出电压之间的差异可抑制在等于或低于不工作电压降。特别是，在输出电压上不会产生额外的负脉冲。从而，上述根据本发明的直流电源在输出电压的稳定性上有很高的可靠性。特别是，当外接负载是电子设备，电子设备可以避免由于工作电压突然下降而造成突然中断。较佳的是，在流经旁路开关的电流(下文称之为旁路电流)基本为零的条件下，旁路控制部分使得旁路开关断开。所以就不会产生开关损耗。上述根据本发明的直流电源抑制了它的功率损耗。所以，当外部直流电源特别是电池时，改善了电池容量的使用效率。

以下两种模式特别适用于作为进一步保持旁路开关处于ON状态且持续从DC-DC变换器启动开关操作开始之后的预定时间周期。在第一种模式中，基于DC-DC变换器由于升压操作所引起的输入和输出之间的状态变化来确定旁路开关的导通/断开。在第二种模式中，旁路控制部分将变换器控制部分的启动信号延迟预定的延迟时间，并将它作为旁路开关的断开信号发送。

在第一种模式中，旁路控制部分：

比较DC-DC变换器的输入和输出端的电压，

当输入电压大于输出电压时，使旁路开关导通。

当输入电压低于输出电压时，使旁路开关断开。

较佳的是，旁路控制部分包含了一个比较器。比较器根据DC-DC变换器的输入和输出电压之间的相对电平产生一个逻辑电平。此外，它的高、低电平发送给旁路开关分别作为导通和断开信号，反之亦然。在第一种模式中，从DC-DC变换器启动开关操作直至输入电压基本等于输出电压瞬间，旁路开关保持在ON状态。因此，在这一周期中，输入和输出之间的电压差可以抑制为相等或低于不工作电压降。特别是，输出电压不会产生额外的负脉冲。此外，由于在旁路电流基本等于零的状况下旁路开关断开，故没有开关的导通损耗。

上述旁路控制部分比较DC-DC变换器的输入和输出电压之间的电压，决定旁路开关的导通和断开。此外，旁路控制部分可以检测旁路电流，并根据它的大小或方向，决定旁路开关的导通或断开。较佳的是，在DC-DC变换器启动开关操作后，旁路控制部分在旁路电流基本下降至零的瞬间使得旁路开关断开。旁路控制部分可以在旁路电流方向反转的瞬间控制旁路开关断开。旁路控制部分可以进一步检测DC-DC变换器的输出电流和外接负载的输出电流(下文称之为负载电流)，并在检测值的基础上，决定旁路开关的导通和断开。例如，旁路控制部分可以在负载电流近似等于DC-DC变换器输出电流的瞬间使得旁路开关断开。

在第二种模式中，

上述的直流电源包含了一个基于输入和输出电压中的一个或两个电压将预定启动信号发送给变换器控制部分的起始控制部分。

在不工作状态中的变换器控制部分一旦接受到启动信号就启动；并且，

旁路控制部分包括：

(a)一个信号延迟部分，用于保持启动信号从接受到的瞬间持续一个预定延迟时间。

(b)一个开关启动部分，保持旁路开关处于ON状态，直至从信号延迟部分接受启动信号，并在接受到启动信号的瞬间使旁路开关断开。

这里，延迟时间最短可以设定为基本等于变换器控制部分的启动时间，较佳的是，基本等于从变换器控制部分启动直至输入和输出电压之间相一致的瞬间为周期所评估的常量。

在第二种模式中，信号延迟部分从启动信号发生时按上述的延迟时间延迟发送到开关启动部分的启动信号。因此，旁路开关进一步保持ON状态，且最短地持续在变换器控制部分启动之后的变换器控制部分启动时间。因此，在最短的变换器控制部分启动时间，输入和输出之间的电压差等于或低于不工作电压降。特别是，在输出电压上没有产生额外的负脉冲。此外，旁路开关的断开时刻基本紧接在上述所需的延迟时间设定时的输入和输出电压之间相一致的时刻。因此，由于旁路开关在旁路电流足够小的条件下断开的，所以开关的损耗得以抑制。这里，旁路控制部分监测在接受到启动信号之后的旁路电流，并基于电流的大小来调整延迟时间。根据调整，当旁路电流基本下降到零的瞬间，使旁路开关断开。因此，在旁路开关断开状态下的开关损耗得以降低。

在第二种模式中，此外：

起始控制部分可以根据DC-DC变换器的输入电压发送一个预定的停止信号给变换器控制部分；

在工作状态中的变换器控制部分一旦接受到停止信号就停止；以及，

在旁路控制部分中，

(a)信号延迟部分可以保持停止信号且从接受瞬间持续一个预定的延迟时间。

(b)开关驱动部分，保持旁路开关处于OFF状态，直至接受到从信号延迟部分发出的停止信号，并在接受到停止信号后使旁路开关导通。这里，延迟时间基本等于启动信号的延迟时间。当外部电源为电池时，如，它的反复的充电放电造成了输入电压的反复地下降和上升。当输入电压在DC-DC变换器的升压工作中上升时，如，所需电压和输入电压的比值达到一预定的范围时，启动控制部分就发送停止信号，之后，变换器控制部分和DC-DC变换器停止。另一方面，由于停止信号的延迟，即使在DC-DC变换器停止之后，旁路控制部分仍可以进一步地在上述延迟时间内保持旁路处于OFF状态。因此，当输入和输出电压之间的差异完全减少且旁路电流完全下降时，旁路开关导通。所以，在旁路开关导通状态下，减小了开关损耗。

上述根据本发明的直流电源包括一个输入电压检测部分，用于比较输入电压与起始输入电压：

变换器控制部分可以基于输入电压检测部分的输出进行：

(a)输入电压大于起始输入电压的周期中，保持DC-DC变换器处于不工作状态，和，

(b)在检测到输入电压下降至起始输入电压的时，使得DC-DC变换器启动开关操作。这里，起始输入电压可设置成在变换器控制部分启动时的输入电压。根据这一结构，变换器控制部分可以在输入电压大于起始输入电压的时间周期中保持它的停止条件。从而，可以减小在这一周期中的变换器控制部分的功率消耗。

例如，起始输入电压可以设置成，至少等于所需电压和电压降上限(或者不工作电压降的允许上限)之和。这里，电压降上限取决于在旁路开关的ON周期中的直流电源两端的电阻和负载电流的允许上限的乘积。所需电压等于或大于不工作输出下限。因此，起始输入电压等于或大于不工作输出下限和电压降上限之和。因此，当输入电压下降至起始输入电压时，输出电压等于或大于不工作输出下限。于是，输出电压保持比在变换器控制部分启动时间周期中的外接负载工作电压的允许下限高得多。

起始输入电压可以另外设置成，至少等于不工作输出下限和电压降上限之和。这时，起始输入电压可以小于所需电压。DC-DC变换器一般可以包括一个具有升压比率大于1的下限的DC-DC变换器。此后，最低的升压比率是指升压比率的下限。在上述根据本发明的直流电源中，所需电压可设置成，当DC-DC变换器所具有的最低升压比率大于1时，至少等于最低升压比率乘以与起始输入电压一样高的电压或工作输出下限中的一个高电压，无论哪一个是较高的。在这种情况下，所需电压与输入电压的比率大于在变换器控制部分启动时的最低升压比率。因此，变换器控制部分可以稳定地控制DC-DC变换器，使得它的输出电压不会大大地超过所需电压。其结果是，DC-DC变换器可稳定地工作。

上述根据本发明的直流电源可以进一步包括：

一个输入电压检测部分，用于比较输入电压和停止输入电压；

一个输出电压检测部分，用于比较输出电压和起始输出电压；以及，

一个起始控制部分，

基于输出电压检测部分的输出，

(a)在输出电压大于起始输出电压的周期中，保持变换器控制部分处于不工作状态，和，

(b)在检测到输出电压下降至起始输出电压时，启动变换器控制部分，和

基于输入电压检测部分的输出，

(c)在输入电压低于停止输入电压的周期中，保持变换器控制部分处于工作状态，和，

(d)在检测到输入电压上升至停止输入电压时，停止变换器控制部分。

这里，起始输出电压可设置成在变换器控制部分启动时的输出电压。停止输入电压可设置成在停止处于工作条件的变换器控制部分时的输入电压。

例如，起始输出电压设置成，至少等于不工作输出下限。这时，起始输出电压可以低于所需电压。特别是，当DC-DC变换器具有大于1的最小升压比率时，所需电压设置成，至少等于DC-DC变换器的最小升压比率与起始输出电压和电压降上限或者工作输出下限(无论那一个是高的)之和相乘。在变换器控制部分的起始时，输出电压基本上等于起始输出电压，并且输入电压等于或小于输出电压和电压降上限之和。因此，所需电压和输入电压的比例等于或大于最小升压比。因此，变换器控制部分可以稳定地控制DC-DC变换器，使得输出电压基本上不会超过所需电压。其结果是，DC-DC变换器可以稳定工作。

例如，停止输入电压可设置成，至少等于起始输出电压和电压降上限之和。此外，当DC-DC变换器具有大于1的最低升压比率时，停止输入电压设置成，等于或小于采用最低升压比率分压的所需电压。换句话说，所需电压与停止输入电压的比率等于或大于最低升压比率。例如，当外接电源是电池时，输入电压会由于充电和放电的反复而交替地下降和上升。在DC-DC变换器的升压工作的过程中，输入电压时上升，则输出电压与输入电压的比率就会下降，因为输出电压基本保持等于所需电压。当输入电压等于停止输入电压时，变换器控制部分就停止，并随后DC-DC变换器停止。这时，输出电压和输入电压的比率等于或大于最低升压比率。于是，DC-DC变换器可以在输入电压上升时稳定地停止。

在DC-DC变换器停止之后，输出电压从所需电压下降，并等于输入电压。这时，旁路控制部分使得旁路开关导通。从而，输出电压保持在比输入电压低一个不工作电压降的电平上。这里，输出电压保持等于或大于起始输出电压，因为输入电压等于或大于停止输入电压。于是，当输入电压重复交替下降或上升时，输出电压充分保持着大于外接负载工作电压的允许下限。在上述根据本发明的直流电源中，基于输入和输出电压检测部分的输出，起始控制部分可以：

(a)在输入电压大于停止输入电压和输出电压大于起始输出电压的周期中，保持变换器控制部分处于不工作状态，和

(b)在输入电压下降至低于停止输入电压和检测到输出电压下降至起始输出电压时，启动变换器控制部分。

例如，当通过连接充满电荷的电池为上述直流电源提供功率时，输入电压高于停止输入电压，并且输出电压低于起始输出电压。上述起始控制部分不仅可基于输出电压还可基于输入电压来精确地判断变换器控制部分的启动。特别是，当输入电压低于停止输入电压和输出电压低于起始输出电压时，可以启动变换器控制部分。从而可以避免在上电时的DC-DC变换器的误操作，并因此，防止过高的输出电压的产生。

在上述根据本发明的直流电源中，

除了具有将输入电压变换成等于或大于输入电压的输出电压的升压操作的能力之外，DC-DC变换器还可以具有将输入电压变换成等于或低于输入电压的输出电压的补偿操作的能力。

变换器控制部分，基于在输出电压和所需电压之间的差异，可以使得DC-DC变换器进行补偿和升压操作中的一种操作，并保持DC-DC变换器处于不工作的状态，以及，

在启动DC-DC变换器的升压操作时，旁路控制部分可以进一步保持旁路开关处于ON状态且从启动瞬间开始持续一个预定的时间。

在这种结构中，所需电压设置成，例如，至少等于DC-DC变换器在补偿操作中的输出下限或者升压操作中的输出下限，无论那一个是高的。工作输出下限设置成，例如，比外接负载工作电压的允许下限高出补偿和升压操作各自的工作输出裕量。工作输出裕量取决于在工作周期中输出电压中所包括的波动电压和防止由外接负载电流的可预测突然增加所引起的输出电压下降的裕量之和。

当输入电压高于所需电压时，变换器控制部分使得DC-DC变换器进行补偿操作。旁路控制部分随后保持旁路开关处于OFF状态。输出电压由于DC-DC变换器的补偿操作而下降，并保持基本等于所需电压。反之，当输入电压低于所需电压时，变换器控制部分使得DC-DC变换器进行升压操作。旁路控制部分随后保持旁路开关处于OFF状态。由于DC-DC变换器的升压操作，输出电压上升，并保持基本等于所需电压。于是，当输入电压发生很大变化时，上述根据本发明的直流电源能够在输入电压的整个变换周期中保持输出电压基本等于所需电压。特别是在外接电源是电池时，输出电压保持在电池的整个放电周期中基本等于所需电压。其结果是，进一步改善了电池容量的使用效率。

当输入电压在所需电压的附近波动时，变换器控制部分保持DC-DC变换器处于不工作状态。旁路控制部分随后保持旁路开关处于ON状态。从而，输出电压保持比输入电压低于不工作电压降。此外，在DC-DC变换器的不工作周期中，电流可以在直流电源的输入和输出之间分成为两个分支，并且一个分支流过DC-DC变换器，另一个分支流过旁路开关。因此，直流电源的输入和输出之间的电阻会因为旁路开关的导通而减小。于是，上述根据本发明的直流电源抑止了不工作电压降。其结果是，抑止了在不工作周期中的DC-DC变换器的导通损耗。特别是当外接电源是电池时，改善了电池容量的使用效率。

旁路开关保持处于ON状态，特别是在DC-DC变换器的升压操作的起始时。从而，在输入和输出电压之间的差异保持等于或小于在DC-DC变换器不工作周期中的不工作电压降。特别是，在输出电压中不会产生额外的负脉冲。此外，由于旁路开关在旁路电流基本等于零的条件下是断开的，所以就不会产生开关损耗。于是，上述根据本发明的直流电源具有稳定输出电压的高可靠性。

任何根据本发明的直流电源较佳地都包括一个同步整流器部分，用于在DC-DC变换器工作周期中以开关操作的同步方式进行整流，并在DC-DC变换器的不工作周期中保持处于ON状态。特别是在DC-DC变换器除了升压操作之外还能够进行补偿操作时，同步整流器部分在DC-DC变换器的升压操作的周期中采用与开关操作相同步的方式进行整流，并在DC-DC变换器的不工作周期中保持ON状态。一般来说，同步整流器部分所产生的导通损耗小于二极管所产生的损耗。因此，DC-DC变换器可以在该直流电源中产生低的导通损耗。

上述根据本发明的直流电源较佳地包括一个升压斩波器，或者具有一个电感器的升压变换器，作为DC-DC变换器。此外，直流电源可以包括具有一个电感器的补偿/升压变换器，作为具有补偿操作能力的DC-DC变换器。另外，DC-DC变换器可以是，例如，Cuk、Zeta或Sepic变换器之类的补偿/升压变换器。DC-DC变换器可以进一步采用一种具有一个电容器和一个开关的电荷泵。

上述根据本发明的直流电源，进一步较佳地包括一个停止开关。该停止开关，在外接负载的导通和断开的条件下，可中断来自外接直流电源的输入电流或者提供给外接负载的输出电流。特别是，在DC-DC变换器包括一个并联连接着外接负载的输出滤波电容器并且接近于DC-DC变换器和旁路开关之间的外接负载的节点设置在比输出滤波电容器更加接近于外接直流电源，停止开关较佳地连接在该节点和输出滤波电容器之间。另外，停止开关可以连接在比接近在DC-DC变换器和旁路开关之间的外接直流电源的节点更加接近于外接直流电源的节点上。例如，当外接负载向悬浮状态移动时，外接负载使停止开关断开。从而，DC-DC变换器的输出电流和旁路电流都中断，并且换句话说，负载电流被切断。于是，外接负载切断来自直流电源的功率。其结果是，就没有功率提供给外接负载，并因此，抑止由外接负载所引起的功率消耗。特别是，在外接电源是电池时，就能够改善它的使用效率。

当上述根据本发明的直流电源包括上述停止开关时，旁路控制部分可以进一步检测DC-DC变换器的输出电流和停止开关的ON电压，并且基于这些检测数值，确定旁路开关的导通和断开状态。例如，旁路控制部分可以检测来自停止开关ON电压的负载电流，并可以在负载电流接近等于DC-DC变换器的输出电流的瞬间使得旁路开关断开。

正如以上所讨论的，旁路控制部分进一步保持旁路开关处于ON状态且从由根据本发明的直流电源中的DC-DC变换器启动开关操作的瞬间开始持续一个预定的时间，这不同于常规的直流电源。特别是，预定时间等效于变换器控制部分的启动时间和恢复到输出电压的所需电压的恢复时间之和。因此，在DC-DC变换器的开关操作的启动时，在输入和输出电压之间的差异可抑止到等于或小于不工作电压降。特别是，在输出电压上不会产生额外的负脉冲。于是，根据本发明的直流电源具有稳定输出电压的高可靠性。特别是，在外接负载是电子设备时，可以避免由于工作电压的突然下降所引起的电子设备的突然中断。

在后附权利要求中特别阐述本发明的新颖特征的同时，可以从以下结合附图的详细的描述中，更好的理解和意识到本发明，及其其它目的和特征，无论权利要求和结合附图的详细描述都是本发明的组织和内容。

附图的简要描述

图1是根据本发明实施例1的直流电源10的电路图；

图2是在根据本发明实施例1的直流电源10中的参考信号VR、误差信号VE和开关信号SG的波形图；

图3A图形显示在根据本发明实施例1的直流电源中的电池B在整个放电周期中电池电压Vi和输出电压Vo的瞬时变化；

图3B是图3A所示的点Ss附近的放大视图，在该点上，输出电压Vo等于所需电压ET；

图3C是在图3B所示的放电周期中参考信号VR和误差信号VE的波形图；

图4是根据本发明实施例2的直流电源20的电路图；

图5图形显示在根据本发明实施例2的直流电源20中的电池B在放电周期中电池电压Vi和输出电压Vo的瞬时变化，特别是，电池电压Vi和起始输入电压Ei的相等点Ss附近的放大视图；

图6是根据本发明实施例4的直流电源40的电路图；

图7图形显示在根据本发明实施例4的直流电源40中，在电池B的最后放电阶段和接着充电的最初阶段中电池电压Vi和输出电压Vo中的瞬时变化；

图8是根据本发明实施例5的直流电源50的电路图；

图9图形显示紧接在充满电荷条件下的电池与根据本发明实施例5的直流电源50之间连接之后电池电压Vi和输出电压Vo中的瞬时变化；

图10是根据本发明实施例6的直流电源60的电路图；

图11是在根据本发明实施例6的直流电源60中的参考信号VR、下降误差信号VE1、上升误差信号VE2、第一开关信号SG1和第二开关信号SG2的波形图；

图12是根据本发明实施例7的直流电源70的电路图；

图13图形显示在根据本发明实施例7的直流电源70中的电池B放电周期中电池电压Vi和输出电压Vo的瞬时变化，特别是，在电池电压Vi和起始输入电压Ei相等点Ss附近的放大视图；

图14是根据本发明实施例8的直流电源80的电路图；

图15图形显示了在根据本发明实施例8的直流电源80中，在电池B的最后放电阶段和接着充电的最初阶段中电池电压Vi和输出电压Vo中的瞬时变化；

图16是根据本发明实施例9的直流电源90的电路图；

图17是根据本发明实施例10的直流电源30的电路图；

图18是根据本发明实施例11的直流电源35的电路图；

图19是在电池供电电子装置中所包括的常规直流电源100的电路图；

图20A图形显示了在常规直流电源100中的电池B在整个放电周期中电池电压Vi和输出电压Vo的瞬时变化；

图20B是图20A所示的点Ss附近的放大视图，在该点上，输出电压Vo等于所需电压ET；和，

图21图形显示了新型和当前锂离子可充电电池的各自放电曲线。

应该意识到：部分或者全部视图都是用于说明目的的示意图，并不一定需要说明所示部件的实际尺寸或者位置。

具体实施方法

以下参考附图讨论本发明的最佳实施例。以下所讨论的根据本发明实施例的任何直流电源都可以安装在电池供电的电子设备中。这里，电池供电电子设备较佳的是一个移动信息装置，例如，手机、笔记本PC、PDA或者便携式音频播放器。移动信息装置较佳的是具有无线通讯的能力，并且它的无线发送器部分包括一个功率放大器部分。

实施例1

图1是根据本发明实施例1的直流电源10的电路图。直流电源10的输入端1A和1B分别连接着电池B的高端和低端。这里，电池B较佳的是可充电电池，并且较佳的是，锂离子可充电电池。直流电源10的高端输出端2A和低端输出端2B分别连接着外接负载L的高端和低端。这里，外接负载L是在电池供电电子设备中的其它电路，并且较佳的是，包括一个在无线发送部分中的功率放大器部分。

直流电源10将来自电池B的输入电压，即，电池电压Vi变换成施加至外接负载的输出电压Vo，并且保持输出电压Vo在等于或大于所需电压ET的电平上。这里，所需电压ET设置成比外接负载L的工作电压所允许的下限高得多，正如以下所讨论的。特别是，对上述功率放大器部分，所需电压ET定位在电池B的初始电压和放电终止电压之间的中间。在可充电电池的情况下，初始电压是在充满电荷条件下的电池电压并且等于充电终止电压。另一方面，电池电压Vi在电池B放电的最后阶段中下降，并随后输出电压Vo下降至低于所需电压ET。特别是，当电池B是高能量密度的锂离子可充电电池时，它的放电终止电压是低的且它的放电曲线是以大的角度倾斜的。因此，输出电压Vo在放电的中间阶段可以下降至低于所需电压ET。直流电源10随后采用正如以下所讨论的升压操作将输出电压Vo变化到高于电池电压Vi，从而保持输出电压Vo基本等于所需要的电压ET。

直流电源10包括一个升压斩波器3、一个变换器控制部分4、一个旁路开关5，以及一个旁路控制部分6。升压斩波器3包括一个电感器3L、一个二极管3D、一个输出滤波电容器3C，以及一个斩波器开关3S。电感器3L的两端分别连接着高端输入端1A和二极管3D的阳极。二极管3D的阴极连接着高端输出端2A。输出滤波电容器3C连接在高端输出端2A和低端输出端2B之间。

斩波器开关3S较佳的是N沟道MOSFET，其漏极连接着在电感器3L和二极管3D之间的节点，其源极连接着低端输入端1B和低端输出端2B两者，以及其栅极连接着变换器控制部分4。当栅极的逻辑电平分别是H和L电平时，斩波器开关3S处于ON和OFF状态。

升压斩波器3通过开关斩波器开关3S进行下列升压操作。这里，以下讨论是基于这一前提：施加至外接负载的输出电压Vo是足够高的，因为有十分充沛的电荷已经存储于输出滤波电容器3C。此外，旁路开关5保持着OFF状态。

当斩波器开关3S处于ON状态时，反向偏置电压(-Vo)施加在二极管3D两端，并随后，在二极管3D中流过的正向电流Id下降为零。另一方面，流过电感器3L的电流I3上升，且因此存储于电感器3L中的磁能增加，因为电池电压Vi激励着电感器3L。

当斩波器开关3S断开时，由于电感器3L的效应，在电感器3L和二极管3D之间节点P的电势突然上升，并随后，将正向电压施加在二极管3D的两端。因此，二极管3D导通，并且增加它的正向电流Id。其结果是，存储于电感器3L中的磁能在斩波器开关3S的ON时间周期中提供给输出滤波电容器3C，而在斩波器开关3S的OFF时间周期中提供给外接负载L。

基于电感器3L的复原条件，或者适用于在斩波器开关3S的ON时间周期中所存储于电感器3L中磁能和在斩波器开关3S的OFF时间周期中从电感器3L中所释放的磁能之间平衡的条件，电池和电压Vi和输出电压Vo满足下列条件：Vi×Ton＝(Vo-Vi)×(T-Ton)，此时，忽略了在斩波器开关3S的切换时间周期中电池电压Vi和输出电压Vo的波动。这里，T是开关周期，而Ton是每周期的ON时间。因此，升压斩波器3的电压变换比率Vo/Vi取决于斩波器开关3S的占空比r＝Ton/T∶Vo/Vi＝1/(1-r)。因为占空比r小于1，所以电压变换比率Vo/Vi大于1∶Vo/Vi＞1。于是，升压斩波器3通过切换斩波器开关3S保持电压变换比率大于1。

变换器控制部分4包括一个振荡器电路(OSC)4A、一个反馈电路4B以及一个PWM电路4C。OSC 4A连接着高端输入端1A，并且通过将电池电压Vi施加在直流电源10和电池B的连接端启动。在启动时，OSC 4A产生参考信号VR。参考信号VR较佳的是三角波且具有固定的周期，它基本上等于上述开关周期T和固定的幅值。

反馈电路4B包括一个电压分压器，或者串连连接的两个电阻器R1和R2，一个参考电压源4E，以及一个误差放大器4D。电位分压器通过分压比F0＝R2/(R1+R2)使得直流电源10的输出电压Vo降低。参考电压源4E的电压等于分压比F0乘以与所需要的电压ET一样高的电压，F0×ET。这里，所需要的电压可设置在不工作输出下限Ec或者工作输出下限Eo中两者中的最低电压，也就是说，分别在升压斩波器3的不工作或者工作周期中所允许的输出电压的下限，无论那一个是较高的：ET≥max(Ec，Eo)。误差放大器4D反相和放大分压器的输出电压F0×Vo与参考电压源4E的电压F0×ET的偏移F0×(Vo-ET)，并且将作为误差信号VE发送。换句话说，输出电压越低于所需要的电压ET，则误差信号VE的电平上升的越高。

例如，不工作输出下限Ec可设置成比外接负载L的工作电压所允许下限E1高出一个不工作输出裕量α∶Ec＝E1+α。不工作输出裕量α取决于在变换器控制部分4的启动时间周期中的电池电压下降量γ和防止由于在外接负载L中的电流可预测的快速增长(例如，笔记本PC打开应用程序所引起的迅速增加)所引起的输出电压Vo下降的裕量δ之和：α＝γ+δ。

例如，工作输出下限Eo可设置成比外接负载L的工作电压所允许下限E1高出一个工作输出裕量β∶Eo＝E1+β。工作输出裕量β取决于在升压斩波器3的工作周期中在输出电压中所包括的波纹电压ρ和抵御由于在外接负载L中的电流可预测的快速增长所引起的输出电压Vo下降的裕量δ的和：β＝ρ+δ。

PWM电路4C将开关信号SG发送至升压斩波器3的斩波器开关3S的栅极。开关信号SG是一个具有固定幅度的矩形电压脉冲。斩波器开关3S可以在开关信号SG的上升沿和下降沿分别断开和导通。特别是，开关信号SG的脉冲宽度确定了斩波器开关3S的ON时间。

PWM电路4C比较参考信号VR和误差信号VE之间的电平，并且在每次电平相等时，就变化开关信号SG的电平。因此，例如，开关信号SG可以保持在L电平上，且在参考信号VR电平超过误差信号VE电平的时间周期中斩波器开关3S保持在OFF状态。相反，开关信号SG保持在H电平上，且在参考信号VR电平下降至低于误差信号VE电平的时间周期中斩波器开关3S保持在ON状态。

正如图2所示，当误差信号VE电平超过参考信号VR电平的时间周期越长，则开关信号SG的脉冲宽度就越大，因此斩波器开关3S的ON时间Ton就越长。另一方面，参考信号VR的周期是恒定的，并因此斩波器开关3S的开关周期T，即，ON时间Ton和OFF时间Toff之和：T＝Ton+Toff，是恒定的。因此，当误差信号VE电平超过参考信号VR电平的时间周期越长，则斩波器开关3S的占空比r＝Ton/Toff就越高，且换句话说，升压斩波器3的升压比率Vo/Vi＝1/(1-r)就越大。

当输出电压Vo基本等于所需要的电压ET(VoET)时，则误差信号VE的电平就下降至参考信号VR的变化范围内，且特别是，大于参考信号VR的底部电平LB(例如，图2所示的直线)：VE＞LB。当输出电压Vo从所需电压ET稍微下降(Vo＜ET)时，则误差信号VE的电平就上升。这时，PWM电路4C增加开关信号SG的脉冲宽度。因此，输出电压Vo上升，并且返回到所需要的电压ET。相反，当输出电压Vo从所需要的电压ET稍微上升(Vo＞ET)时，在误差信号VE的电平就下降。这时，PWM电路4C就减小开关信号SG的脉冲宽度。从而，输出电压Vo下降，并且返回至所需要的电压ET。于是，PWM电路4C可以通过根据参考信号VR和误差VE调整开关信号SG的脉冲宽度来抑止升压斩波器3的输出电压Vo的波动，从而保持输出电压Vo可以基本等于所需要的电压ET。

旁路开关5与升压斩波器3并联连接，连接在直流电源10的高端输入端1A和高端输出端2A之间。旁路开关5较佳的是P沟道MOSFET，其漏极连接着高端输入端1A，其源极连接着高端输出端2A，以及其栅极连接着旁路控制部分6。当栅极的逻辑电平分别为H和L电平时，则旁路开关5断开和导通。通过旁路开关5从高端输入端1A到高端输出端2A的路径可起到在包括电感器3L和二极管3D的升压斩波器3的内部路径的旁路作用。旁路开关5的ON电阻较佳的是小于电感器3L和二极管3D串连连接的电阻。

旁路控制部分6包括一个比较器。该比较器检测在其反相和同相输入端之间的电位差异。当反相输入端的电位处于大于同相输入端的电位时，则比较器就保持其输出端为L电平。反之，当反相输入端处于低于同相输入端的电位时，则比较器就保持其输出端为H电平。旁路控制部分6的反相和同相输入端分别连接着高端输入端1A和高端输出端2A，并且输出端连接着旁路开关的栅极。从而，反相和同相输入端分别等于电池电压Vi和输出电压Vo。

旁路控制部分6基于电池电压Vi和输出电压Vo之间的差异来进行对旁路开关5的开-关控制，正如以下所讨论的。当电池电压Vi大于输出电压Vo(Vi＞Vo)时，旁路控制部分6保持其输出在L电平，从而保持旁路开关5处于ON状态。当电池电压Vi低于输出电压Vo(Vi＜Vo)时，旁路控制部分6保持其输出在H电平，从而保持旁路开关5处于OFF状态。

在升压斩波器3的不工作的时间周期中，当旁路开关5保持在ON状态中，即，斩波器开关3S保持在OFF状态的周期中，从电池B流向外接负载L的电流(下文中称之为负载电流)Io分成为在高端输入端1A和高端输出端2A之间的两个分支。一个分支I3流过串连连接的电感器3L和二极管3D，并随后，由串连连接的电阻产生电压降。另一分支(旁路电流)I5流过旁路开关5，并随后，由漏极和源极之间的旁路开关5的ON电阻产生电压降(下文中称之为ON电压)。由于串连连接的电感器3L和二极管3D所引起的电压降等于旁路开关5的ON电压。下文将该电压降称之为不工作电压降Von。假定R是旁路开关5的ON周期中在高端输入端1A和高端输出端2A之间的电阻。不工作电压降Von等于电阻R和负载电流Io的乘积：Von＝R×Io。于是，在升压斩波器3的不工作周期中，当旁路开关5保持在ON的状态，则输出电压Vo保持在比电池电压Vi低一个不工作电压降Von的电平上。

在通过连接在充满电荷条件下的电池B来开启电源时，例如，直流电源10可以使用以下所讨论的元件将电流从电池B传递到外接负载L。在电池B的放电过程中，电池电压Vi和直流电源10的输出电压Vo呈现出瞬时的变化，正如图3A和3B所显示的。这里，虚线和实线分别显示了电池电压Vi和输出电压Vo的瞬时变化。

在紧接着充满电荷条件下的电池B连接直流电源10之后，旁路控制部分6使得旁路开关5导通，因为电池电压Vi大于输出电压Vo。由于旁路开关5的导通旁路电流I5流动。这时，保持直流电源10的输出电压Vo(实线)比电池电压Vi(虚线)低一个不工作电压降Von，正如图3B所示。

在直流电源10和充满电荷的电池B连接之后的瞬间，电池电压Vi处于充满电荷条件下的电平上，或者初始电压。见图3A中所示的点A。这时，变换器控制部分4启动，并随后，OSC 4A开始发送参考信号VR。变换器控制部分4进一步执行与OSC 4A并联的初始处理过程。该初始处理包括，例如，用于提供参考电压的内电压源的启动，锁存电路的初始化，以及其它等等。变换器控制部分4在通过初始化处理开始进入开关控制的准备状态时改变它的状态。这里，变换器控制部分4的启动时间称之为状态转移所需要的时间。变换器控制部分4的通常启动时间一般都大于零，但是比在电池B放电的早中期阶段中的放电曲线的稳定水平的期间要短得多，即，比电池电压Vi以非常慢的速度下降的时间周期要短得多(图3A所示的区域I)。因此，一旦电池B开始放电，则变换器控制部分4就变换到开关控制所准备的状态。

一旦开始放电，则电池电压Vi就急剧下降，并随后，以非常慢的速度下降。见图3A所示的区域I。电池B的类型和单体数量是可以选择的，使得输出电压Vo可以保持着比在区域I中的所需电压高得多。因此，误差信号VE的电平低于在区域I中的参考信号VR的底部电平LB。见图3C。因此，PWM电路保持开关信号SG分别为零和L电平。从而，斩波器开关3S保持在OFF状态。于是，变换器控制部分4停留在区域I的开关控制的准备状态，并且升压斩波器3保持它的不工作状态。

在区域I中，输出电压Vo比电池电压Vi低一个不工作电压降Von。因此，旁路控制部分6保持旁路开关5处于ON状态。在旁路开关5的ON时间周期中，在高端输入端1A和高端输出端2A之间的负载电流Io分成为流过串联连接的电感器3L和二极管3D的电流I3和旁路电流I5。于是，由于旁路开关5的导通减小了在高端输入端1A和高端输出端2A之间的电阻，所以不工作电压降是低的。其结果是，直流电源10的导通损耗在区域I中是低的，并因此，可以保持高的电池的使用效率。

在电池B的放电的最后阶段中，电池电压Vi陡然下降。该陡然下降的电压降使得输出电压Vo陡然下降，并因此在时间Ts下降至所需电压ET。见图3A和3B所示点Ss。特别是，当电池B是高能量密度的锂离子可充电电池时，输出电压Vo是在放电的中间阶段下降至所需要的电压。这时，误差信号VE的电平就达到参考信号VR的底部电平LB。见图3C所示的点Ss。因此，PWM电路4C在开关信号SG电平切换的瞬间启动。从而，斩波器开关3S启动升压斩波器内部的开关工作。于是，升压斩波器3迅速启动它的升压工作。

在时间Ts，输出电压Vo比电池电压Vi低一个不工作电压降Von。即使在是时间Ts之后，旁路控制部分6也保持旁路开关5处于ON状态，直至输出电压Vo等于电池电压Vi的时间Tf。见图3B所示的点Sf。因此，输出电压Vo保持等于电池电压Vi或者超过比电池电压Vi一个不工作电压降Von的电平。

随着升压斩波器3在时间TS迅速启动的升压工作和旁路开关5从时间Ts直至时间Tf保持在ON状态，输出电压Vo在时间Ts以及在其之后基本保持着相等于所需的电压ET，而与电池电压Vi的进一步下降无关。特别是，从时间Ts直至时间Tf，在输出电压Vo中不会产生额外的负脉冲。于是，在时间Ts之后，直至电池B近似于完全放电装置的时刻，直流电源10能够保持输出电压Vo基本等于所需电压ET。见图3所示区域II。其结果是，几乎电池B的所有能量都能够提供给外接负载作为它的功率。特别是，具有无线通讯功能的电池供电电子设备采用高能量的锂离子可充电电池时，在放电的中间阶段，由于电池电压Vi的下降，输出电压Vo会下降至低于所需电压ET。特别是，在这种情况下，直流电源10具有改善电池容量的使用效率的优点。

在根据本发明实施例1的直流电源10中，变换器控制部分4通过连接电池B启动，且停留在开关控制所准备的状态中，正如以上所讨论的。当输出电压Vo下降至所需电压ET时，变换器控制部分4即时启动开关控制。因此，升压斩波器3迅速开始它的升压工作。另一方面，直至输出电压Vo等于电池电压Vi的时刻，旁路控制部分6保持旁路开关5处于ON状态。因此，在紧接着旁路开关5断开之后的时刻，在输出电压Vo中不会产生额外的负脉冲。此外，旁路开关5在旁路电流I5基本等于零的条件下断开，故没有开关损耗产生。于是，就可以防止由于它的工作电压突然下降至低于所允许的下限而引起的电子设备的突然意外。

在根据本发明实施例1的直流电源10中，旁路控制部分6可以根据在它的反相输入端的电势Vi和在它的同相输入端的电势Vo之间的差异Vi-Vo来确定旁路开关5的导通/断开的状态。另外，旁路控制部分6可以检测旁路电流I5，并且基于它的大小以及检测到的方向，确定旁路开关5的导通/断开状态。较佳的是，在升压斩波器的升压工作启动之后，旁路开关5可以在旁路电流基本下降至零的瞬间断开。旁路开关5可以在旁路电流的方向相反的瞬间断开。旁路控制部分6可以进一步检测升压斩波器3的输出电流和负载电流Io，并且基于所检测到的数值，确定旁路开关5的导通/断开状态。例如，旁路开关5可以在负载电流Io基本等于升压斩波器3的输出电流的时刻断开。

实施例2

图4是根据本发明实施例2的直流电源20的电路图。直流电源20包括类似于根据图1所示实施例1的直流电源10的部件。因此，在图4中，类似的部件都采用与图1所示标记符号相同的标记符号来标记。此外，类似部件的细节可以引用有关实施例1的描述。

根据本发明实施例2的直流电源20包括一个输入电压检测部分7，它不同于根据实施例1的直流电源10。输入电压检测部分7检测电池电压Vi。当电池电压Vi下降时，例如，从初始的电压(例如，图3A所示的点A)下降至预定的电平时，(下文称之为起始输入电压Ei)，输入电压检测部分7检测该下降，此外，在检测的同时将起始信号St发送至变换器控制部分4。从而，变换器控制部分4启动，并且OSC 4A启动发送参考信号VR。

输入电压检测部分7包括一个第二电势分压器，(串联连接两个电阻器R3和R4)，一个第二参考电压分压器7B，以及一个第二比较器7A。第二电压分压器使得电池电压Vi以第二分压比率F1＝R4/(R3+R4)下降。第二参考电压源7B的电压等于F1×Ei的电平，第二分压比率F1乘以与起始输入电压Ei一样高的电压。设置在最低的起始输入电压Ei等于所需电压ET和最大电压降Vonmax之和：Ei≥ET+Vonmax。这里，最大的电压降Vonmax取决于不工作电压降Von的上限，即，在旁路开关5的ON周期中高端输入端1A和高端输出端2A之间的电阻R乘以负载电流Io的允许上限Iomax∶Vonmax＝R×Iomax。

第二比较器7A比较第二电压分压器的输出电压F1×Vi与第二参考电源7B的电压F1×Ei，并且基于该电平比较，将逻辑电平作为起始信号St发送。更加具体的说，当第二电压分压器的输出电压F1×Vi大于第二参考电压源7B的电压F1×Ei时，第二比较器7A将它的输出保持在L电平上。相反，当第二电压分压器的输出电压F1×Vi低于第二参考电压源7B的电压F1×Ei时，第二比较器7A将它的输出保持在H电平上。当起始信号St分别为L和H电平时，变换器控制部分4就停止和工作。其结果是，当电池电压Vi大于起始输入电压Ei时，变换器控制部分4就停止，而当电池电压Vi下降至起始输入电压Ei时，变换器控制部分4就工作。

例如，正如以下所讨论的，在连接电池B时，直流电源20将电池B的功率从电池B传递到外接负载L。在电池B和直流电源20相连接时，电池电压Vi大于输出电压Vo。因此，旁路控制部分6使得旁路开关5导通，并因此，旁路电流I5流过。这时，输出电压Vo保持比电池电压Vi低一个不工作电压降Von。此外，电池电压Vi一般都比起始输入电压Ei高得多。因此，输入电压检测部分7保持起始信号St为L电平。从而，变换器控制部分4保持不工作状态。

电池电压Vi随着放电时间的流逝逐步下降。当电池电压Vi下降至起始输入电压Ei时，输入电压检测部分7激发起始信号St，或者将起始信号St改变成H电平。因此，就启动变换器控制部分4。换句话说，OSC 4A开始发送参考信号VR，并随后进行初始化的处理。于是，变换器控制部分4就从电池电压Vi下降至起始输入电压Ei的时刻开始直至变换器控制部分4的启动时间流逝之后变化到开关控制的准备状态。

在电池电压Vi下降至起始输入电压Ei之后，输出电压Vo是比电池电压Vi低一个不工作电压降Von。因此，旁路控制部分6保持旁路开关5处于ON状态。从而，在变换器控制部分4的最短的起始时间的周期中，输出电压Vo是比电池电压Vi低一个不工作电压降Von。这里，起始输入电压Ei等于或者大于所需电压ET和最大电压降Vonmax之和，并且所需电压ET等于或者大于不工作输出下限Ec∶Ei≥Ec+Vonmax和ET≥EC。因此，起始输入电压Ei等于或大于不工作输出下限EC和最大电压降Vonmax之和：Ei≥Ec+Vonmax。因此，输出电压Vo等于或者大于电池电压Vi下降至起始输入电压Ei时的不工作输出下限Ec∶Vo≥Ei-Vomax≥Ec＝E1+α。于是，在变换器控制部分4的起始时间的周期中，输出电压Vo保持着比外接负载L的工作电压允许下限E1高得多。

此外，在旁路开关5的ON周期中，负载电流Io分成为流动过串联连接的电感器3L和二极管3D的电流I3和旁路电流I5。于是，不工作电压降Von是低的，因为在高端输入端1A和高端输出端2A之间的电阻由于旁路开关5的导通而减小。其结果是，直流电源10的导通损耗是低的，并因此，保持高的电池容量的使用效率。

当输出电压Vo下降至所需的电压ET时，误差信号VE的电平就达到参考信号VR的底部电平LB。见图3B和3C所示的点Ss。因此，切换开关信号SG的电平上进行切换。就立即启动PWM电路4C。因此，斩波器开关3S就启动在升压斩波器3内部的开关。于是，升压斩波器3就迅速启动它的升压工作。另一方面，输出电压Vo是比电池电压Vi低一个不工作电压降Von。见图3B所示的点Ss。旁路控制部分6从输出电压下降至所需电压ET的时刻直至电池电压Vi遇上输出电压VO的时刻保持旁路开关5处于ON状态。见图3B所示的点Sf。因此，输出电压Vo可以保持其等于或超过比电池电压Vi低一个不工作电压降Von的电平。其结果是，在下降至所需电压ET之后，输出电压Vo可保持基本等于所需电压ET。见图3B。特别是，在输出电压Vo中不会产生任何额外的负脉冲。此外，由于旁路开关5在旁路电流I5基本等于零的条件下是断开的，因此就不会增加开关的损耗。于是，根据本发明实施例2的直流电源20具有高可靠性的输出电压的稳定性。

此外，根据本发明实施例2的直流电源20可以保持输出电压基本等于所需电压ET，直至电池电压B近似达到完全放电状态的时刻。其结果是，可以为外接负载提供几乎所有的电池容量作为它的功率。特别是，具有无线通讯功能的电池供电电子设备采用高能量的锂离子可充电电池时，在放电的中间阶段，由于电池电压Vi的下降，输出电压Vo会下降至低于所需电压ET。特别是，在这种情况下，直流电源20具有改善电池容量的使用效率的优点。

起始输入电压Ei设置在满足上述设置条件的范围内愈低，变换器控制部分4的启动愈迟。因此，在升压斩波器3的不工作周期(图3A所示的区域I)中，可以减小变换器控制部分4的功率消耗。

实施例3

根据本发明实施例3的直流电源包括与图4所示根据实施例2的直流电压20一样的电路。因此，图4可称之为参照电路，且有关实施例2的描述可以引用于同样部分的细节。

在下列方面，根据本发明实施例3的直流电源不同于根据实施例2的直流电源。首先，输入电压检测部分7将起始输入电压Ei设置在最小等于不工作输出下限Ec和最大电压降Vonmax之和：Ei≥Ec+Vonmax。接着，PWM电路4C考虑斩波器开关3S的ON时间Ton来设置下限加以慎重考虑的Tonmin(下文称之为最小ON宽度)。从而，可以对于占空比r＝Ton/T(T：开关周期)提供一个下限rmin＝Tonmin/T。因此，可以对于升压斩波器3的升压比率Vo/Vi＝1/(1-r)提供一个大于1的下限，1/(1-rmin)＞1(下文称之为最低升压比率)。反馈电路4B随后将所需电压ET设置在至少等于起始输入电压Ei和最小升压比率1/(1-rmin)的乘积上，或者工作输出下限E0上，无论哪一个要是较高的：ET≥max(Ei/(1-rmin)，Eo)。

在电池B的放电周期中，直流电源的电池电压Vi和输出电压Vo呈现出图5所示的瞬时变化。这里，虚线和实线分别显示了电池电压Vi和输出电压Vo的瞬时变化。

在电池电压Vi大于起始输入电压Ei的时间周期(图5所示的区域I)中，输入电压检测部分7保持启动信号St为L电平，并因此，变换器控制部分4保持在不工作的状态。因此，变换器控制部分4保持开关信号SG为L电平，并随后，斩波器开关3S保持在OFF状态。换言之，升压斩波器3保持其不工作状态。另一方面，在区域I中，旁路控制部分6保持旁路开关5处于ON状态，因为电池电压VI大于输出电压Vo。在旁路开关5的ON周期中，在高端输入端1A和高端输出端2A之间的负载电流Io分成为两个分支，因此，采用类似于实施例1的方法，在升压斩波器3的不工作周期中，就可以减小直流电源10的导通损耗。

当电池电压Vi下降至所需电压ET之下并进一步下降至起始输入电压Ei(即，图5所示的点Ss)时，输入电压检测部分7激励启动信号St。从而，启动变换器控制部分4。在时间Ts之后，OSC 4A就发送参考信号VR，并执行初始化处理过程。在时间Ts，输出电压Vo低于所需的电压ET∶Vo＜ET。因此，当从时间Ts开始变换器控制部分4的启动时间已流逝，则PWM电路4C立即启动开关信号SG的电平切换。从而，斩波器开关3S就启动它在升压斩波器3内部的切换工作。换句话说，升压斩波器3就开始它的升压工作。另一方面，输出电压Vo是比电池电压Vi低一个不工作电压降Von。因此，旁路控制部分6保持旁路开关5处于ON状态。从而，在时间Ts之后，在最早的时间点上，直至变换器控制部分4的启动时间流逝，输出电压Vo保持等于或超过比电池电压Vi低一个不工作电压降Von的电平。见图5所示点Ss。这里。起始输入电压Ei等于或者大于不工作输出下限Ec和最大电压降Vonmax之和：Ei≥Ec+Vonmax。因此，在时间Ts之后，输出电压Vo等于或大于不工作输出下限Ec∶Vo≥Ei-Vonmax≥Ec＝E1+α。于是，从时间Ts直至变换器控制部分4的启动时间流逝，输出电压Vo都能够保持比外接负载L的工作电压的允许下限E1高得多。

在升压斩波器3的升压操作启动时，电池电压Vi低于起始输入电压Ei∶Vi＜Ei(见图5)，因为起始输入电压Ei在时间Ts之后进一步继续下降。这里，所需电压ET等于或者大于最小升压比率Ei/(1-rmin)乘以与起始输入电压Ei一样高的电压：ET≥Ei/(1-rmin)。因此，所需电压ET与电池电压Vi的比率ET/Vi大于最小升压比率1/(1-rmin)∶ET/Vi＞ET/Ei≥1/(1-rmin)。因此，变换器控制部分4可以稳定地控制升压斩波器3，使得输出电压Vo基本上不会超过所需电压ET。于是，升压斩波器3可以稳定地工作。

升压斩波器3的稳定升压操作可以稳定地保持输出电压Vo基本等于所需电压ET。这里，所需电压ET等于或大于工作输出下限Eo∶ET≥Eo。因此，在从时间Ts直至时间Tf的时间周期中，输出电压Vo保持比外接负载L的工作电压的允许下限高得多。于是，直流电源20对输出电压Vo的稳定性具有高的可靠性。

此外，在时间Ts之后直至电池B接近于完全放电状态，直流电源20可以保持输出电压Vo基本等于所需电压ET。其结果是，电池B的几乎所有的容量都能提供给外接负载作为它的功率。特别是，当具有无线通讯功能的电池供电电子装置采用高能量的锂离子可充电电池时，由于电池电压Vi的下降，在放电的中间阶段中输出电压Vo下降至低于所需电压ET。特别是，在这种情况下，直流电源20具有改善电池容量使用效率的优点。

在从时间Ts至变换器控制部分4的启动时间已经流逝之后，由于升压斩波器3的升压操作，输出电压Vo可迅速上升，并且在时间Tf等于电池电压Vi。见图5所示的点Sf。这时，旁路控制部分6使得旁路开关5断开。于是，由于旁路开关5的断开抑止了开关损耗。

实施例4

图6是根据本发明实施例4的直流电源40的电路图。根据实施例4的直流电源40具有类似于根据实施例2的直流电源20的电路。因此，在图6中，这些类似部件是用与图4所示标记符号相同的标记符号来标记。此外，对于这些类似部件的细节，可以引用有关实施例2的描述。

除了根据实施例2的直流电源20的部件之外，根据本发明实施例4的直流电源40还包括一个输出电压检测部分8和一个启动控制部分9，且在下列方面不同于根据实施例2的直流电源20。首先，输出电压检测部分8检测输出电压Vo，并且当检测到输出电压Vo下降至起始输出电压Eu时，将检测的结果通知启动控制部分9。启动控制部分9随后将启动信号St发送至变换器控制部分4。从而，启动变换器控制部分4。这里，起始输出电压Eu设置在至少等于不工作输出下限Ec∶Eu≥Ec。

接着，PWM电路4C设置斩波器开关3S的最小ON宽度Tonmin。随后，采用与实施例2相类似的方式，升压斩波器3的升压比率，Vo/Vi＝1/(1-Ton/T)＝1/(1-r)(T：开关周期，r：斩波器开关3S的占空比＝Ton/T)，设置为最小升压比率，1/(1-Tonmin/T)＝1/(1-rmin)＞1(rmin：占空比的下限)。反馈电路4B将所需电压ET设置在至少等于升压斩波器3的最小升压比率1/(1-rmin)和起始输出电压Eu和最大电压降Vomax之和的乘积，(Eu+Vonmax)/(1-rmin)，或者工作输出下限Eo，无论那一个是高的：ET≥max((Eu+Vonmax)/(1-rmin)，Eo)。特别是，所需电压ET是高于起始输出电压Eu∶ET＞Eu。

此外，输入电压检测部分7检测电池电压Vi，以及在检测到电池电压Vi从低于停止输入电压Es的电平上升至停止输入电压Es时，通知启动控制部分9该检测结果。启动控制部分9随后将停止信号Su发送至变换器控制部分4。从而，变换器控制部分4停止。这里，停止输入电压Es设置在从基本等于起始输出电压Eu和最大电压降Vonmax之和的下限到基本等于采用最小升压比率1/(1-rmin)分压的所需电压ET的上限的范围内：Eu+Vonmax≤Es≤ET×(1-rmin)。

输入电压检测部分7将第二参考电压源7B的电压设置在等于第二分压比率F1乘以与停止输入电压Es一样高的电压，F1×Es。因此，当电池电压Vi高于停止输入电压Es时，第二比较器7A将它的输出保持在L电平上。反之，当电池电压Vi低于停止输入电压Es时，第二比较器7A将它的输出保持在H电平上。

输出电压检测部分8包括一个第三电压分压器(串联连接的两个电阻器R5和R6)，一个第三参考电压源8B和一个第三比较器8A。第三分压器使得直流电源40的输出电压Vo采用第三分压比下降F2＝R6/(R5+R6)。第三参考电压源8B的电压等于第三分压比F2乘以与起始输出电压Eu一样高的电压，F2×Eu。第三比较器8A比较第三电压分压器的输出电压F2×Vo与第三参考电压源8B的输出电压F2×Eu，并且基于它们的相对电平，发送逻辑电平。更具体的说，当第三电压分压器的输出电压F2×Vo高于第三参考电压源8B的输出电压F2×Eu，换句话说，当输出电压Vo高于起始输出电压Eu时，则第三比较器8A就将它的输出保持在L电平；反之，当第三电压分压器的输出电压F2×Vo低于第三参考电压源8B的输出电压F2×Eu，换句话说，当输出电压Vo低于起始输出电压Eu时，则第三比较器8A将它的输出保持在H电平上。

起始控制部分9包括一个反相器9I和一个锁存电路9R。反相器9I反相输入电压检测部分7的逻辑电平，并且将它发送至锁存电路9R的复位R。锁存电路9R分别从复位R和置位S端接受反相器9I和输出电压检测部分8的输出。在电池电压Vi低于停止输入电压Es的周期中，反相器9I将复位R保持在L电平上，因为输入电压检测部分7将它的输出保持在H电平上。在该周期中，当输出电压Vo下降至低于起始输出电压Eu时，输出电压检测部分8将它的输出变化到H电平。随后，置位S变化到H电平。因此，锁存电路9R的输出Q变换到H电平。在电平变化之后，在复位R保持在L电平的周期中，锁存电路9R将输出Q固定在H电平上，而与置位S的电平无关。当电池电压Vi超过停止输入电压Es时，输入电压检测部分7将它的输出变化到L电平。随后，反相器9I将复位R变化到H电平。因此，锁存电路9R的输出Q变化到L电平。

对于锁存电路9R的输出Q，变换器控制部分4对从L电平到H电平转移理解为启动信号St。以及对从H电平到L电平转移理解为停止信号Su。换句话说，变换器控制部分4可以分别在输出Q的上升和下降边缘启动和停止。其结果是，变换器控制部分4在电池电压Vi高于停止输入电压Es的周期中停止。另一方面，在电池电压Vi低于停止输入电压Es的周期中，当输出电压Vo下降至起始输出电压Eu时，启动变换器控制部分4。

在电池B放电开始时，旁路控制部分6使得旁路开关5导通，因为电池电压Vi高于输出电压Vo。从而，在电池电压Vi保持在高于停止输入电压ES的周期中，输出电压Vo保持在比电池电压Vi低一个不工作电压降的电平上。因此，在该周期中，旁路控制部分6稳定地保持旁路开关5处于ON状态。

停止输入电压Es等于或大于起始输出电压Eu和最大电压降Vonmax之和：Es≥Eu+Vonmax。因此，在电池电压Vi保持在高于停止输入电压ES(Vi＞Es)的周期中，输出电压Vo高于起始输出电压Eu∶Vo≥Vi-Vonmax＞Es-Vonmax≥Eu。因此，起始控制部分9稳定地保持它的输出Q在L电平上。其结果是，变换器控制部分4稳定地保持不工作的状态。从而，斩波器开关3S可稳定地保持在OFF状态，并且换句话说，升压斩波器3稳定地保持不工作的状态。

在电池B放电的中期至最后阶段中以及在随后的充电最初阶段中，直流电源40的电池电压Vi和输出电压Vo呈现出瞬时的变化。这里，虚线和实线分别显示了电池电压Vi和输出电压Vo的瞬时变化。

在输出电压Vo高于起始输出电压Eu的周期(图7所示的区域I)中，启动控制部分9保持它的输出Q在L电平上，并随后，升压斩波器3保持着不工作的状态。这里，在停止输入电压Es和起始输出电压Eu之间的差异等于或者大于最大电压降Vonmax∶Es-Eu≥Vonmax。因此，电池电压Vi下降至停止输入电压Es(见图7所示的点Sb)早于输出电压Vo下降至起始输出电压Eu(见图7所示的点Ss)。因此，在区域I的结束时，启动控制部分9的输出Q稳定地保持在L电平上，并因此，升压斩波器3稳定地保持在不工作的状态。

电池电压Vi下降至停止输入电压Es。见图7所示的点Sb。这时，输入电压检测部分7将它的输出变换到H电平，并因此，锁存电路9R的复位R变化到L电平。随后，输出电压Vo下降至起始输出电压Eu。见图7所示的点Ss。这时，输出电压检测部分8将锁存电路9R的置位S变化到H电平。因此，锁存电路9R将它的输出Q变化到H电平，以及换句话说，发送启动信号St。因此，启动变换器控制部分4。在时间Ts之后，OSC 4A发送参考信号VR并且采用类似于实施例2的方式进行初始化处理。

起始输出电压Eu低于所需电压ET∶Eu＜ET。因此，在时间TS时，输出电压Vo低于所需电压ET∶VoEu＜ET。因此，当变换器控制部分4的启动时间从时间TS开始流逝，PWM电路4C立即启动开关信号SG的电平切换。从而，斩波器开关3S迅速启动在升压斩波器3内部的开关操作。换句话说，升压斩波器2迅速启动升压操作。

在时间Ts时，旁路开关5处于ON状态，并随后，输出电压Vo比电池电压Vi低一个不工作电压降Von。因此，在时间Ts，旁路控制部分6保持旁路开关5处于ON状态。从而，在时间Ts之后，在最早的时间点，直至变换器控制部分4的启动时间已经流逝，输出电压Vo保持等于或大于比电池电压Vi低一个不工作电压降Von的电平上。见图7所示的点Ss。另一方面，起始输出电压Eu等于或大于不工作输出下限Ec∶Eu≥Ec。因此，在时间Ts，输出电压Vo基本等于或大于不工作输出下限Ec∶VoEu≥ET＝E1+α。其结果是，从时间Ts直至变换器控制部分4的启动时间已经流逝，输出电压Vo保持比外接负载L的工作电压的允许下限E1高得多。

在旁路开关5的ON状态周期中，电池电压Vi等于或低于输出电压Vo和最大电压降Vonmax之和：Vi＝Vo+Von≤+Vonmax。特别是，在时间Ts，电池电压Vi等于或者低于停止输入电压Es，换句话说，所需电压ET可以采用最小升压比率1/(1-rmin)分压：ET×(1-rmin)∶Vi≤Es≤ET×(1-rmin)。见图7所示的点Ss。因此，所需电压ET与电池电压Vi的比率ET/Vi等于或大于最小升压比率1/(1-rmin)∶ET/Vi≥1(1-rmin)。因此，变换器控制部分4可以稳定地控制升压斩波器，使得输出电压Vo基本不会超过所需电压ET。于是，升压斩波器3可以稳定地工作。

从时间Ts开始经过变换器控制部分4启动时间的流逝，由升压斩波器3的升压操作，使得输出电压Vo迅速上升，并在时间Tf等于电池电压V1。见图7所示的点Sf。这时，旁路控制部分6使得旁路开关5断开。于是，可以抑止由于旁路开关5的断开所引起的开关损耗。

在输出电压Vo等于所需电压ET之后，升压斩波器3的稳定升压操作稳定地保持着输出电压Vo基本等于所需电压ET。这里，所需电压ET等于或大于工作输出下限Eo∶ET≥Eo＝E1+β。因此，输出电压Vo保持比外接负载L工作电压的允许下限E1高得多。于是，对于输出电压Vo的稳定性来说，直流电源40具有高的可靠性。

在时间Ts之后直至电池B接近达到完全放电的状态的时刻，直流电源40可以进一步保持输出电压基本等于所需电压ET。见图7所示的区域II。其结果是，电池B的几乎所有容量都可以提供给外接负载作为它的功率。特别是，当具有无线通讯功能的电池供电电子设备采用高能量的锂离子可充电电池时，由于电池电压Vi的下降在放电的中间阶段中，输出电压Vo下降至低于所需电压ET。特别是，在这种情况下，直流电源40具有改善电池容量的使用效率的优点。

假定电池供电电子设备在时间Tf之后连接着外接电源，并且使用通过在电池B充电同时的直流电源40所提供的DC电源连续工作。在直流电源40中，随后，升压斩波器3继续升压操作并且保持输出电压Vo在所需的电压ET上。另一方面，由于电池B的充电，使得电池电压Vi上升。从而，所需电压ET和电池电压Vi的比率ET/Vi下降。当电池电压Vi上升至停止输入电压Es(见，图7所示的点Sh)，输入电压检测部分7通过反相器9I将锁存电路9R的复位R变化到H电平。这时，锁存电路9R将它的输出Q变化到L电平。因此，变换器控制部分4停止，并随后，升压斩波器3停止。这里，所需电压ET和停止输入电压Es的比率ET/Es等于或大于最小升压比率1/(1-rmin)∶ET/Es≥1/(1-rmin)。因此，在电池电压Vi上升至停止输入电压Es的时间Th时，升压斩波器3稳定地停止。

在时间Th之后，输出电压Vo从所需电压ET下降，并且在时间Tg等于电池电压Vi。见图7所示的点Sg。这时，旁路控制部分6使得旁路开关5导通。因此，在时间Tg之后，输出电压Vo保持在比电池电压Vi低一个不工作电压降Von的电平上：Vo＝Vi-Von。此外，停止输入电压ES等于或大于起始输出电压Eu和最大电压降Vonmax之和，并且在时间Th之后，电池电压Vi等于或大于停止输入电压ES∶Es≥Eu+Vonmax和Vi≥Es。因此，在时间Th之后，输出电压Vo保持等于或大于起始输出电压Eu∶Vo≥Vi-Vonmax≥Es-Vonmax≥Eu≥Ec＝E1+α。于是，在时间Th之后，输出电压Vo保持比外接负载L工作电压的允许下限E1高得多。输出电压Vo，保持与电池电压Vi的差异基本等于不工作电压降Von，进一步随着由于电池B的充电而电池电压Vi的上升而上升。见图7所示的区域III。

正如以上所讨论的，根据本发明实施例4的直流电源40在电池B重复充电和放电的时候仍能保持输出电压Vo比外接负载L的工作电压的允许下限E1高得多。因此，直流电源对输出电压Vo的稳定性具有高的可靠性。

实施例5

图8时根据本发明实施例5的直流电源50的电路图。根据实施例5的直流电源50具有类似于根据实施例4的直流电源40的电路。因此，在图8中，这些类似的部件都采用图6所示标记符号相同的标记符号来标记。此外，这些类似部件的细节，可以引用有关实施例4的描述。

不同于根据实施例4的直流电源40，根据本发明实施例5的直流电源50还包括一个在启动控制部分9内部的AND电路9A。AND电路9A向锁存电路9R发送在输入电压检测部分7和输出电压检测部分8之间输出的AND。锁存电路9R分别从复位R和置位S接受到反相器9I和AND电路9A的输出。在电池电压Vi低于停止输入电压Es的周期中，输入电压检测部分7的输出保持在H电平。因此，AND电路9A的输出，即，锁存电路9R的置位S的逻辑电平等于输出电压检测部分8在这一周期中的输出逻辑电平。因此，在电池电压Vi低于停止输入电压Es的时间周期中，启动控制部分9可以采用类似实施例4的方式工作。

在电池电压Vi高于停止属电压Es的时间周期中，反相器9I保持锁存电路9R的复位R在H电平，因为输入电压检测部分7的输出保持在L电平。在该条件下，输出电压检测部分8将它的输出变化到H电平，并随后，AND电路9A保持锁存电路9R的置位S为L电平。从而，锁存电路9R将它的输出Q稳定地保持在L电平。于是，启动控制部分9稳定地将停止信号Su发送至变换器控制部分4，即使在电池电压Vi高于停止输入电压ES以及输出电压Vo下降至低于起始输出电压Eu。

在紧接着充满电荷的电池B连接直流电源50之后，电池电压Vi和直流电源50的输出电压Vo呈现出图9所示的瞬时变化。这里，虚线和实线分别显示了电池电压Vi和输出电压Vo的瞬时变化。图9等效于图3A所示的点A附近的放大视图。

电池电压Vi基本等于初始电压VA，尤其是高于停止输入电压Es。另一方面，输出电压Vo一般是等于零，尤其是低于起始输出电压Eu。这时，电池电压Vi高于输出电压Vo，并因此，旁路控制部分6使得旁路开关5导通。另一方面，输入电压检测部分7的输出是在L电平上，并且输出电压检测部分8的输出是在H电平上。因此，反相器9I保持它的输出在H电平上，以及AND电路9A保持它的输出在L电平上。因此，锁存电路9R保持它的输出Q在L电平上。于是，变换器控制部分4保持不工作状态，并随后，升压斩波器3保持不工作状态。

一旦电池B的放电开始，输出电压Vo就迅速上升(见，图9所示的实线)，并且超过在时间Ta的起始输出电压Eu(见，图9所示的点Sa)。这时，输出电压检测部分8将它的输出变化到L电平。然而，锁存电路9R稳定地保持它的输出Q为L电平，因为反相器9I和AND电路9A都没有变化其输出。在时间Ta之后，输出电压Vo(实线)继续上升，并且稳定地保持在比电池电压Vi(虚线)低一个不工作电压降Von的电平上。于是，紧接在直流电源50和电池B连接后，启动控制部分9稳定地发送停止信号Su。从而，可靠地防止紧接在电池B放电开始之后升压斩波器3的误操作。

在图9所示的周期之后的电池B的放电周期中，尤其是在放电的中间至最后阶段以及紧接着的充电周期中，根据实施例5的直流电源50呈现出与根据实施例4的直流电源40同样的电池电压Vi和输出电压Vo的瞬时变化。对于同样的瞬时变化来说，可以参考图7以及引用有关实施例4的描述。

实施例6

图10是根据本发明实施例6的直流电源60的电路图。根据实施例6的直流电源60所具有的电路类似于根据实施例1的直流电源10的电路。因此，在图10中，这些相似的元件采用与图1所示标记符号相同的标记符号来标记。此外，对于这些类似部件的细节，可以引用有关实施例1的描述。

直流电源60将电池电压Vi变换成能适用于外接负载L的输出电压Vo，并在电池B的整个放电过程中保持输出电压Vo基本上等于所需电压ET。在电池B放电的最初阶段，电池电压Vi高于所需电压ET。直流电源60进行下文所讨论的补偿操作，并因此将输出电压Vo变换到低于电池电压Vi。电池电压在电池B放电的最后阶段下降。这时，直流电源60进行下文所讨论的升压操作，并因此改变输出电压Vo使之高于电池电压Vi。

直流电源60包括一个DC-DC变换器，一个变换器控制部分4，一个旁路开关5，和一个旁路控制部分6。DC-DC变换器是一个包括一个降压斩波器和一个升压斩波器的补偿/升压变换器。降压斩波器31包括一个降压斩波器开关3S1，一个第一二极管31，和一个电感器3L。升压斩波器32包括一个电感器3L，一个第二二极管3D，一个输出滤波电容器3C，和一个升压斩波器开关3S2。这里，电感器3L是在降压斩波器31和升压斩波器32之间所共享的。

较佳的是，降压斩波器开关3S1是一个P沟道金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)，其源极连接着高端输入端1A，其漏极连接着电感器3L的一端，其栅极连接着在变换器控制部分4内部所包括的第一PWM电路4C1。电感器3L的另一端连接着第二二极管的阳极。第二二极管的阴极连接着高端输出端2A。第一二极管的阴极连接着在降压斩波器开关3S1和电感器3L之间的节点P1上。第一二极管的阳极3D1连接着低端输入端1B和低端输出端2B。

较佳的是，升压斩波器开关3S2是一个N沟道MOSFET，其漏极连接着在电感器3L和第二二极管3D2之间的节点P2，其源极连接着低端输入端1B和低端输出端2B，其栅极连接着变换器控制部分所包括的第二PWM电路4C2。输出滤波电容器3C连接着在高端输出端2A和低端输出端2B之间。

当其栅极的逻辑电平处于高和低电平时，降压斩波器开关3S1分别处于断开和导通的状态。当其栅极的逻辑电平处于高和低电平时，升压斩波器开关3S2分别处于导通和断开的状态。当降压控制模块3S1进行导通和断开控制的时候，变换器控制部分4保持升压斩波器开关3S2处于断开状态，正如下文所讨论的。反之，当升压控制模块3S2进行导通和断开控制的时候，变换器控制部分4保持降压斩波器开关3S1处于导通状态。

降压斩波器31通过降压斩波器开关3S1的开关操作来进行下列所讨论的补偿工作。这里，以下所述基于这样的前提：由于大量的电子电荷已经储存在输出滤波电容器3C中，所以适用于外接负载L的输出电压Vo是足够高的。然而，输出电压Vo低于电池电压Vi。此外，旁路开关5和升压斩波器开关3S2都保持处于OFF状态。

当降压斩波器开关3S1处于ON状态时，一个反向偏压(-Vi)施加在第一二极管的两端，并随后，第一二极管中正向电流Id1下降到零。另一方面，一个正向偏压(Vi-Vo)施加在第二二极管3D2的两端，并随后，正向电流Id2流经第二二极管3D2。电感器3L受到在电池电压Vi和输出电压Vo之间的电压差(Vi-Vo)激励，并随后，增加储存在电感器3L上的磁能。

当降压斩波器开关3S断开时，由于电感器3L的作用，在电感器3L和第一二极管3D1之间节点P1上的电势突然下降，并且将正向偏压施加在第一二极管3D1的两端。因此，第一二极管3D1导通，并随后，增加它的正向电流Id1。其结果是，贮存在电感器3L中的磁能在降压斩波器开关3S1的ON时间周期中提供给输出滤波电容器3C，而在降压斩波器开关3S1的OFF时间周期中提供给外接负载L。

基于电感器3L的复位条件，或在降压斩波器开关3S1的ON时间周期中储存在电感器3L中的磁能和在降压斩波器3S1的OFF时间周期中储存在电感器3L中的磁能之间的平衡条件，电池电压Vi和输出电压Vo满足以下等式：(Vi-Vo)×Ton＝Vo×(T-Ton)，其中，忽略了在电池电压Vi和在降压斩波器开关3S1开关周期中的输出电压Vo中的波动。这里，T是开关时间，Ton是每一个周期中的ON时间。因此，降压斩波器31的电压转换率Vo/Vi等于降压斩波器开关3S1的占空比r＝Ton/T∶Vo/Vi＝r。由于占空比r低于1，所以电压变换率Vo/Vi低于1∶Vo/Vi＜1。从而，降压斩波器31通过降压斩波器开关3S1的开关来保持它的电压变换比率小于1。

采用类似于根据实施例1中的升压斩波器3的方法，升压斩波器32通过升压斩波器开关3S2的开关来保持它的电压变换比率大于1。详细的细节描述引用有关实施例1的描述。

变换器控制部分4包括OSC 4A，反馈电路4B，第一PWN电路4C1，电平位移模块4L，和第二PWN电路4C2。这里，OSC4A和反馈电路4B类似于实施例1，因此，详细的细节描述引用有关实施例1的描述。

反馈电路4B将所需电压ET设置在至少等于降压斩波器31的工作输出下限Eo1(在降压斩波器31工作周期中输出电压的允许下限)，或升压斩波器32的工作输出下限Eo2(在升压斩波器32工作周期中输出电压的允许下限)，无论那一个是高的：ET＞＝max(Eo1，Eo2)。分别为斩波器设置工作输出下限Eo1和Eo2，例如，为各个斩波器设置比外接负载L的工作电压的允许下限E1高出工作输出裕量β1和β2∶Eo1＝E1+β1和Eo2＝E1+β2。工作输出裕量β1或β2取决于在每个斩波器工作周期中的输出电压Vo中所包括的波动电压ρ1或ρ2以及防止由于在外接负载L中可预见突然增加的电流所引起的输出电压Vo下降的裕量δ之和：β1＝ρ1+δ和β2＝ρ2+δ。

降压误差信号VE1是指由反馈电路4B中所包括的误差放大器4D发送的误差信号。相对于所需电压ET的输出电压Vo越低，则降压误差信号的电平越高。

第一PWM电路4C1发送一个第一开关信号SG1给降压斩波器开关3S1的栅极。第一开关信号SG1是一个具有固定幅值的矩形电压脉冲。降压斩波器开关3S1分别在第一开关信号SG1上升沿和下降沿断开和导通。特别是，第一开关信号SG1的脉冲宽度确定降压斩波器开关的OFF时间。

第一PWM电路4C1比较参考信号VR和降压误差信号VE1之间的电平，且每当电平相等时，就变化第一开关信号的电平。因此，第一开关信号SG1保持在，例如，H电平，且降压斩波器开关3S1在参考信号VR的电平超过降压误差信号VE1的电平的时间周期中就保持OFF状态。反之，第一开关信号SG1保持在L电平，且降压斩波器开关3S1在参考信号VR的电平低于降压误差信号VE1的电平的时间周期中就保持ON状态。

电平位移模块4L将降压误差信号VE1的电平降低一个固定位移值LS(下文称之为电平位移)∶VE2＝VE1-LS，并将它作为一个升压误差信号发送给第二PWM电路4C2。电平位移LS至少基本上等于参考信号VR的幅值，即，参考电压VR的高电平LT和低电平LB之间的差LT-LB∶LS≥LT-LB。

第二PWM电路4C2发送一个第二开关信号SG2给升压斩波器开关3S2的栅极。第二开关信号SG2是一个具有固定幅值的矩形电压脉冲。升压斩波器开关3S2分别在第二开关信号SG2的上升沿和下降沿导通和断开。特别是，第二开关信号SG2的脉冲宽度确定了升压斩波器开关的ON时间。

第二PWM电路4C2比较参考信号VR和升压误差信号VE2之间的电平，且每当它们的电平相等时，就变化第二开关信号SG2的电平。因此，第二开关信号SG2保持在，例如，H电平，且升压斩波器开关3S2在参考信号VR的电平超过升压误差信号VE2的电平的时间周期中保持ON状态。反之，第二开关信号SG2保持在L电平，且升压斩波器开关3S2在参考信号VR的电平低于降压误差信号VE2的电平的时间周期中保持OFF状态。

正如图11所示，当降压误差信号VE1的电平下降至参考信号VR的电平之下的时间周期越短，则第一开关信号SG1的脉冲宽度就越窄，因此，降压斩波器开关3S1的OFF时间Toff也越短。由于参考信号VR的时间周期为常量，所以降压斩波器开关3S1的开关周期T(T＝Ton+Toff)也为常量。因此，当降压误差信号VE1的电平下降至参考信号VR的电平之下的时间周期越短，则降压斩波器开关3S1的占空比r＝1-Toff/T也就越接近1，即，降压斩波器31的电压转换率Vo/Vi＝r。

在降压变换器31的工作周期中，降压误差信号VE1的电平下降至参考信号VR的变化范围内：LB≤VE1≤LT。当输出电压Vo从所需电压ET稍微下降些(Vo＜ET)时，降压误差信号VE1的电平上升。此时，第一PWM电路4C1减少第一开关信号SG1的脉冲宽度。因此，降压斩波器31的电压变换率接近1，之后，输出电压上升并返回到所需电压ET。反之，当输出电压Vo从所需电压ET稍微上升些(Vo＞ET)时，降压误差信号VE1的电平下降。此时，第一PWM电路4C1增加第一开关信号SG1的脉冲宽度。因此，降压斩波器31的电压变换率降低，之后，输出电压下降并返回到所需电压ET。从而，通过基于参考信号VR和降压误差信号VE1控制第一开关信号的脉冲宽度，第一PWM电路4C1抑制降压斩波器31的输出电压Vo的波动，且因此保持输出电压Vo基本等于所需电压ET。

正如图11所示，当升压误差信号VE2的电平超过参考信号VR的电平的时间周期越长，则第二开关信号SG2的脉冲宽度就越宽，并因此，升压斩波器开关3S2的ON时间Ton也越长。由于参考信号VR的时间为常量，那么升压斩波器开关3S2的开关周期T(T＝Ton+Toff)也为常量。因此，当升压误差信号VE2的电平超过参考信号VR的电平的时间周期越长，则升压斩波器开关3S2的占空比r＝Ton/T也就越高，换句话说，也就是降压斩波器31的电压变换率Vo/Vi＝1/(1-r)越高。

通过基于参考信号VR和升压误差信号VE2控制第二开关信号SG2的脉冲宽度，第二PWM电路4C2抑制升压斩波器32的输出电压Vo的波动，且因此保持输出电压Vo基本等于所需电压ET。这种控制类似于实施例1中的PWM电路4C的控制，因此，详细细节的描述引用有关实施例1的描述。

当降压误差信号VE1和升压误差信号之间的电平差异，即，电平位移LS大于参考信号VR的幅值LT-LB时，LS＞LT-LB，降压误差信号VE1的电平可能高于参考电平的高电平LT且升压误差信号VE2电平可能低于参考电平的低电平VR。见图11中的W区域。在W区域中，降压误差信号VE1和升压误差信号VE2电平都下降到参考信号VR的变化范围之外。在这种情况下，第一PWM电路4C1保持降压斩波器开关3S1处于ON状态和第二PWM电路4C2保持升压斩波器开关3S2处于OFF状态。因此，在DC-DC变换器中，串联连接的降压斩波器开关3S1，电感器3L和第二二极管3D2保持导通状态。

旁路开关5与DC-DC变换器并联连接在高端输入端1A和高端输出端2A之间。较佳的是，旁路开关5是串联连接的一个第一P沟道MOSFET(下文称之为PMOS)5A和一个第二PMOS 5B。第一PMOS 5A的源极连接着高端输入端1A。第一PMOS 5A的漏极连接着第二PMOS 5B的漏极。第二PMOS 5B的源极连接着高端输出端2A。第一PMOS 5A和第二PMOS 5B的栅极都与旁路控制部分内的OR电路6R的输出端相连。第一PMOS 5A和第二PMOS 5B在各自栅极的逻辑电平为H和L电平时分别处于断开和导通的状态。从高端输入端1A经旁路开关5到高端输出端2A之间的通路起到了作为包括串联连接的降压斩波器开关3S1，电感器3L和第二二极管3D2的DC-DC变换器中的通路的旁路作用。较佳的是，旁路开关5的导通电阻小于串联连接的连接电阻。

旁路控制部分6包括一个第一比较器6C，一个第二比较器6D，一个第二参考电压源6E，和一个OR电路6R。第一比较器6C的反相输入端和同相输入端分别与高端输入端1A和高端输入端2A相连。第一比较器6C的输出端与OR电路相连接。因此，反相输入端和同相输入端的电压分别等于电池电压Vi和输出电压Vo。因此，当电池电压Vi分别高于和低于输出电压Vo，Vi＞Vo、Vi＜Vo时，第一比较器6C将它的输出保持在L和H电平上。

第二比较器6D的反相输入端连接着变换器控制部分4内的反馈电路4B的输出端。第二比较器6D的同相端连接着第二参考电压源6E。第二比较器6D的输出端连接着OR电路6R。因此，反相输入端和同相输入端的电位分别等于降压误差信号VE1的电平和第二参考电压源6E的电压。这里，第二参考电压源6E的电压可设置成基本等于参考信号VR的高电平LT。因此，当降压误差信号VE1分别低于和高于参考信号VR的高电平LT时，即，Vi＞Vo和Vi＜Vo，则第二比较器6D将它的输出分别保持在H和L电平上。

OR电路6R计算第一比较器6C和第二比较器6D输出之间的OR。OR电路6R将计算的结果设置成第一PMOS 5A和第二PMOS 5B的栅极的逻辑电平。因此，第一PMOS 5A和第二PMOS 5B同样处于导通/断开状态。换句话说，当第一PMOS5A处于ON和OFF状态时，第二PMOS 5B也分别处于ON和OFF状态。

旁路控制部分6基于电池电压Vi和输出电压Vo之间的差异以及降压误差信号VE1的电平和参考信号VR的高电平LT之间的差异对旁路开关5进行导通和断开的控制，正如以下所讨论的那样。当电池电压Vi高于输出电压Vo，Vi＞Vo，且降压误差信号VE1的电平高于参考信号VR的高电平LT，VE1＞LT时，OR电路6R的输出保持在L电平。因此，在旁路开关5中，第一PMOS 5A和第二PMOS 5B同时保持ON状态。当电池电压Vi低于输出电压Vo，Vo＜Vi或降压误差信号VE1的电平低于参考信号VR的高电平LT，VE1＜LT时，OR电路6R的输出保持H电平。因此，在旁路开关5中，第一PMOS 5A和第二PMOS 5B同时处于OFF状态。

在降压误差信号VE1的电平高于参考信号VR的高电平LT的时间周期中，第一PWM电路4C1使降压斩波器开关3S1保持ON状态且使降压斩波器31停止。另一方面，在降压误差信号VE2的电平低于参考信号VR的低电平LB的时间周期中，第二PWM电路4C2使升压斩波器开关3S2保持OFF状态且使升压斩波器32停止。当在降压斩波器31和升压斩波器32都停止工作的时间周期内，旁路开关5保持着ON状态，负载电流Io在高端输入端1A和输出端2A的高端之间分成两个分支。一条分支Id2流经串联连接的降压斩波器开关3S1，电感器3L和第二二极管3D2。另一分支(旁路电流)I5流经旁路开关5。R作为旁路开关5处于ON状态下在高端输入端1A和高端输出端2A之间的电阻，不工作电压降Von等于电阻R与负载电流Io的乘积：Von＝R×Io。因此，在降压斩波器31和升压斩波器32处于不工作状态的时间周期中，旁路开关5保持在ON状态，则输出电压Vo保持在比电池电压Vi低一个不工作电压降Von的电平上。

当打开电源时，例如，由于连接了在充满电荷条件中的电池B，直流电源60采用上述结构将电池B的能量传递给外接负载L，正如以下所讨论的那样。紧接着在充满电荷状态的电池B与直流电源60连接之后，电池电压Vi高于输出电压Vo，且降压误差信号VE1的电平高于参考信号VR的高电平LT，从而，旁路控制部分6使旁路开关5导通。由于旁路开关5的导通，旁路电流I5流动。同时，输出电压进一步升高并超过所需电压ET。

紧接着在充满电荷的电池B与直流电源60连接之后，电池电压Vi等于初始电压。见图3A中的点A。因此，变换器控制部分4启动，O并且OSC 4A开始发送参考信号VR。当输出电压Vo超过所需电压ET时，降压误差信号VE1的电平下降至参考信号VR的高电平LT之下。因此，旁路控制部分使得旁路开关5断开。另一方面，第一PWM电路4C1启动降压斩波器开关3S1的开关控制，使得降压斩波器31启动。此外，由于升压误差信号VE2的电平低于参考信号VR的低电平LB，第二PWM电路4C2保持升压斩波器开关3S2处于OFF状态。由于降压斩波器31的补偿操作，输出电压Vo的上升进一步得以抑制和输出电压Vo基本保持等于降压所需电压ET1。

在降压斩波器31的工作时间周期中，所需电压ET与电池电压Vi的比率ET/Vi由于放电时间的增加而随着电池电压Vi的下降而下降。于是，由于降压斩波器31使得电压变换比率Vo/Vi接近于1，降压误差信号VE1的电平上升。换句话说，降压误差信号下降至低于参考电压VR的时间就缩短了。

在电池B放电的最后阶段，电池电压Vi迅速下降，并下降至所需电压ET。特别是，当电池B是高能量密度的锂离子可充电电池时，由于电池电压Vi在放电中段的下降，使得输出电压Vo下降至所需电压ET。同时，降压误差信号VE1的电平达到基本等于参考信号VR的高电平LT。见图11中的点S1。因此，降压斩波器开关3S1保持处于ON状态，且使得降压斩波器31停止。另一方面，旁路控制部分6使得旁路开关5导通。这时，负载电流Io在高端输入端1A和高端输出端2A之间分成两个分支，并流经串联连接的降压斩波器开关3S1，电感器3L和第二二极管3D2，以及相并联的旁路开关5。因此，输出电压Vo保持比电池电压Vi低一个不工作电压降Von，且随着电池电压Vi的下降而下降。

在从降压误差信号VE1的电平超过参考信号VR的高电平LT(见图11中点S1)的瞬间直至升压误差信号VE2的电平等于参考信号VR的低电平LB(见图11中点Ss)的时刻的时间周期中(见图11中的W区域)，降压斩波器31和升压斩波器32都保持不工作的状态。此外，串联连接的降压斩波器开关3S1，电感器3L和第二二极管3D2保持着导通状态。此外，旁路开关5保持ON状态。这里，由于旁路开关5的导通而使得高端输入端1A和高端输出端2A的电阻减小，所以不工作电压降Von很小。从而，在降压斩波器31和升压斩波器32不工作的状态下，直流电源60的导通损耗很小。因此，可以保持很高的电池容量的使用效率。

当电池电压Vi进一步下降，升压误差信号VE2的电平达到参考信号VR的低电平LB。见图11中的点Ss。因此，第二PWM电路4C2立即启动第二开关信号SG2。从而，升压斩波器开关3S2启动升压斩波器32内的开关操作。所以，升压斩波器32可以迅速进行升压操作。

在升压斩波器启动升压操作时，输出电压Vo比电池电压Vi低一个不工作电压降Von，并且降压误差信号的电平VE1高于参考信号VR的高电平LT。因此，在升压斩波器32启动升压操作之后，旁路控制部分6保持旁路开关5处于ON状态直至输出电压Vo等于电池电压Vi。因此，输出电压Vo保持在等于或大于低于比电池电压Vi低一个不工作电压降Von的电平上。特别地，在输出电压Vo上不会产生额外的负脉冲。此外，由于旁路开关5在旁路电流基本等于零的情况下是断开的，所以就不会产生开关损耗。

此外，直流电源60可以保持输出电压Vo基本等于所需电压ET直到电池B接近完全放电状态。所以，几乎所有的电池B容量都可以提供给外接负载L作为其功率。特别是，当具有无线通信功能的电池供电电子设备采用了高能量密度的锂离子可充电电池时，由于电压Vi的下降，输出电压Vo在放电中间阶段就下降至所需电压ET之下。特别是，在这种情况中，直流电源60具有改善电池容量使用效率的优点。

如上所述，在电池B的放电整个过程中，根据本发明实施例6的直流电源60保持输出电压Vo基本等于所需电压ET。其结果是，电池容量的使用率很高。特别是，在升压斩波器32升压操作的开始时间周期中，在输出电压Vo上不会产生额外的负脉冲。因此，输出电压Vo的稳定性具有很高的可靠性。

实施例7

图12是根据本发明实施例7的直流电源70的电路图。根据实施例7的直流电源70所具有的电路类似于根据实施例2中的直流电源20的电路。因此，在图12中，这些相似的元件采用与图4所示标记符号相同的标记符号来标记。此外，对于这些类似部件的细节，可以引用有关实施例2的描述。

根据本发明实施例7的直流电源包括一个旁路控制部分11，用于替代根据实施例2中的旁路控制部分6。旁路控制部分11包括一个延迟电路和一个开关驱动电路11A。延迟电路是一个低通滤波器，它由一个阻值为R的电阻和一个电容为C的电容器所组成，它可以将启动信号St延迟一个在阻尼时间常数为R×C量级上的固定延迟时间ΔTD，并将该信号发送给开关驱动部分11A。这里，延迟时间ΔTD设置成至少基本等于变换控制模块4的启动时间。较佳的是，延迟时间设置成基本等于从变换器控制部分4启动时刻直至电池电压Vi等于输出电压Vo所估计的固定时间长度。开关驱动部分11A将启动信号St放大并发送给旁路开关的栅极。因此，当启动信号为H电平时，旁路开关5断开，反之，当启动信号为L电平时，则旁路开关5导通。

在电池B处于放电的时间周期中，图13显示了电池电压Vi和直流电源70的输出电压的瞬时变化。这里，虚线和实线分别显示了电池电压Vi和输出电压Vo的瞬时变化。

在电池电压Vi高于起始输入电压Ei的阶段中(图13所示区域I)，输入电压检测部分7保持启动信号St处于L电平状态，从而，变换器控制部分4保持在不工作状态。因此，变换器控制部分4保持开关信号SG处于L状态，并随后，斩波器开关3S保持处于OFF状态。换句话说，升压变换器3保持在不工作状态。另一方面，在区域I中，由于启动信号处于L电平，旁路控制部分11保持旁路开关5处于ON状态。在旁路开关5处于ON时间周期中，负载电流Io在高端输入端1A和高端输出端2A之间分成两个分支。因此，使用类似于实施例2中的方法，在升压斩波器3不工作的时间周期中，可减小直流电源70的导通损耗。

当电池电压下降至所需电压ET之下且进一步下降至起始输入电压Ei(见图13所示的点Ss)时，输入电压检测部分激发一个启动信号St。从而，启动变换器控制部分4。在时间Ts，OSC 4A发送参考信号VR并进行初始化处理。另一方面，在时间Ts之后，由于旁路控制部分11的延迟效应，旁路开关5的栅极电位不会升高，所以旁路开关5保持处于ON状态。

在时间Ts，输出电压Vo低于所需电压ET∶Vo＜ET。因此，当变换器控制部分4的启动时间已经从时间Ts流逝，PWM电路4C立即启动开关信号SG的电平切换。从而，斩波器开关3S就启动在升压斩波器3内的开关操作。换句话说，升压斩波器3就启动它的升压操作。

在升压斩波器3启动升压操作时，电池电压Vi等于或小于起始输入电压Ei∶Vi≤Ei。另一方面，所需电压等于或大于最小升压比率1/(1-rmin)乘以与起始输入电压Ei一样高的电压：ET≥Ei/(1-rmin)。因此，所需电压ET和电池电压Vi的比率ET/Vi等于或大于最小升压比率1/(1-rmin)∶ET/Vi≥ET/Ei≥1/(1-rmin)。因此，变换器控制部分4可以稳定地控制升压斩波器3，使之输出电压基本上不会超过所需电压ET。于是，升压斩波器3可以稳定地进行操作。

由于升压斩波器3的升压操作使得输出电压Vo可迅速上升，并且在时间Tm超过电池电压Vi。见图13所示的点Sm。这时，旁路电流I5的方向相反。

在时间Tf，或者在从时间Ts开始的延迟时间ΔTD之后，旁路控制部分11使得旁路开关5断开。见图13所示的点Sf。延迟时间ΔTD非常接近于变换器控制部分4的实际启动时间。因此，从时间Ts开始，至少直至变换器控制部分4的实际启动时间已经流逝的时刻，输出电压Vo保持着等于或者大于比电池电压Vi的不工作电压降Von的电平。见图13所示的点Ss。这里，起始输入电压Vi等于或大于不工作输出下限Ec和最大电压降Vonmax之和：Ei≥Ec+Vonmax。因此，在时间Ts，输出电压Vo等于或大于不工作输出下限Ec∶Vo≥Ei-Vonmax≥E1+α。于是，从时间Ts开始，直至变换器控制部分4的实际启动时间已经流逝，输出电压Vo保持着比外接负载工作电压的允许下限E1高得多。

此外，通过上述延迟时间ΔTD的设置，则旁路开关5断开的时间Tf充分地接近于电池电压Vi等于输出电压Vo的时间Tm。因此，在旁路电流I5非常小的条件下，旁路开关5就断开，并因此，抑止开关损耗。

在时间Tf之后，输出电压Vo迅速达到所需电压ET，并随后，保持着基本等于所需电压ET。由升压斩波器3的稳定升压操作稳定地保持输出电压Vo基本等于所需电压ET。这里，所需电压ET等于或大于工作输出下限Eo∶ET≥Eo≥E1+β。因此，在时间Tf之后，输出电压Vo保持着比外接负载L工作电压的允许下限E1高得多。于是，直流电源70的输出电压Vo的稳定性具有高的可靠性。

直流电源70可以进一步保持输出电压Vo等于所需电压VT，直至电池B接近达到完全放电状态的时刻。其结果是，几乎所有电池B的容量都可以提供给负载L作为它的功率。特别是，当具有无线通讯功能的电池供电电子设备采用高能量密度的锂离子可充电电池时，在放电的中间阶段由于电池Vi的下降，输出电压Vo会下降至低于所需电压ET。特别是，在这种情况下，直流电源70特别具有改善电池容量的使用效率的优点。

实施例8

图14是根据本发明实施例8的直流电源80的电路图。根据实施例8的直流电源80所具有的电路类似于根据实施例4的直流电源40和根据实施例7的直流电源70的电路。因此，在图14中，这些相似的元件采用与图6和12所示标记符号相同的标记符号来标记。此外，对于这些类似部件的细节，可以引用有关实施例4和7的描述。

根据实施例8的直流电源80包括一个输出电压检测部分8和一个启动控制部分9，这些部分类似于根据实施例4的直流电源40中的哪些部分，除了根据根据实施例7的直流电源70的结构之外。在下列方面直流电源80不同于根据实施例7的直流电源70，输出电压检测部分8检测输出电压Vo，并当检测到输出电压Vo下降至起始输出电源Eu时，就将该检测结果通知启动控制部分9。启动控制部分9随后将启动信号St发送至变换器控制部分4。从而，启动变换器控制部分4。这里，起始输出电压Eu设置成至少等于不工作输出下限Ec∶Eu≥Ec。

接着，PWM电路4C设置斩波器开关3S的最小ON宽度Tonmin。这时，可以最小的升压比率1/(1-Tonmin/T)＝1/(1-rmin)＞1来设置为升压斩波器3的升压比率，Vo/Vi＝1/(1-Ton/T)＝1/(1-r)。反馈电路4B随后将所需电压ET设置成至少等于升压斩波器3的最小升压比率，1/(1-rmin)，乘以与起始输出电压Eu和最大电压降Vonmax之和一样高的值，(Eu+Vonmax)/(1-rmin)，或者工作输出下限Eo，无论那一个是高的：ET≥max((Eu+Vonmax)/(1-rmin)，Eo)。特别是，所需电压ET是高于起始输出电压Eu∶ET＞Eu。

此外，输入电压检测部分7检测电池电压Vi和，当检测到电池电压Vi从小于停止输入电压Es的电平上升至停止输入电压Es，就将检测结果通知启动控制部分9。启动控制部分9随后就将停止信号Su发送至变换器控制部分4。从而，停止变换器控制部分4。这里，停止输入电压Es设置成下降在从基本等于起始输出电压Eu和最大电压电压降Vonmax之和的下限到基本等于由最小升压比率1/(1-rmin)分压的所需电压的上限的范围内：Eu+Vonmax≤Es≤ET×(1-rmin)。

在根据实施例8的直流电源80中，对于启动控制部分9的输出，变换器控制部分4解释L电平转移到H电平为起始信号St和H电平转移到L电平为停止信号Su。在旁路控制部分11中，可以采用类似于启动信号St的方法使得延迟电路将停止信号Su延迟一个在阻尼时间常数R×C的量级上的固定的延迟时间ΔTD，并且将停止信号Su传递到开关驱动部分11A。另一方面，开关驱动部分11A采用类似于启动信号St的方式来放大停止信号，并且将停止信号Su发送至旁路开关5的栅极。从而，在接受到启动信号St和停止信号Su时，旁路开关5可以分别断开和导通。

在电池B放电的早期至中期的阶段中，电池电压Vi高于停止输入电压Es∶Vi＞Es。这里，停止输入电压Es等于或大于起始输出电压Eu和最大电压降Vonmax之和：Es≥Eu+Vonmax。因此，在电池电压Vi保持在高于停止输入电压Es(Vi＞Es)的周期中，输出电压Vo高于起始输出电压Eu∶Vo≥Vi-Vonmax＞Es-Vonmax≥Eu。因此，启动控制部分9将它的输出Q稳定地保持在L电平上。因此，旁路控制部分11稳定地保持旁路开关5处于ON状态。从而，输出电压Vo稳定地保持在比电池电压Vi低一个不工作电压降Von的电平上。另一方面，变换器控制部分4稳定地保持不工作状态，并随后，斩波器开关3S稳定地保持OFF状态。换句话说，升压斩波器3稳定地保持不工作状态。

在电池B的的中期至最后的放电阶段以及随后的充电的最初阶段中，直流电源80的电池电压Vi和输出电压Vo呈现出瞬时的变化，正如图15所示。这里，虚线和实线分别显示了电池电压Vi和输出电压Vo的瞬时变化。

在输出电压Vo高于起始输出电压Eu的时间周期(图15所示的区域I)中，启动控制部分9将它的输出保持在L电平上，并因此，升压斩波器3保持不工作的状态。这里，在停止输入电压Es和起始输出电压Eu之间的差异等于或大于最大电压降Vonmax∶Es-Eu≥Vonmax。因此，电池电压下降至停止输入电压Es(见图15所示的点Sb)早于输出电压下降至起始输出电压Eu(见图15所示的点Ss)。因此，在区域I的终端，升压斩波器3稳定地保持不工作的状态，因为启动控制部分9的输出Q稳定地保持在L电平上。

电池电压Vi下降至停止输入电压Es。见图15所示的点Sb。随后，输入电压检测部分7将它的输出变化到H电平，并因此，锁存电路9R复位R变化到L电平。接着，输出电压Vo下降至起始输出电压Eu。见图15所示的点Ss。随后，输出电压检测部分8将锁存电路9R的置位S变化到H电平，并因此，锁存电路9R将它的输出Q变化到H电平，以及换句话说，发送启动信号St。因此，启动变换器控制部分4。在时间Ts之后，OSC 4A启动发送参考信号VR，并且进行类似于实施例2的初始化处理。另一方面，在时间Ts，旁路开关5的栅极电位由于旁路控制部分11的延迟效应而不会上升，并随后，旁路开关5保持处于ON状态。

起始输出电压Eu低于所需电压ET∶Eu＜ET。因此，在时间Ts，输出电压Vo低于所需电压ET∶VoEu＜ET。因此，当变换器控制部分4的启动时间从时间Ts开始已经流逝，PWM电路4C立即启动开关信号SG的电平切换。从而，斩波器开关3S迅速启动升压斩波器3内的开关操作。换句话说，升压斩波器3迅速启动升压操作。

在旁路开关5的ON周期中，电池和电压Vi等于或小于输出电压Vo和最大电压降Vonmax之和：Vi＝Vo+Vonmax≤Vo+Vonmax。特别是，在时间Ts，电池电压Vi等于或小于停止输入电压Es，或采用最小升压比率1/(1-rmin)分压的所需电压ET，ET×(1-rmin)∶Vi≤Es≤ET×(1-rmin)。见图15所示的点Ss。因此，所需电压ET和电池电压Vi的比率ET/Vi等于或大于最小升压比率1/(1-rmin)∶ET/Vi≥1/(1-rmin)。因此，变换器控制部分4可以稳定地控制升压斩波器3，使得输出电压Vo基本上不会超出所需电压ET。于是，斩波器3就能够稳定地工作。

在时间Ts之后，输出电压Vo由于升压斩波器3的升压操作而迅速上升，并且在时间Tm时，超出电池电压Vi。见图15所示的点Sm。这时，旁路电流I5的方向予以反相。

在时间Tf，或者在时间Ts开始的延迟时间ΔTD之后，旁路控制部分11使得旁路开关5断开。见图15所示的点Sf。延迟时间ΔTD非常接近于变换器控制部分4的实际启动时间。因此，从时间Ts开始，在最初阶段，直至变换器控制部分4的实际启动时间已经接近于流逝之时，输出电压Vo保持着等于或大于比电池电压Vi低一个不工作电压降Von的电平。见图15所示的点Ss。另一方面，起始输出电压Eu等于或大于不工作输出下限Ec∶Eu≥Ec。因此，在时间Ts，输出电压Vo基本上等于或大于不工作输出下限Ec∶VoEu≥Ec＝E1+α。其结果是，从时间Ts开始直至变换器控制部分4的实际启动时间已经接近于流逝之时，输出电压Vo保持着比外接负载L的工作电压允许下限E1高得多。

此外，通过上述设置延迟时间ΔTD，旁路开关5的断开时间Tf非常接近于电池电压Vi等于输出电压Vo的时间。因此，就能够抑止开关损耗，因为旁路开关5是在旁路电流I5足够小的条件下断开的。

在输出电压Vo等于所需电压ET之后，由升压斩波器3的稳定升压操作来稳定地保持输出电压Vo基本等于所需电压ET。这里所需电压ET等于或大于工作输出下限Eo∶ET≥Eo＝E1+β。因此，输出电压Vo保持比外接负载L的工作电压所允许的下限E1高得多。于是，直流电源80的输出电压Vo稳定性具有高的可靠性。

直至电池B近似达到完全放电状态的时刻，直流电源80可以进一步保持输出电压Vo基本等于所需电压VT。见图15所示的区域II。其结果是，几乎所有的电池B的容量可以提供给外接负载L作为其功率。特别是，当具有无线通讯功能的电池供电电子设备采用高能量密度的锂离子可充电电池时，在放电的中间阶段由于电池Vi的下降，输出电压Vo会下降至低于所需电压ET。在这种情况下，直流电源80特别具有改善电池容量的使用效率的优点。

假定在时间Tf之后，电池供电电子设备连接着外接电源，且在电池B充电之外，还可以在通过直流电源80接受DC功率的条件下继续工作。在直流电源80中，升压斩波器3随后继续工作，并保持输出电压Vo等于所需电压ET。另一方面，由于电池B的充电，电池电压Vi上升。从而，所需电压ET和电池电压Vi的比率ET/Vi就下降。

当电池电压Vi上升至停止输入电压Es(见，图15所示的点Sh)，输入电压检测部分7就通过反相器9I将锁存电路9R的复位R变化到H电平。这时，锁存电路9R将它的输出Q变化到L电平，并因此，变换器控制部分4停止，然后，停止升压斩波器3。这里，所需电压ET和停止输入电压Es的比率ET/Es等于或大于最小升压比率1/(1-rmin)∶ET/Es≤1/(1-rmin)。因此，在电池电压Vi上升至停止输入电压Es的时间Th时，升压斩波器3稳定地停止。另一方面，旁路开关5的栅极电位并没有被拉下，因为旁路控制部分11的延迟效应，并因此，在时间Th，旁路开关5保持处于OFF状态。

在时间Th之后，输出电压Vo从所需电压ET下降，并且在时间Tg，等于电池电压Vi。见图15所示的点Sg。这时，在旁路开关5中的主体二极管5D导通。此外，在从时间Th开始的延迟时间ΔTD流逝之后，旁路控制部分11使得旁路开关5导通。见图15所示的点Si。从而在时间Tg之后，输出电压Vo保持在比电池电压Vi低一个不工作电压降Von的电平上：Vo＝Vi-Von。此外，停止输入电压Es等于或大于起始输出电压Eu和最大电压降Vonmax之和，并在时间Th之后，电池电压Vi等于或大于停止输入电压Es∶Es≥Eu+Vonmax和Vi≥Es。因此，在时间Th之后，输出电压Vo保持等于或大于启动输出电压Eu∶Vo≥Vi-Vonmax≥Es-Vonmax≥Eu≥Ec＝E1+a。于是，在时间Th之后，输出电压Vo保持比外接负载L的工作电压的允许下限E1高得多。由于电池B的充电，输出电压Vo随着电池Vi的上升而上升，同时保持与电池电压Vi的差异基本等于不工作电压降。见图15所示区域III。

当反复电池B的充电和放电时，根据本发明实施例8的直流电源80保持输出电压Vo比外接负载L的工作电压的允许下限E1高得多，正如以上所讨论的。输出电压Vo的稳定性具有高的可靠性。

实施例9

图16是根据本发明实施例9的直流电源90的电路图。根据实施例9的直流电源90所具有得电路类似于根据实施例5的直流电源50的电路以及根据实施例8的直流电源80的电路。因此，在图16中，这些类似部件采用与图8和图14所示标记符号相同的标记符号来标记。此外，有关这些类似部件的细节，可以进一步引用有关实施例5和实施例8的描述。

根据本发明实施例9的直流电源90还包括一个在启动控制部分9中的AND电路9A，它类似于根据实施例5的直流电源50而不同于根据实施例8的直流电源8。此外，根据本发明实施例9的直流电源90的输入电压Vi和输出电压Vo都呈现出类似于根据实施例5的直流电源50的瞬间变化。因此，特别是，对于在紧接着连接充满电荷的电池B之后的这些瞬时变化，可以引用图9。

在紧接着充满电荷的电池B连接直流电压90之后，电池电压Vi基本等于在充满电荷条件下的电池电压VA，并且特别是，高于停止输入电压Es。另一方面，一般来说，输出电压Vo基本为零，特别是，低于起始输出电压Eu。因此，输入检测模块7和输出检测模块8的输出分别为L和H电平。因此，反相器9I将它的输出保持在H电平，并且AND电路9A将它的输出保持在L电平。于是，锁存电路9R将它的输出Q保持在L电平。从而，变换器控制部分4保持不工作状态，并因此，升压斩波器3保持不工作状态。另一方面，旁路控制部分11保持旁路开关5处于ON状态。

一旦电池B开始放电，输出电压Vo迅速上升(见，图9所示的实线)，并且在时间Ta，超过起始输出电压Eu。见图9所示的点Sa。这时，输出电压检测部分8将它的输出变化到L电平。然而，锁存电路9R将它的输出Q稳定地保持在L电平，因为反相器9I和AND电路9A都没有变化它的输出。在时间Ta之后，输出电压Vo(见实线)继续上升，并且稳定地保持在比电池电压Vi(见虚线)低一个不工作电压降Von的电平上。于是，一旦直流电源90和电池B连接之后，启动控制部分9稳定地发送停止信号Su。从而，可以确保防止一旦电池B放电所引起的升压斩波器3的误操作。

实施例10

图17是根据本发明实施例10的直流电源30的电路图。该直流电源30包括类似于根据实施例2的直流电源50的电路。因此，在图17中，这些类似部件采用与图4所示标记符号相同的标记符号来标记。此外，有关这些类似部件的细节，可以进一步引用有关实施例2的描述。

根据实施例10的直流电源30，不同于根据实施例2的直流电源20，包括同步整流开关3R，而不是二极管3D，以及另外还包括同步整流控制部分12。

同步整流开关3R较佳的是P沟道MOSFET，其漏极连接着在电感器3L和斩波器开关3S之间的节点P，其源极连接着高端输出端2A，以及其栅极连接着同步整流控制部分12的输出端。

对于同步整流开关3R来说，可以相对于斩波器开关3S建立在它的栅极的逻辑电平和它的ON/OFF状态之间的反相对应。换句话说，当同步整流开关的栅极逻辑电平分别为H和L电平时，则同步整流开关3R分别处于OFF和ON状态。PWM电路4C将同步信号SH发送至同步整流开关3R的栅极。同步信号SH是具有固定幅值的矩形电压脉冲。同步整流开关3R分别在同步信号SH的下降沿和上升沿导通和断开。在不工作周期中，PWM电路4C保持同步信号SH为L电平，而另一方面，在工作周期中，设置同步信号SH的逻辑电平和开关信号SG的逻辑电平一样。换句话说，当开关信号SG分别处于H和L电平时，则同步信号SH处于H和L电平。

同步整流控制部分12包括一个AND电路，计算由输入检测电压模块7所发送的同步信号SH和PWM电路4C所发送的启动信号St的AND，进一步产生与计算结果一致的同步整流开关3R的栅极逻辑电平。同步整流控制部分12采用以下的方法来控制同步整流开关3R的栅极逻辑电平。当启动信号St的电平处于L电平时，同步整流控制部分12保持同步整流开关3R栅极的逻辑电平为L电平，当启动信号St的电平处于H电平时，同步整流控制部分12使得同步整流开关3R的栅极逻辑电平与同步信号SH的逻辑电平相一致。

直流电源30用同步整流控制部分12对同步整流开关3R实现下列导通和断开的控制。在电池电压Vi高于起始输入电压Vi时，输入电压检测部分7将启动信号St保持在L电平上。见图5所示的区域I。因此，同步整流开关3R保持ON状态。这里，变换器控制部分4，即，PWM电路4C在该周期中保持不工作状态。在电池V下降至起始输入电压Vi的Ts时，输入电压检测部分7就将启动信号St变化成H电平。见图5所示的点Ss。因此，就启动变换器控制部分4。此外，在经过变换器控制部分4的启动时间流逝之后，PWM电路4C就开始切换开关信号SG的电平和同步信号SH。在时间Ts之后，同步整流开关3R的栅极逻辑电平就与同步信号SH的逻辑电平一致。在从时间Ts直至变换器控制部分4的启动时间流逝之时，同步信号SH一直保持在L电平上。因此，同步整流开关3R保持在ON状态上。在变换器控制部分4的启动时间流逝之后，同步信号SH开始电平切换。这时，同步整流开关3R根据同步信号SH开始开关操作。特别是，当斩波器开关3S分别处于ON和OFF状态时，同步整流开关3R处于OFF和ON状态。

可以从上述ON和OFF控制中可以清晰地看到：同步整流开关3R的导通和断开的时序类似于根据实施例2的直流电源20内部二极管3D(见图4)的导通和断开时序。更具体地说，在PWM电路4C的不工作周期中，同步整流开关3R保持ON状态，而另一方面，在PWM电路4C的工作周期中，同步整流开关3R的导通和断开保持与变换器开关3S导通和断开相反。换句话说，当斩波器开关3S分别处于ON和OFF状态时，同步整流开关3R则处于OFF和ON状态。于是，根据实施例的直流电源30采用类似于根据实施例2的直流电源20的相同方式进行工作。特别是，输出电压Vo的稳定性具有高的可靠性。

一般来说，开关元件的导通损耗小于二极管的导通损耗。因此，在升压斩波器3的较低导通损耗方面，根据实施例10的直流电源30具有优于根据实施例2的直流电源20的优点。

在上述根据实施例1至9的直流电源中，升压斩波器3包括二极管3D。在直流电源中，升压斩波器3可以包括一个同步整流开关和一个同步整流控制部分，以取代二极管3D，例如，采用类似于根据实施例10的直流电源30的方式。在这种情况下，可以控制在各个直流电源内部的同步整流开关的导通和断开，尤其是与二极管3D的导通和断开相同步。更具体地说，同步整流开关以及旁路开关5，在PWM电路4C的不工作周期中都保持ON状态，而在PWM电路的工作周期中都可保持与斩波器开关3S导通和断开相反的导通和断开。基于在实施例10种的同步整流控制部分12的导通和断开控制，业内普通技术人士都容易理解这种导通和断开的控制。因此，取代二极管3D的同步整流开关不会影响根据实施例的各个直流电源的工作。特别是，输出电压Vo的稳定性保持高的可靠性。此外，上述取代在DC-DC变换器的低导通损耗方面具有优点，因为一般来说，开关元件的导通损耗低于二极管。

实施例11

图18是根据本发明实施例11的直流电源35的电路图。该直流电源35包括类似于根据实施例1的直流电源10的电路。因此，在图18中，这些类似部件采用与图1所示标记符号相同的标记符号来标记。此外，有关这些类似部件的细节，可以引用有关实施例1的描述。

根据实施例11的直流电源35包括一个停止开关3U和它的驱动器3V，除了根据实施例1的直流电源的10的结构之外。停止开关3U较佳的是N沟道MOSFET，其漏极连接着在二极管阴极和旁路开关5的源极之间的节点J。这里，旁路控制部分6的同相输入端连接着节点J。停止开关3U的源极连接着高端输出端2A。特别是，停止开关3U与输出滤波电容的位置相比更靠近于电池B。停止开关3U的栅极连接着驱动器3V。当栅极的逻辑电平处于H和L电平时，停止开关3U就分别处于导通和断开状态。当停止开关3U断开时，负载电流Io就断开。

驱动器3V连接着外接负载L的控制终端CTL。驱动器3V确定停止开关3U的栅极逻辑电平与经控制终端CTL从外接负载L接受的停止信号Su相一致。外接负载L是，例如，笔记本电脑PC的控制，并控制停止开关3U的导通和断开。换句话说，外接负载L从它的控制终端CTL发送停止信号给驱动器3V，并利用停止信号Su的电平把停止开关3U的栅极逻辑电平转达驱动器3V。停止信号Su是一个具有固定幅值的矩形电压脉冲。驱动器3V分别在停止信号Su的上升沿和下降沿使得停止开关3U导通和断开。

变换器控制部分4检测停止信号Su。当停止信号Su处于低电平时，忽略启动信号St的电平，变换器控制部分4保持不工作状态。当停止信号Su处于高电平，变换器控制部分4可根据启动信号St电平而启动。

当笔记本电脑进入睡眠状态，如外接负载L将停止信号Su从高电平转换到低电平。因此，停止开关3U断开，并随后，断开在升压断路器3内所包括的二极管3D中所流过的电流Id和旁路电流I5。另一方面，变换器控制部分保持在不工作状态，使得升压断路器也保持在不工作状态。于是，外接负载就切断来自直流电源35所提供的功率。所以，功率就不再提供给外接负载L，并因此外接负载的功率消耗得以抑制，所以，提高了电池B的使用效率。

停止开关可以处于能够使其断开负载电流Io的位置。例如，停止开关连接在一个比电感器3L和旁路开关5之间的节点更靠近电池B的位置。特别地，当DC-DC变换器在输入端1A和1B之间包括一个输入滤波电容的时候，停止开关可以连接在输入滤波电容与高端输入端1A之间。然而，特别是，在升压斩波器3工作状态下，直流电源35的输出电流或负载电流Io通常都小于直流电源35的输入电流I3+I5。因此，当停止开关位于停止开关3U的上述位置，即，邻近输出滤波电容3C和靠近电池B时，它的开关损耗可以降低。

上述根据实施例1-10的直流电源可以包括一个类似于实施例11的直流电源35中的停止开关。在这种情况下，旁路控制部分可以进一步地检测升压斩波器的输出电流和停止开关ON电压，并基于缩检测到的数值，可以确定旁路开关的导通和断开状态。旁路控制部分，例如，从停止开关的ON电压中检测到负载电流Io，并可以在负载电流Io等于升压斩波器输出电流时使得旁路开关断开。

上述根据实施例1-11的直流电源都包括升压斩波器3，或使用电感3I的升压变换器，作为它的DC-DC变换器。根据实施例6的直流电源60还包括一个降压斩波器31，或使用电感3I的补偿变换器。在本发明的实施例中，DC-DC变换器可以是一个补偿/升压变换器，例如，Cuk，Zeta，Sepic的变换器。此外，DC-DC变换器采用了使用了电容和开关的电荷泵来取代使用电感的变换器。

上述根据本发明实施例的任一直流电源都可以安装在电池供电的电子设备中，并可以采用电池工作。另一种选择是，供应给直流电源的功率可以是诸如来自商业AC电源经整流的功率。换句话说，上述直流电源可以是，例如，串联在全波整流电路和另一个DC-DC变换器之间，并通过它们将AC电能转化成一个固定的DC功率。上述直流电源保持其输出电压等于或高于固定的电平，除了电源电压接近为零，和改善了有关从AC电源至外接负载所提供的功率的功率因数。上述的直流电源抑止了在输出电压中额外负脉冲的产生，特别是由于旁路开关的断开，从而可以防止输出电压的突然下降。

本发明所披露的上述较佳实施例并不可以解释成是试图限制。对业内熟练的技术人士来说，在阅读了本披露之后，对本发明的各种变更和改进都可以变得显而易见。其必然结果是，这种变更和改进都在本发明的实质性精神和范围之内。此外，应该理解的是，所附的权利要求试图覆盖这种变更和改进。

工业应用

本发明涉及一种包括一个DC-DC变换器和一个旁路开关并联连接的直流电源，并且在DC-DC变换器的开关工作的启动阶段保持旁路开关处于ON状态，从而可以防止输出电压的突然下降，正如以上所讨论的。于是，本发明具有显著的工业应用前景。

Claims (17)

1.一种直流电源，其特征在于，它包括：

DC-DC变换器，通过它的开关操作，将来自外接直流电源的输入电压转换成等于或大于输入电压的输出电压，并将输出电压施加给外接负载；

变换器控制部分，用于对所述输出电压和所需电压进行比较，并基于它们之间的差异，控制所述DC-DC变换器的所述开关操作；

旁路开关，短路连接在所述DC-DC变换器的输入端和输出端之间；以及，

旁路控制部分，保持所述旁路开关在所述DC-DC变换器不工作期间处于导通状态，并在所述DC-DC变换器开始开关操作时，进一步保持所述旁路开关从开始起一预定时间内处于导通状态。

2.根据权利要求1所述直流电源，其特征在于，

所述旁路控制部分比较所述输入电压和所述输出电压，并分别在所述输入电压高于和低于所述输出电压时使得所述旁路开关导通和断开。

3.根据权利要求1所述直流电源，其特征在于，

所述直流电源包括启动控制部分，它基于所述输入电压和输出电压中的一个或两个电压，向所述变换器控制部分发送一预定启动信号；

在不工作状态中的所述变换器控制部分一旦接受到所述启动信号就启动，且

所述旁路控制部分包括：

信号延迟部分，将所述启动信号从接受时刻开始保持一预定的延迟时间，和，

开关驱动部分，保持所述旁路开关处于导通状态，直至接受来自所述信号延迟部分的启动信号，并在接受到所述启动信号时使得所述旁路开关断开。

4.根据权利要求3所述直流电源，其特征在于，

所述启动控制部分根据所述输入电压向所述变换器控制部分发出预定的停止信号；

在工作中的所述变换器控制部分在接受到所述停止信号时停止；以及，

在所述旁路控制部分中，

所述信号延迟部分在接收时刻起的一预定的延迟时间内保持所述停止信号，和，

所述开关驱动部分保持所述旁路开关处于OFF状态，直至接收到来自所述信号延迟部分的所述停止信号，并在接受到所述停止信号时，使得所述旁路开关导通。

5.根据权利要求1所述直流电源，其特征在于，

所述直流电源包括输入电压检测部分，用于比较所述输入电压和起始输入电压；

所述变换器控制部分，基于所述输入电压检测部分的输出，

在所述输入电压高于所述起始输入电压时，保持所述DC-DC变换器不工作，并

在检测到所述输入电压下降至所述起始输入电压时，使所述DC-DC变换器启动所述开关操作。

6.根据权利要求1所述直流电源，其特征在于，它包括：

输入电压检测部分，用于比较所述输入电压和停止输入电压；

输出电压检测部分，用于比较所述输出电压和起始输出电压；和，

启动控制部分，

基于所述输出电压检测部分的输出，在所述输出电压高于所述起始输出电压的时间段中，保持所述变换器控制部分不工作，并且在检测到所述输出电压下降至所述起始输出电压时，启动所述变换器控制部分，和，

基于所述输入电压检测部分的输出，在所述输入电压低于所述停止输入电压的时间段中，保持所述变换器控制部分工作，且在检测到所述输入电压上升至所述停止输入电压时就停止所述变换器控制部分。

7.根据权利要求6所述直流电源，其特征在于，所述启动控制部分，基于所述输入电压检测部分和所述输出电压检测部分的输出，

在所述输入电压高于所述停止输入电压和所述输出电压高于所述起始输出电压的时间段中，保持所述变换器控制部分不工作，和，

在检测到所述输入电压下降至低于所述停止输入电压和所述输出电压下降至所述起始输出电压时，启动所述变换器控制部分。

8.根据权利要求1所述直流电源，其特征在于，

所述DC-Dc变换器除了将所述输入电压变换到等于或大于输入电压的所述输出电压的升压操作能力之外，还具有将所述输入电压变换到等于或低于输入电压的所述输出电压的降压操作能力，

所述变换器控制部分，基于在所述输出电压和所述所需电压之间的差异，使得所述DC-DC变换器进行所述降压操作和所述升压操作之一，并保持所述DC-DC变换器处于不工作状态；和，

在所述DC-DC变换器的升压工作起始时，所述旁路控制部分进一步保持所述旁路开关处于ON状态且从启动时刻持续一预定时间。

9.根据权利要求1所述直流电源，其特征在于，它包括同步整流器部分，用于在所述DC-DC变换器与它的开关操作同步期间进行整流，并在所述DC-DC变换器不工作期间保持着ON状态。

10.根据权利要求8所述直流电源，其特征在于，它包括同步整流器部分，用于在所述DC-DC变换器的升压操作中与它的开关操作同步进行整流，并在所述DC-DC变换器处于不工作周期中保持着ON状态。

11.根据权利要求8所述直流电源，其特征在于，它包括停止开关，用于在所述外接负载的导通-断开控制下进行操作，并且能断开由所述外接直流电源所提供的输入电流和向所述外接负载提供的输出电流之一。

12.根据权利要求11所述直流电源，其特征在于，

所述DC-DC变换器包括输出滤波电容器，它与所述外接负载并联连接；

接近于所述DC-DC变换器和所述旁路开关之间的所述外接负载的节点，它的位置比所述输出滤波电容器更加接近于所述外接直流电源；以及，

所述停止开关连接在所述节点和所述输出滤波器之间。

13.根据权利要求11所述直流电源，其特征在于，所述停止开关连接在更接近于所述外接直流电源的位置上，与在所述DC-DC变换器和所述旁路开关之间的所述外接直流电源附近的节点相比。

14.一种电池供电的电子设备，其特征在于，它包括：

电池，用于提供预定的电池电压；和，

直流电源，它包括：

DC-DC变换器，通过它的开关操作，将所述电池电压转换成等于或大于电池电压的输出电压；

变换器控制部分，用于对所述输出电压和所需电压进行比较，并基于它们之间的差异，控制所述DC-DC变换器的所述开关操作；

旁路开关，短路连接在所述DC-DC变换器的输入端和输出端之间；以及，

旁路控制部分，保持所述旁路开关在所述DC-DC变换器不工作期间处于导通状态，并在所述DC-DC变换器进行开关操作开始时，进一步保持所述旁路开关从开始起的一预定时间内处于导通状态。

15.根据权利要求14所述电池供电的电子设备，其特征在于，所述电池电压在所述电池的放电中期下降至低于所述所需电压。

16.根据权利要求14所述电池供电的电子设备，其特征在于，还包括无线发送器部分，用于以无线电波向外部发送信号。

17.根据权利要求16所述电池供电的电子设备，其特征在于，所述无线发送器部分包括功率放大器部分，用于在所述DC-DC变换器的所述输出电压的应用条件下放大所需发送的信号。

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