JP2002503938A - 開ループｄｃ／ａｃコンバータと併用されるｐｗｍコントローラ - Google Patents

開ループｄｃ／ａｃコンバータと併用されるｐｗｍコントローラ

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Abstract

(57)【要約】 リング・ジェネレータ回路（９０）を含めて各種の開ループ・トポロジー電源回路に使用するのに適するパルス幅変調（ＰＷＭ）コントローラ（１０）。コントローラおよびこれから得られる回路は、所望の出力電圧波形を得るために開ループ・トポロジーを利用する。ＰＷＭコントローラは、バック、ブースト、フォワードおよびプッシュプル・トポロジーなど多様な開ループ・コンバータ・トポロジーを実現するのに適している。ＰＷＭコントローラは、様々な可能な開ロープ・コンバータ・トポロジーを制御するために必要な信号を与えるのに適する。コントローラは、半波長正弦波信号を生成するために使用されるＰＷＭ信号を生成する機能を持つ。コントローラは、出力ブリッジ回路（８６）の出力で全波長正弦波を生成するために、生成されるＰＷＭ信号のデューティサイクルを制御するために必要な機能を含む。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 （発明の分野） 本発明は、一般にＰＷＭコントローラに関するもので、詳記すれば、特に開ル
ープＤＣ／ＡＣコンバータとの併用に適したＰＷＭコントローラに関するもので
ある。 （発明の背景） リング・ジェネレータ（呼出音発生器）のようなＤＣ／ＡＣコンバータは、標
準の電話機の呼出音を鳴らすのに使用される呼出信号を提供するのに今日普通に
使用されているよく知られた装置である。電話サービスプロバイダは、顧客の家
屋に設置された電話機に送られる標準の呼出音を発生させるのにかかる装置を使
用する。加えて、電話ＰＢＸ設備の製造者は、ＰＢＸ設備に接続された増設電話
機の呼出音を鳴らすのに使用される呼出信号を提供するのにリング・ジェネレー
タを使用する。
【０００２】 代表的なリング・ジェネレータは、正弦波またはほぼ正弦波の波形を提供する
ように設計される。比較的小型の電話システム、例えば小型のループキャリヤシ
ステム、ＰＢＸシステムまたはキーシステムの場合は、大型の鉄心変圧器を使用
する設計と対照的に電子呼出音技術を採用するのが一般的である。これら比較的
小型のシステムは、代表的には、大きい割合の回線を同時に鳴らせるようになっ
ていることが要求される。
【０００３】 さらに、電話ループ設備に光ファイバがますます多く導入されつつあり、これ
に伴い、よく制御された正弦波形の出力を有する小型の、相応の効率を有するリ
ング・ジェネレータに対する需要が増しつつある。ファイバ・トゥ・ザ・カーブ
（ＦＴＴＣ）のようなシステムは、代表的には４戸を受け持ち、最大１２の電話
チャネルを提供することができる。ファイバ・トゥ・ザ・ホーム（ＦＴＴＨ）シ
ステムは、１戸だけを受け持ち、代表的には２つ以下の電話チャネルを提供する
。これらの電話システムおよび関連の他の電話システムは、最大３回線を同時に
鳴らすことにできる呼出音源を提供することが要求される。加えて、各回線が５
つもの呼出信号機を付けていてよい。リング・ジェネレータ・デバイスの出力は
、相応の効率を持つ支持されたすべての電話回線において呼出信号機の各々を駆
動し、正弦波形を維持するのに十分な大きさでなければならない。
【０００４】 加えて、リング・ジェネレータ・デバイスは、通常見られる直流５Ｖ、１２Ｖ
、２４Ｖまたは４８Ｖのように入力電圧が変化する電源から受電できなければな
らない。このようなデバイスの電力消費は、過剰な電力を引き出さないように、
また、満足できる働きをするのに十分な電力をシステム内の他の電源から奪わな
いように制限されるのが望ましい。リング・ジェネレータ・デバイスはまた、過
電流、すなわち低抵抗障害、および短絡条件にさらされた場合、永久的な損傷を
こうむることなくそれに耐えられるのが望ましい。かかるデバイスは、過剰な数
の呼出信号機が同時に作動したために過負荷にさらされた場合、その過剰な数の
呼出音を鳴らすのに十分でないポイントまで出力電圧を下げなければならないと
しても、働き続け、正弦波形を出力し続けなければならない。 （発明の要旨） 本発明は、リング・ジェネレータ・デバイスを包含する多種多様な開ループ・
トポロジー電源回路との併用に適したパルス幅変調（ＰＷＭ）コントローラから
なる。コントローラとそこから実現した電源回路は、開ループ・トポロジーを利
用して希望する出力電圧波形を獲得する。ＰＷＭコントローラおよび関連の方法
は、バック・トポロジー、ブースト・トポトジー、フォワード・トポロジー、プ
ッシュプル・トポロジーおよび他のあらゆる連続モードのＰＷＭ制御トポロジー
等の複数の異なる開ループ・コンバータ・トポロジーを実現させるのに適する。
【０００５】 ＰＷＭコントローラは、さまざまな実現可能な開ループ・コンバータ・トポロ
ジーを制御するのに必要な信号を提供するのに使用される。コントローラは、半
波正弦波信号を発生させるのに使用されるＰＷＭ信号を発生させるよう機能する
。コントローラは、出力ブリッジ回路の出力において全波正弦波を生じさせるた
めに、発生したＰＷＭ信号のデューティサイクルを制御するのに必要な機能を包
含する。
【０００６】 本発明は、一般化したＰＷＭコントローラとそこから実現した、開ループ・ト
ポロジーを利用する複数の特殊なコンバータ回路を開示する。図に示すため、本
発明を先ず開ループ・フライバック型リング・ジェネレータ回路との関係の中で
説明する。但し、本発明のＰＷＭコントローラの用途は、リング・ジェネレータ
だけに限られるのでなく、ブースト・トポトジー、バック・トポロジー、フォワ
ード・トポロジーおよびプッシュプル・トポロジーを包含するが、これだけに限
らない開ループ・トポロジーを有する他の多種のコンバータを制御するのに適用
できる。
【０００７】 第１の実施例において、ＰＷＭコントローラは、開ループ・フライバック・ト
ポロジーを有するリング・ジェネレータ回路を制御するのに必要な信号を提供す
る。コントローラは、変圧器の一次側をオン・オフするのに使用されるＰＷＭ信
号を発生させるよう機能する。コントローラは、変圧器の二次側に正弦波出力を
生じさせるために、発生したＰＷＭ信号のデューティサイクルを制御するのに必
要な機能を包含する。コントローラはまた、一次巻線を通る電流を感知すること
によって出力負荷を通して電力を追跡する過電流保護回路を包含する。加えて、
この回路が、補助の変圧器二次巻線に結合させられた同期整流回路の使用によっ
て二次側の負電流を許容する。出力ブリッジ回路が、発生した半波出力から全正
弦波を作り出す。
【０００８】 コントローラは、フライバック変圧器回路の伝達関数に関する周知の方程式を
次式によって与えられた通り連続モードで実行するよう機能する。 Ｄ＝〔ＶOUT 〕／〔Ｎ・ＶIN＋ＶOUT 〕 ここに、 ＶOUT ＝所望の出力電圧、 ＶIN＝入力電圧、 Ｎ＝変圧器の一次側と二次側の間の巻数比、 である。上の方程式は、コントローラによって発生させられたＰＷＭ信号のデュ
ーティサイクルの値Ｄを表す。等式記号の右側の値は知られており、よって、値
Ｄは計算でき、これで、開ループ構成が得られる。巻数比Ｎは予め決められてお
り、出力電圧ＶOUT は希望するサイン関数であり、ＲＯＭまたは同期機のような
周知の何らかの手段によって発生させることができる。加えて、ＶINは、サンプ
リングして方程式に入れることができる。
【０００９】 コントローラ内の過電流保護手段は、変圧器の一次側を通る電流を感知する働
きをする。電流が所定の閾値を超えると、内蔵のアップダウン・カウンタが増分
され、そこで、巻数比Ｎの値に乗じられる保護定数の値が増大する。その結果、
過電流条件が無くなるまで、出力電圧は低下させられる。これは、巻数比を大き
くすることと等価で、これで、デューティサイクルは効果的に短縮され、その結
果、その分低い出力電圧が生じることになる。
【００１０】 本発明のリング・ジェネレータ・コントローラおよびリング・ジェネレータ回
路の主な特徴は、（１）リング・ジェネレータが伝統的な閉ループ設計と反対の
開ループ・トポロジーで働くこと、（２）回路が直流入力から交流正弦波を発生
させること、（３）結果として生じる回路が相対的に単純で、製造コストが低い
こと、および、（４）その結果生じる制御回路がＡＳＩＣで実現できることであ
る。
【００１１】 回路は、直流５Ｖ、１２Ｖ、２４Ｖおよび４８Ｖのようなさまざまな入力電圧
ＶINをもって働くことができる。発生した正弦波出力電圧ＶOUT の振幅は、５０
Ｖrms から９０Ｖrms までの間で変化し得るが、ＶINの変化に関係なく安定して
いる。さらに、出力電圧ＶOUT は、１７Ｈｚ、２０Ｈｚ、２５Ｈｚおよび５０Ｈ
ｚを包含するが、これだけに限らない世界中の通信システムで使用されているさ
まざまな周波数のどれをも持つことができる。回路はまた、出力を遮断し、回路
の電流消費を減少させる機能を持つ抑止手段（インヒビット手段）からなる。こ
の抑止手段は、出力された呼出信号がゼロレベルに達するまで、抑止作用を遅ら
せる内部同期化回路からなる。
【００１２】 第２、第３および第４の実施例は、ブースト、バック、フォワード等のさまざ
まな周知のタイプのコンバータにＰＷＭコントローラを適用する例を表す。 （発明の詳細な説明） 全体を通して使用される表記 本書全体を通して使用される表記は次の通りである。 ─────────────────────────────────── 用語 定義 ─────────────────────────────────── ＡＳＩＣ 特定用途向け集積回路 ＣＴＩ コンピュータ・テレフォニー・インテグレーション ＥＭＦ 起電力 ＥＳＲ 等価直列抵抗 ＦＥＴ 電界効果トランジスタ ＦＴＴＣ ファイバ・トゥ・ザ・カーブ ＦＴＴＨ ファイバ・トゥ・ザ・ホーム ＬＥＤ 発光ダイオード ＭＯＳＦＥＴ 金属酸化物半導体電界効果トランジスタ ＰＢＸ 構内交換機 ＰＷＭ パルス幅変調器 ＲＭＳ 平均二乗根 ＲＯＭ リード・オンリー・メモリ ＵＰＳ 無停電電源装置 ＶＳＡＴ 超小型衛星地球局 ─────────────────────────────────── （一般的説明） 本発明は、開ループ・トポロジーを有するＤＣ／ＡＣコンバータを実現させる
のに適したＰＷＭコントローラからなる。コントローラの特徴は、これが、出力
信号サンプリングの必要なしに希望する出力電圧を発生させるのに必要な回路お
よび制御信号を提供することである。コントローラは、入力信号、変圧器巻数比
および希望する出力電圧の関数としてＰＷＭ信号のデューティサイクルを制御す
るよう機能する。本発明のコントローラは、バック・トポロジー、ブースト・ト
ポトジー、フォワード・トポロジー、プッシュプル・トポロジーおよび他のあら
ゆる連続モードのＰＷＭ制御トポロジー等の多種多様な開ループ・コンバータ・
トポロジーとの併用に適する。
【００１３】 リング・ジェネレータの用途に適したコントローラおよび開ループ・フライバ
ック型コンバータの詳細な説明のために特殊例を設ける。コントローラ自体とそ
こから構築されたリング・ジェネレータ回路の両方について詳細に説明する。こ
こに開示したタイプのリング・ジェネレータ回路は、ＰＢＸ、キーシステム、フ
ァクシミリ切換機、ＣＴＩ装置、ルーラル電話、衛星電話、ＶＳＡＴ端末、ワイ
ヤレス・ローカル・ループ電話システム等のさまざまな通信システムに適用でき
る。
【００１４】 本発明のリング・ジェネレータ・コントローラは、ＡＳＩＣの形で具体化され
たもので、ＰｏｗｅｒＤｓｉｎｅ Ｌｔｄ．（イスラエル・ペタティクバ）によ
り製造された部品番号ＰＤ５０１９、ＰＤ５０３９の品目として市販されている
。本発明のリング・ジェネレータ・コントローラを具体化する部品番号ＰＤ２２
ｘｘ、ＰＤ２１ｘｘおよびＰＤ２３ｘｘのリング・ジェネレータ回路のグループ
が市販されており、また、上記会社から入手できる。 （一般的な直流伝達関数） 切換電源、すなわちＤＣ／ＤＣ、ＡＣ／ＤＣ、ＡＣ／ＡＣおよびＤＣ／ＡＣの
一般的な直流伝達関数は次式で表すことができる。
【００１５】 Ｖ0 （ｔ）＝Ｋ・Ｎ・ＶIN（ｔ）ｆ1 （Ｄ，ｔ）・ｆ2 （ｆs ，ｔ）（１） ここに、 Ｋはトポロジー係数、 Ｎは変圧器巻数比（一次／二次巻数比＝１の場合または非絶縁トポロジーの場
合にＮ＝１）、 ＶIN（ｔ）は入力電圧で、交流でも直流でもよく、代表的には直流である（入
力電圧が交流である場合は、低リプルになるように整流、濾過する。そうするこ
とで、ｆ1 （ｄ，ｔ）の導出が簡単になる）。
【００１６】 Ｖ0 （ｔ）は所望の出力電圧、 ＤはＰＷＭ信号のデューティサイクル、 ｆs は切換周波数、 である。 上に示す方程式１が有効であるための条件は、（１）切換周波数ｆs が一定で
あること、（２）磁気要素を通る電流が常に非ゼロであることである。換言すれ
ば、誘導子が 〔ΔＩ／２〕＞ ｍｉｎ［ＩAGV ］ （２） を利用する連続電流モードで働くこと、もしくは、同期整流技術が使用されるこ
とである。こうした条件のもとで次の方程式が使用できる。
【００１７】 Ｖ0 （ｔ）＝Ｋ・Ｎ・ＶIN（ｔ）ｆ1 （Ｄ，ｔ） （３） これで、いかなるＶ0 （ｔ）値に対しても、ｆ1 （Ｄ，ｔ）は、方程式 ｆ1 （Ｄ，ｔ）＝〔Ｖ0 （ｔ）〕／〔Ｋ・Ｎ・ＶIN（ｔ）〕 （４） を解くことによって導出することができる。方程式４の適用例には、磁気要素を
通る非ゼロ電流を維持するために同期整流を利用するＤＣ／ＡＣ開ループ・フラ
イバック型コンバータが含まれる。他の例には、バック、ブースト、フォワード
、プッシュプルの各トポロジーおよび他のあらゆる連続モードのＰＷＭ制御開ル
ープ・トポロジー等を有するさまざまな開ループＤＣ／ＡＣコンバータが含まれ
る。
【００１８】 冒頭に述べた通り、本発明のコントローラの原理の理解を助けるため、単純化
したリング・ジェネレータ回路が図１に示してある。全体を番号９０で表したこ
の単純化したリング・ジェネレータ回路は、一次巻線７４および二次巻線７６を
有する変圧器７２からなる。一次側は、全体を番号１０で表したリング・ジェネ
レータ・コントローラ、ＦＥＴ８８およびコンデンサ７０に結合させてある。二
次側は、ダイオード８２、同期整流器８０、コンデンサ８４および出力ブリッジ
回路８６に結合させてある。
【００１９】 本発明のコントローラおよび対応するリング・ジェネレータ回路の主な特徴は
、（１）回路が伝統的な閉ループ設計と反対の開ループ・トポロジーで働くこと
、（２）回路が直流入力から交流正弦波を発生させる働きをすること、（３）結
果として生じる回路が単純で、製造コストが低いこと、および、（４）その結果
生じる制御回路が任意にＡＳＩＣで実現できることである。
【００２０】 図１について説明すると、コントローラ１０は、入力電圧ＶINをサンプリング
し、スイッチ（ＦＥＴ）８８のための駆動信号を発生させるよう機能する。当業
者であれば、回路９０が出力電圧ＶOUT からのフィードバックがない開ループ・
フライバック・トポロジーを有することが理解される。コントローラ１０は、出
力ブリッジ回路８６への入力において整流半波正弦波形が発生させられるように
ＦＥＴ８８をオン・オフするパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を発生させる。出力ブ
リッジ回路８６は、それへの整流正弦波入力から全出力正弦波を発生させるべく
機能する。
【００２１】 回路は、直流５Ｖ、１２Ｖ、２４Ｖおよび４８Ｖを包含するがこれだけに限ら
ないさまざまな入力電圧ＶINをもって働くことができる。発生した正弦波出力電
圧ＶOUT の振幅は、５０Ｖrms から９０Ｖrms までの間で変化し得るが、他の電
圧範囲も可能である。加えて、出力電圧は、１７Ｈｚ、２０Ｈｚ、２５Ｈｚおよ
び５０Ｈｚを包含するがこれだけに限らない、世界中の通信システムで使用され
ているさまざまな周波数のどれをも持つことができる。回路はまた、出力を遮断
し、回路の電流消費を減少させる機能を持つ抑止手段からなる。この抑止手段は
、出力された呼出信号がゼロレベルに達するまで、抑止作用を遅らせる内部同期
化回路からなる。
【００２２】 回路はまた、入力電流が所定の閾値を超えると活動させられる過電流保護手段
からなる。過電流保護手段は、過剰な電流が信号器回路に加えられ、また、過剰
な電流が電力発生回路の出力ブリッジ回路給電部分から出力される事態を避ける
ために入力電流を制限する回路からなり、これで、リング・ジェネレータ回路に
対する損傷が防止される。コントローラは、出力正弦波のピークのクリッピング
を避けるために二次側で固有のピーク振幅を発生させるよう機能する。過電流条
件が過酷である場合、保護手段は、呼出信号器を８００ｍｓ以内に断路し、任意
の遅延時間、例えば５秒間の後にリング・ジェネレータを活動させようとする。
この間、呼出信号器の電流消費は低レベルに減じられる。過負荷または短絡が除
去されると、呼出信号器は、ある一定の時間の後に正常動作を自動的に再開する
。
【００２３】 次に、回路９０の動作をより詳細に説明する。前述の通り、この回路は、出力
ブリッジ回路８６によって全正弦波出力信号ＶOUT に変換される半正弦波信号を
出力信号のサンプリングなしに発生させるよう機能する。これは、フライバック
回路に関する周知の伝達関数を利用することによって遂行される。回路の伝達関
数は、回路内に存在する既知量（エンティティ）とともに、スイッチ８８に加え
られる切換信号のデューティサイクルを計算するのに使用される。伝達（または
伝送）関数は、デューティサイクルの関数としての出力電圧、入力電圧および一
次巻線と二次巻線との比に関係し、下の方程式５で表される。
【００２４】 ＶOUT ／ＶIN＝Ｎ・〔Ｄ／（１−Ｄ）〕 （５） ここに、 Ｎ＝Ｎ2 ／Ｎ1 （６） および ＶOUT ＝半正弦波出力電圧 ＶIN＝入力電圧 Ｎ＝巻数比 Ｎ1 ＝一次巻線の巻数 Ｎ2 ＝二次巻線の巻数 Ｄ＝スイッチに入力されたＰＷＭ信号のデューティサイクル である。よって、出力電圧ＶOUT は、 ＶOUT ＝ＶIN・Ｎ・〔Ｄ／（１−Ｄ）〕 （７） として表すことができる。
【００２５】 伝達関数に関する上の方程式は、変圧器７２を通る電流が連続的である時しか
有効でない点に注意することが重要である。よって、回路のどのサイクルの間で
も、ループ電流が一次巻線７４か二次巻線７６かどちらかの中を流れ、それで、
変圧器７２を通る電流の流れが維持されていなければならない。 上の伝達関数を考慮して、デューティサイクルを除くすべてのエンティティを
予め決めることができる。出力電圧ＶOUT は、たとえそれが回路の発生させつつ
ある電圧であるとしても、既知エンティティである。入力電圧ＶINも、周期的に
サンプリングできるので、既知量である。さらに、巻数比Ｎも予め決めることが
できるので、特定の用途にとって既知量である。既知量でも予め決められた量で
もない唯一のエンティティがデューティサイクルで、これはサイクルごとに計算
しなければならない。そこで、上の方程式をＤについて解くと、次式の通りとな
る。
【００２６】 Ｄ＝ＶOUT ／〔Ｎ・ＶIN＋ＶOUT 〕 （８） これで、コントローラ１０は、各サイクルの間にデューティサイクルＤを計算
するよう機能し、計算されたデューティサイクルＤは、ＦＥＴ８８のゲートに加
えられた切換信号のパルス幅を調整するのに使用されることになる。 前述の通り、上の方程式は、変圧器７２を通る電流が連続的である場合しか有
効でない。一次巻線７４と二次巻線７６の両方を通る電流は、なかんずく、スイ
ッチ８８に加えられた切換信号によって、二次側に結合させられた回路によって
、また、出力ブリッジ回路８６への入力か出力かどちらかにかけられた負荷（あ
るとすれば）によって決められる。
【００２７】 変圧器を通る連続電流は、２つの方法のうちのひとつによって獲得できる。第
１の方法は、二次回路にかかる負荷を最小にすることであり、第２の方法は、同
期整流器または同期ダイオード回路として知られているものを使用することであ
る。二次回路に負荷がかかった時に変圧器の一次巻線と二次巻線を通る電流を示
すグラフを図２Ａに掲げる。変圧器７２を通る電流は、周期Ｔを有する回路の１
つのサイクルについて示してある。時間周期ＴONは、スイッチ８８がオンである
時の時間を表し、時間周期ＴOFF は、該スイッチがオフである時の時間を表す。
コントローラ１０は、上に挙げた方程式に従って求められるデューティサイクル
を有するスイッチ８８を駆動するＰＷＭ信号を発生させるよう機能する。
【００２８】 曲線２０は、スイッチ８８がオンである時に一次側を通流する電流Ｉ1 を表し
、曲線２２は、該スイッチがオフである時に二次側を通流する電流Ｉ2 を表す。
図２Ａに示す電流軌跡は、変圧器を通る連続電流が、二次回路にかかるブリーダ
負荷を最小にすることによって獲得されるケースを表す。図から分かる通り、負
荷は、エネルギーを浪費させ、回路効率を低下させる直流レベルを作り出す。ブ
リーダ負荷が増すにつれて直流レベルは上がり、回路効率をさらに低下させるこ
とになる。
【００２９】 図２Ｂは、ブリーダ負荷または他の種類の負荷を伴わずに働く時の変圧器の一
次巻線と二次巻線を通る電流を示すグラフである。曲線３０は、スイッチ８８が
オンである時に一次側を通流する電流Ｉ1 を表し、曲線３２は、該スイッチがオ
フである時に二次側を通流する電流Ｉ2 を表す。これらの電流曲線は、同期ダイ
オード負荷またはブリーダ負荷が回路にかからないケースを表す。従って、図１
について説明すると、二次側だけがダイオード８２とコンデンサ８４からなる。
このケースでは、スイッチ８８がオフである周期の間に逆起電力が作られた時に
電流が一次側に戻る通路は存在しない。ダイオード８２に逆バイアスがかけられ
るので、コンデンサ８４にかかる電圧を放出するためのメカニズムは存在しない
。二次側に負荷がないので、二次側を通る電流はゼロに落ち、コンデンサにかか
る電圧はますます上昇し、出力の正弦波形を破壊するまでになる。この時点では
、コンデンサにかかる電圧は伝達関数に従わない。
【００３０】 二次側に同期整流器を付けて高効率で作動する時の変圧器の一次巻線と二次巻
線を通る電流を示すグラフを図２Ｃに掲げる。曲線４０は、スイッチ８８がオン
である時に一次側を通流する電流Ｉ1 を表し、曲線４２は、該スイッチがオフで
ある時に二次側を通流する電流Ｉ2 を表す。この場合、同期ダイオード８０は二
次側に位置し、スイッチ８８がオフである間にエネルギーを一次側に戻すよう機
能する。該スイッチがオンである間、一次側の電流Ｉ1 は、該スイッチがオフに
切り替わるまで、増大し続ける。該スイッチがオフに切り替わると、二次側の電
流Ｉ2 が減少し続ける。ある点において電流はゼロ以下に減少し、そこで流れる
方向を変える。電流の流れる方向が変わるこの時点において、同期ダイオード回
路は、二次側の電流の流れを維持すべく切り替わる。注目すべきは、同期ダイオ
ード８０なしでは、フライバック型変圧器の二次側のダイオードを負電流が通流
できないことである。電流が該ダイオードを通流できないと、変圧器の機能はも
はや有効でなくなり、出力はその正弦波形を失うことになる。
【００３１】 次に、開ループ・フライバック型リング・ジェネレータ回路の制御に適したコ
ントローラをより詳細に説明する。本発明の開ループ・コントローラの第１の実
施例を示すブロック図を図３に掲げる。図１について説明すると、リング・ジェ
ネレータ・コントローラ１０は、上に挙げた等式関係を方程式８において成立さ
せるのに必要な要素からなる。
【００３２】 Ｄ＝ＶOUT ／〔Ｎ・ＶIN＋ＶOUT 〕 （８） この方程式の右辺のエンティティは各々、既知量である。入力電圧ＶINはサン
プリングされ、図１に示す通りコントローラに入力される。加えて、巻数比Ｎは
既知量としてコントローラに使用できる。残るエンティティ、出力電圧ＶOUT は
、出力側で発生させられることが望まれる電圧であるから、これも既知量である
。
【００３３】 図３について説明すると、コントローラ１０は、アナログ／デジタル変換器５
０、乗算器５２、加算器５４、除算器５６、ＰＷＭ回路５８、出力バッファ６０
、クロック回路６２および正弦波発生器６４からなる。入力電圧ＶINはアナログ
／デジタル変換器５０に入力され、該変換器がＶINを代表する電圧を出力する。
アナログ／デジタル変換器の出力は、乗算器５２の入力のひとつに入力される。
巻数比Ｎは、該乗算器の第２の入力に入力される。乗算器は積Ｎ・ＶINを出力し
、これが加算器５４の２つの入力の一方に入力される。
【００３４】 クロック回路が、正弦波発生器６４を駆動させるのに必要なクロック信号を発
生させる。正弦波発生器６４は、ディジタルサンプリングされた正弦関数を包含
するリード・オンリー・メモリ（ＲＯＭ）からなっていてよい。注目すべきは、
正弦関数データのうち９０度だけが必要とされることである。正弦波発生器の出
力が出力電圧ＶOUT を代表する。これは次に、加算器５４の第２の入力に入力さ
れる。加算器が総和Ｎ・ＶIN＋ＶOUT を生じさせ、これが除算器５６の２つの入
力の一方に入力される。除算器への第２の入力に入力されるのは、正弦波発生器
からの出力電圧ＶOUT である。除算器は、上の方程式に示す通り被除数Ｄを生じ
させる。
【００３５】 デューティサイクルＤの値はパルス幅変調（ＰＷＭ）回路５８に入力され、該
回路が、デューティサイクルＤを有する矩形波出力信号を発生させる。ＰＷＭ回
路の出力はバッファ６０に入力され、該バッファが、スイッチ８８を駆動できる
信号を発生させる。 電気分野の当業者には、デューティサイクルＤに関する方程式が成立する限り
、図３のコントローラが多種多様な方法で実現できることは明白である。本発明
のコントローラの用途をより分かり易く示すため、デューティサイクルＤに関す
る上の方程式を成立させるリング・ジェネレータ・コントローラの一例を挙げる
。そこで、かかるリング・ジェネレータ・コントローラの一例をより詳細に示す
ブロック図を図４に掲げる。
【００３６】 全体を番号１００で表したリング・ジェネレータ・コントローラは、図３に則
して詳述した通り、デューティサイクルＤに関する方程式を成立させる。図４の
リング・ジェネレータ回路１００は、アナログ／デジタル変換器１１２、乗算器
１１４、加算器１１６、除算器１１８、シフト器１２６、正弦波発生器１２８お
よびＰＷＭ回路１２０を駆使してデューティサイクルＤに関する方程式を成立さ
せる。加えて、コントローラ１００は、パルス・カウント回路１０６、アップダ
ウン・カウンタ１０８、クロック回路１３０、同期パルス回路１３４およびバッ
ファ１２２、１２４からなる。電力は、外部電源からＶCC１０２を介して該回路
に供給させる。アース１０４が該回路を接地基準電位に接続する。
【００３７】 クロック回路１３０は、コントローラ１００全体を通じて使用されるさまざま
なクロック信号とリセット信号を発生させるための標準回路からなる。特に、こ
のクロック回路は、クロックドライブソースを接続すべき２つの入力ＸＴＡＬ1 、ＸＴＡＬ2 を有する。例えば、クロックドライブソースは、１０〜２０ＭＨｚ
の範囲内の周波数を有してよい。クロック回路は、単純なＲＣ発振器、水晶発振
器、セラミック共振器、ＬＣクロックドライブソースまたは外部駆動源からの信
号を受け取るのに使用される。クロック回路はまた、クロック周波数をより小さ
い周波数に分割する分周回路からなる。２つの入力Ｆ０、Ｆ１は、正弦波出力電
圧ＶOUT の周波数を特定するのに使用することができる。ＩＮＨＩＢＩＴ入力は
、ＰＷＭ回路１２０からの出力信号を遮断するよう機能する。これにより、コン
トローラおよび関連の回路の電流消費は減じられる。クロック回路は、出力正弦
波信号レベルがゼロレベルを通過するまで、抑止作用を遅らせる内部同期化回路
からなる。注目すべきは、ＩＮＨＩＢＩＴ入力が呼出信号オンオフ周期を作るの
に使用できることである。
【００３８】 Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器１１２は、入力電圧ＶINをサンプリング
するよう機能する。ＣＡＤ＿ＩＮと呼ばれる信号が変換器に入力され、ＰＡＤ＿
ＯＵＴと呼ばれる信号が変換器から出力される。Ａ／Ｄ変換器および関連の回路
は、本例では、すでに出力に因数分解された巻数比Ｎを有する８ビット出力を発
生させるのに使用される。加えて、Ａ／Ｄ変換器によって出力された値は、巻数
比に入力電圧を掛けた積の２倍、すなわち２・Ｎ・ＶINである。以下、Ａ／Ｄ変
換器の動作および入力電圧のサンプリングの方法を図１１に則してより詳細に説
明する。
【００３９】 Ａ／Ｄ変換器の出力は、乗算器１１４の２つの入力の一方に入力される。第２
の入力は、アップダウン・カウンタ１０８の出力である。アップダウン・カウン
タ１０８は、パルス・カウント回路１０６および外部コンパレータと組み合わさ
り、過電流保護手段からなる。過電流保護手段の原理は、上に挙げたデューティ
サイクルＤに関する方程式の中の項Ｎ・ＶINの値を増大させることである。項Ｎ
・ＶINの値が増大すれば、同方程式においてＤの値は必然的に小さくなる。Ｎ・
ＶINの値が増大するにつれて、デューティサイクルの計算値は減少し、そこで、
出力電圧は下がり、その結果、負荷を通る電流の流量は減少することになる。
【００４０】 パルス・カウント回路１０６は、負荷を通る電流が最大許容電流より小さいか
大きいかを指示するパルスからなる信号であるＣＬと呼ばれる信号を受け取る。
パルス・カウント回路１０６は、出力正弦波の各半サイクルの間に受信されたＣ
Ｌパルスの数をカウントする１０ビットカウンタである。ＣＬパルスの周波数は
３００ＫＨｚ程度であってよい。カウント数が大きければ大きいほど、回路の過
負荷条件または過電流条件は高くなる。パルス・カウント回路は、半サイクルベ
ースで計数機能を果たすのに必要とされたクロック回路１３０からのクロック信
号とリセット信号を受け取る。このカウンタは、ほぼ３４〜１００Ｈｚの割合で
リセットされる。
【００４１】 パルス・カウント回路をより詳細に示すブロック図を図５に掲げる。パルス・
カウント回路１０６は、ＣＬ信号を受け取るのに使用される１０ビットパルスカ
ウンタ３００、基準ソース３０２およびコンパレータ３０４、３０６からなる。
パルス・カウント回路は、基準ソース３０４およびパルスカウンタ３００の値を
ベースとしてアップ信号とダウン信号を発生させるのに使用される。論理回路３
０４、３０６が、基準ソース３０２の値をパルスカウンタ３００の値と比較照合
する。論理ブロック３０４は、パルスカウンタの値が基準ソースの値以下である
かどうかを特定するための論理回路手段からなる。以下であれば、ダウン信号発
生が表明される。同様に、論理ブロック３０６は、パルスカウンタの値が基準ソ
ースの値より大きいかどうかを特定するための論理回路手段からなる。大きけれ
ば、アップ信号発生が表明される。図には示してないが、クロック回路１３０（
図４）に入力された２つの信号Ｆ０、Ｆ１は、パルス・カウント回路１０６によ
って基準ソースの値を特定する時に使用される。Ｆ０、Ｆ１の値は、出力正弦波
信号の高い方の周波数に対応する方が、基準ソース３０２の低い方の値に対応す
る。
【００４２】 パルス・カウント回路１０６によって出力され、アップダウン・カウンタ１０
８に入力されるアップ信号とダウン信号は、正弦波出力の半サイクルごとに発生
させられる。アップダウン・カウンタ１０８は、１６から３１までの範囲内の計
数に適した５ビットカウンタである。カウンタ１０８のカウント数が１６に達し
た途端、追加のダウンパルスがカウントをしなくなる。同様に、該カウンタのカ
ウント数が３１に達した途端、追加のアップパルスがカウントをしなくなる。ア
ップ信号もダウン信号もアクティブでない場合、カウントは行われない。通常、
過電流条件が存在しない時、アップダウン・カウンタの値は１６である。
【００４３】 カウンタ１０８の出力信号ＵＤは、遅延回路１１０および乗算器１１４の第２
の入力に入力される。乗算器がその２つの入力を掛け合わせ、次の８ビット値を
得させる。 ２・Ｎ・ＶIN・〔ＵＤ／３２〕 （９） 過電流条件が存在しなければ、項“２”と〔ＵＤ／３２〕は互いに相殺され、
Ｎ・ＶINだけが残る。過電流条件が存在しない時、乗算器の出力はＮ・ＶINより
大きくなるが、２・Ｎ・ＶINよりは小さい。注目すべきは、信号ＵＤが５ビット
の右シフトによって３２で容易に分割できることである。
【００４４】 乗算器１１４の出力は、加算器１１６の２つの入力の一方に入力される。加算
器への第２の入力は、正弦ジェネレータ１２８の出力からなる。正弦ジェネレー
タは、出力信号のＶ0 と呼ばれる７ビットディジタル表現を作成するよう機能す
る。正弦ジェネレータ１２８は、クロック回路１３０からのクロック入力を受け
取る。正弦ジェネレータ１２８は、技術的に周知の多数の方法で実現させてよい
。例えば、正弦波出力を発生させるために、正弦関数サンプルを包含するアドレ
スカウンタ／ＲＯＭルックアップテーブル複合ユニットを使用することができる
。あるいは、所要の正弦関数サンプルを作れるように適合させられた同期器を使
用することができる。加算器によって作られた総和は、次の通り表すことができ
る。
【００４５】 Ｖ0 ＋２・Ｎ・ＶIN・〔ＵＤ／３２〕 （１０） 加算器１１６の出力は、除算器１１８の２つの入力の一方に入力される。第２
の入力は、シフト器１２６の出力である。シフト器への入力は、正弦ジェネレー
タ１２８の出力Ｖ0 である。シフト器１２６は、正弦波出力Ｖ0 を左へ７ビット
分シフトするよう機能する。すなわち、Ｖ0 に１２８を掛ける。これは除算に備
えて行われる。除算器の出力は、０〜１２７の範囲内の７ビット数字で、デュー
ティサイクルを表す値Ｄである。除算器の出力は次式によって与えられる。
【００４６】 〔１２８・Ｖ0 〕／〔Ｖ0 ＋２・Ｎ・ＶIN・（ＵＤ／３２）〕 （１１） 除算器１１８の出力Ｄは、パルス幅変調（ＰＷＭ）回路１２０に入力される。
ＰＷＭ回路は、０〜１２７の範囲内にある入力をこれに対応するデューティサイ
クルを有する矩形波に変換する標準回路である。０と１の間にあって百分率（０
〜１００％）で表すことのできるデューティサイクルは、次の通り与えられる。
【００４７】 百分率で表されたデューティサイクル＝〔Ｄ／１２８〕×１００％（１２） ＰＷＭ回路１２０は、２つの出力信号、ＰＷＭ信号とその反転信号ＰＷＭを発
生させるよう機能する。これら２つの信号はバッファ１２２、１２４に入力され
、そこで、それぞれバッファされた信号が発生させられる。バッファ１２２、１
２４は、外部トランジスタまたはコントローラ１００に接続された回路を駆動す
るのに適したＰＷＭ信号を発生させる。
【００４８】 パルス・カウント回路１０６に加えて、ＰＷＭ回路１２０はまた、ＣＬ信号入
力を受け取る。呼出信号器回路の過電流条件を指示するＣＬ信号を受け取ると、
ＰＷＭユニットは直ちに実行中のパルスサイクルを終える。これで、ＣＬ信号を
受け取った時にＰＷＭ信号が高レベルであった場合、直ちに低効率にされ、実行
中のサイクルは終わらされる。
【００４９】 遅延回路１１０は、パルス・カウント回路１０６およびアップダウン・カウン
タ１０８と共働し、呼出信号器回路を過電流から守る働きをする。アップダウン
・カウンタ１０８の出力ＵＤは、遅延回路１１０に入力される。ＵＤの値がその
最大値である３１に達すると、遅延回路は、最大値が例えば３００ｍｓと予め定
められたタイマをトリガする。アップダウン・カウンタの出力ＵＤの値が３００
ｍｓの全カウント時間の間ずっと３１のまま留まると、ＰＷＭ＿ＯＦＦ信号が発
生させられる。
【００５０】 ＰＷＭ＿ＯＦＦ信号は、ＰＷＭ回路１２０と正弦ジェネレータ１２８に入力さ
れる。ＰＷＭ回路は、このＰＷＭ＿ＯＦＦ信号を受け取ると完全に遮断され、そ
こで、デューティサイクルが０に減じられる。正弦ジェネレータは、ＰＷＭ＿Ｏ
ＦＦ信号を受け取ると停止させられる。すなわち、正弦ジェネレータによって出
力された値Ｖ0 は、実行中のサイクルが終了した後にゼロに減じられるのである
。
【００５１】 ＰＷＭ＿ＯＦＦ信号が発生させられた後、遅延回路は、上記タイマよりはるか
に長い時間、例えば５秒に設定された第２のタイマをトリガする。第２のタイマ
の設定時間、すなわち５秒間待った後、ＰＷＭ＿ＯＦＦ信号発生の声明は消され
、正弦ジェネレータは、０度ポイントから正弦波を発生し始めるようにリセット
される。加えて、ＰＷＭ回路はオン状態に戻される。アップダウン・カウンタの
内容は影響を受けないので、設定時間３００ｍｓの第１のタイマは、その間ずっ
とカウントを３１のまま留める３００ｍｓの時間の後、直ちに再度トリガするこ
とができ、続いてＰＷＭ＿ＯＦＦ信号発生が表明されることになる。このように
して、遅延回路は、過電流／過負荷条件が存在する限り何度もＰＷＭ＿ＯＦＦ信
号をトリガすることができる。
【００５２】 正弦関数の値を発生させるのに加えて、正弦ジェネレータ１２８は、整流後の
正弦波を正／負全正弦波に変換するために出力ブリッジ回路（下に述べる）によ
って使用されるブリッジ制御信号を発生させるよう機能する。 同期パルス回路１３４は、正弦ジェネレータ１２８からの出力およびクロック
回路１３０からの必要なクロック信号を受け取り、それで、正弦波出力のゼロ通
過を表す一連のパルスからなる出力信号を発生させる。パルスは、正負両方向の
ゼロ通過を表すものが発生させられる。この回路は、例えば他の関連の通信機能
を果たすために外部通信機器で使用することができる。
【００５３】 次に、図４のコントローラ１００を使って構築されたリング・ジェネレータ回
路の一例をより詳細に説明する。本発明の一実施例に従って構築されたリング・
ジェネレータ回路を示す略図を図６に掲げる。全体を番号１５０で表したリング
・ジェネレータ回路は、図４のリング・ジェネレータ・コントローラ１００を中
心として構築してある。回路１５０は、全体的に図１に則して述べた通りの形を
なす。
【００５４】 通常、コントローラ１００は、トランジスタのスイッチオン、スイッチオフに
使用されるＰＷＭ切換信号を発生させる。オン周期の間、電流は変圧器の一次巻
線を通流する。トランジスタがオフに切り替わると、電流の流れは変圧器の二次
巻線に誘導される。整流された正弦波電圧は、出力ブリッジ回路によって正弦波
に変換される。
【００５５】 入力電圧ＶINは、コンデンサ１５２および誘導子またはフェライトビード１５
６によってフィルタされる。入力電圧は、抵抗体１５４、１５８からなる分圧器
に印加される。サンプリングされた入力電圧は、コンパレータ２２４のプラス入
力に入力される。サンプリングされた電圧ＶSAMPLEは、コントローラ１００にお
いてＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器１１２（図４）への入力を導出するの
に使用される。コンパレータの出力が、Ａ／Ｄ変換器への入力ＣＡＤ＿ＩＮを形
成する。
【００５６】 フェライトビード１５６の出力は、電圧調整器１６２に入力される。この電圧
調整器は、Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒの製造する５Ｖ電圧
調整器ＩＣ、ＬＭ７８０５であっても、他の適当などんな電圧調整器であっても
よい。調整器１６２の出力は、呼出信号器回路およびコントローラ１００のため
のＶCCを形成し、望ましくは０．３３μＦの値を有するコンデンサ１７０によっ
てフィルタされる。調整器の出力はまた、抵抗体１６４、１６６からなる分圧器
に入力される。ＶREF で表された分圧器の出力は、望ましくは１０μＦの値を有
するコンデンサ１６８によってフィルタされる。電圧ＶREF は、コンパレータ２
２２のプラス入力に入力される。コンパレータは、呼出信号器の出力における過
電流条件を指示するのに役立つコントローラ１００へのＣＬパルス入力を発生さ
せるよう機能する。
【００５７】 フェライトビード１５６の出力はまた、コンデンサ１７２、１７４によってフ
ィルタされる。コンデンサ１７２は、４７μＦの値を有するアルミ電解コンデン
サからなっていてよく、コンデンサ１７４は、１μＦの値を有する等価直列抵抗
（ＥＳＲ）の低い高周波コンデンサからなっていてよい。入力電圧は、次に変圧
器１８０の一次巻線１７６に印加される。変圧器１８０は、単一の一次巻線と２
つの二次巻線１７８、２０８からなる。二次巻線１７８は、呼出信号器の出力を
作るために一次巻線からのエネルギーを移転させるのに使用される。二次巻線２
０８は、下に詳述する同期整流器または同期ダイオードの動作する中で使用され
る。巻数Ｎ1 の一次巻線１７６と巻数Ｎ2 の二次巻線１７８の間の巻数比Ｎは、
Ｎ2 ／Ｎ1 によって与えられる。
【００５８】 コントローラ１００へのＩＮＨＩＢＩＴ入力は、外部ソースによって準備され
る。先述の通り、ＩＮＨＩＢＩＴ入力は、呼出信号器ＰＷＭ回路の出力を制御す
る。セラミック共振器、水晶共振器等のクロックドライブソース２２６が、コン
トローラ１００の入力ＸＴＡＬ１、ＸＴＡＬ２に接続してある。クロックドライ
ブソース２２６は、コントローラ１００のクロック回路１３０（図４）の部分の
ためにクロックドライブを準備する。２つの周波数選択入力Ｆ０、Ｆ１が、上に
述べた通り、呼出信号器によって正弦波出力の周波数を特定する。ＶCC入力はＶ CC 回線に接続してあり、ＧＮＤは接地電位に接続してある。図６に示す回路は、
コントローラによって発生させられたＳＹＮＣ信号またはＰＷＭ信号を利用しな
い。
【００５９】 ブリッジ制御信号は、コントローラのＢＲＣ出力から出力され、出力ブリッジ
回路２００に接続される。Ａ／Ｄ変換器回路と結び付くＰＡＤ＿ＯＵＴ信号およ
びＣＡＤ＿ＩＮ信号を図１１に則してより詳細に説明する。 一次回路は、スイッチＱ１によって入り切りされる。このスイッチは、図６に
示すｎチャネル・エンハンスメントＭＯＳＦＥＴ等の適当などんなトランジスタ
からなっていてもよい。ｎチャネル論理レベル型のトランジスタは、コントロー
ラが５Ｖ論理レベル切換信号を出力するとすれば、この特殊な例において実に好
適である。当業者であれば、電圧が５Ｖと異なる、例えば１２Ｖである場面で他
の種類のトランジスタが使用できることを悟るであろう。
【００６０】 抵抗器２１８およびコンデンサ２１６が、トランジスタＱ1 のソースとドレイ
ンの間で接続してある。抵抗器２１８およびコンデンサ２１６は、トランジスタ
Ｑ1 のドレイン端子に通常現れそうな電圧スパイクを大幅に減じるよう機能する
スナッバ回路を形成する。大きい電圧スパイクは、一次巻線回路における分布イ
ンダクタンスによって、また、トランジスタＱ1 のドレインとソースの間に形成
された固有のダイオードによって発生させられた逆起電力が原因で現れる。抵抗
器２１８にとって好適な値は６２Ω、コンデンサ２１６にとって好適な値は３３
０ｐＦである。
【００６１】 トランジスタＱ1 のソースは、一次巻線１７６を通流する電流に比例する電圧
を発生させるよう機能する抵抗器２１４に接続してある。この電流は、呼出信号
器回路に入力される電力に比例し、この電力の方は、負荷に移転した電力に比例
する。よって、抵抗器２１４を横切って発生させられた電圧は、呼出信号器入力
電力と負荷電力に比例し、過負荷条件が存在するかどうか検出するのに使用する
ことができる。抵抗器２１４にとって好適な値は約０．１Ωである。
【００６２】 抵抗器２１４を横切って発生させられた電圧は、コンパレータ２２２のマイナ
ス入力に入力される。電流が基準閾値より低いと、コンパレータの出力は高いま
ま留まる。コンパレータ２２２の出力は、一次巻線を通流する電流が所定の閾値
を超えるたびに低レベルに切り替わる。この閾値は、電圧ＶREF の値と抵抗器２
１４の値を組み合わせることによって求められる。上述の通り、コントローラ１
００のＣＬ入力側のパルスが、ＰＷＭ回路に、ＰＷＭ出力信号のデューティサイ
クルを減じさせるように働く。ＰＷＭ出力信号のデューティサイクルが減じられ
ることで、今度は出力電圧が下げられ、それで、負荷電流が減じられることにな
る。これが一次側に反映され、トランジスタＱ1 を通流する電流を減じる。その
結果、抵抗器２１４を横切る電圧は減じられ、場合によっては、コンパレータ２
２２の出力は高くなる。よって、過電流条件が存在する場合、かかる過電流条件
を減じるか無くすかするのに有効な一連のパルスがＣＬ入力回線で発生させられ
る。
【００６３】 抵抗器２１４の値が０．１Ωであるとすれば、回路１５０は、一次巻線を通る
電流が約２Ａを超えるとＣＬパルスを発生させるようになる。これには、０．２
Ｖの基準電圧ＶREF がコンパレータ２２２のプラス入力に供給されることが要求
される。ＣＬパルスを発生させるための閾値は、抵抗器２１４の値と基準電圧Ｖ REF の値を変えることによって調整することができる。
【００６４】 コンデンサ１８２と直列の抵抗器１８３は、変圧器１８０の二次巻線１７８を
横切って並列接続してある。抵抗器１８３とコンデンサ１８２は、Ｑ1 がオフに
切り替わった時に発生する逆起電力から二次回路に現れる高い電圧スパイクを減
じるスナッバとして機能する。抵抗器１８３にとって好適な値は３９０Ω、コン
デンサ１８２にとって好適な値は２２０ｐＦである。
【００６５】 二次回路はまた、ダイオード１８４およびコンデンサ１８６からなる。Ｑ1 が
オンである時、ダイオード１８４は、電流が流れるのを阻止する。Ｑ1 がオフに
切り替わると、電流は正のＩ２方向においてダイオード１８４を通流し、コンデ
ンサ１８６を装荷し、それで、コンデンサ１８６を横切って正電圧ＶRSを発生さ
せることになる。注目すべきは、同期ダイオード１８４なしでは、Ｑ1 が再びオ
ンに切り替わって電流が一次巻線を通流する時にコンデンサが除荷されてしまう
ことである。動作中、１００Ｖを超える電圧がコンデンサ１８６を横切って発生
することがある。コンデンサ１８２にとって好適な値は０．２２μＦである。
【００６６】 では、全体を番号２３０で表した同期整流回路の動作をより詳細に説明する。
同期整流器２３０は、変圧器１８０の二次側に位置し、ダイオード１９２、１９
４、２０２、スイッチＱ２、誘導子またはフェライトビード１８８、ゼナーダイ
オード１９０、２０４、抵抗器１９６、１９８、コンデンサ２０６および二次巻
線２０８からなる。スイッチＱ2 は、望ましくは、ｎチャネル・エンハンスメン
トＭＯＳＦＥＴ等のトランジスタである。ゼナーダイオード１９０は、望ましく
は１５Ｖの閾値電圧を有し、ゼナーダイオード２０４は、望ましくは５．１Ｖの
閾値電圧を有する。抵抗器１９６、１９８の値は、望ましくはそれぞれ１ｋΩ、
１０ｋΩである。注目すべきは、一次巻線１７６のインダクタンスがＬ１で表さ
れ、二次巻線１７８のインダクタンスがＬ２で表され、また、二次巻線２０８の
インダクタンスがＬ3 で表されることである。
【００６７】 トランジスタＱ1 がオンのとき、すなわちＲDS≒０のとき、一次巻線１７６の
電流Ｉ1 は下記の方程式に従ってＬ1 を流れる： ΔＩ1 ＝〔ＶIN／Ｌ1 〕・Δｔ （１３） 二次巻線１７８（図６に点で示されるとおり反対方向に巻かれる）の電流はマ
イナスＩ2 であるが、ダイオード１８４および同期整流器２３０は電流を流れさ
せない。従って、電流Ｉ2 はゼロである。
【００６８】 トランジスタＱ1 が遮断するとき、すなわちＲDS→∞のとき、電流Ｉ1 はゼロ
である。二次の電圧は逆起電力のために逆転し、電流Ｉ2 はダイオード１８４に
流れて、コンデンサ１８６を充電する。電流Ｉ2 は、まもなく下記の式に従って
線形に減少し始める： ΔＩ／Δｔ （１４） 二次巻線１７８、コンデンサ１８６およびダイオード１８４から成るループを
流れる電流がゼロに達すると、ダイオードは逆バイアスを受けるので、負のＩ2 電流を流れさせない。この時点で、同期ダイオードは伝導し始め、電流がコンデ
ンサ１８６から二次巻線１７８に流れるようにする。言い換えると、コンデンサ
は、変成器１８０を充電する電圧源として機能する。
【００６９】 次に、同期整流器２３０の動作に焦点を当てるために例を示す。例においては
、ＶINは約１２Ｖ、巻線比Ｎ１：Ｎ２は１：４、巻線比Ｎ１：Ｎ３は約１：１と
仮定する。ここでＮ１、Ｎ２、Ｎ３は、それぞれ巻線１７６、１７８および２０
８の巻数である。 トランジスタＱ1 がオンのとき、すなわちＲDS≒０のとき、電流Ｉ1 は一次巻
線１７６を流れる。ダイオード１８４は逆バイアスを受けるので、二次巻線１７
８の電流Ｉ2 はゼロである。しかし、電流は二次巻線２０８を流れる。インダク
タンスＬ3 は、ツェナーダイオード２０４、ダイオード２０２およびコンデンサ
を通る電流ループを作る。巻線比が１：１であるため、二次巻線２０８を挟んで
１２Ｖが発生する。従って、ツェナーダイオードを挟んで５．１Ｖの低下、ダイ
オード２０２を挟んで０．７Ｖの低下があり、コンデンサを挟んで６．２Ｖが生
じる。電圧ＶD は−５．８Ｖに等しい。トランジスタＱ2 をオンにするのに充分
な電圧ＶGSがあるためには、ＶGSはトランジスタＱ2 の正の閾電圧を上回らなけ
ればならない。ツェナーダイオード１９０は、ＶGSを安全値に制限するために任
意に使用することができる。この場合、直列ダイオード２０２、２０４を横切る
電圧ＶD は−５．８Ｖであり、従ってトランジスタＱ2 はオフであり、電流Ｉ2 はゼロである。
【００７０】 トランジスタＱ1 がオフになるとき、二次巻線１７８、２０８を横切る電圧は
逆起電力が発生するために方向を逆転する。出力電力が約１００Ｖと仮定すると
、一次巻線１７６を挟んで発生する電圧ＶＬ1 は、二次巻線２０８を挟んで発生
する電圧ＶＬ3 に等しく、下の式で求められる： ＶL1＝ＶL3＝〔１／４〕・１００＝２５Ｖ （１５） 従って、電圧ＶD は２５＋６．２＝３１．２Ｖとなる。これで、ツェナーダイ
オード１９０によって保護されるトランジスタＱ2 の閾電圧を上回るのに充分な
電位差が存在する。Ｑ2 がオンになると、電流は抵抗器１９６、ツェナーダイオ
ード１９０、フェライト・ビード１８８、ツェナーダイオード２０４およびダイ
オード２０２を流れ始める。トランジスタＱ2 のゲートの電圧ＶGSは１５Ｖなの
で、Ｑ2 はオンであり、電流は正の方向および負の方向の両方に流れることがで
きる。ただし、実際には、トランジスタＱ2 を流れる電流はダイオード１９２が
あるために負のＩ2 方向にしか流れないことに留意すること。
【００７１】 次のサイクルが始まると、トランジスタＱ1 はオンになり、二次巻線２０８を
横切る電圧ＶＬ3 は再び１２Ｖになる。これによって、ダイオード１９４を通じ
てトランジスタＱ2 のゲートから電荷の急激な放電が生じて、素早くこれをオフ
にすることができる。抵抗器１９６は、Ｑ2 のゲートに供給される過剰電圧を吸
収する機能を持つ。フェライト・ビード１８８は、トランジスタＱ1 がオンにな
りＱ2 がまだオフにならないとき、例えば最初の１００ナノセカンドに発生する
電流スパイクを制限する機能を持つ。このとき、スパイクはショートとして現れ
る。任意に、Ｑ1 がオンになる前にＱ2 をオフにするためにＰＷＭ（−）信号を
使用することができる。
【００７２】 同期整流器２３０の動作を理解する助けとして、変成器巻線の電流とトランジ
スタＱ1 電圧の間の関係を示す一連のグラフを提示する。 Ｑ1 がＯＮのときおよびＯＦＦのときＱ1 を横切る電圧ＶDSおよびこれに対応
する電流Ｉ1 を示すグラフが、図７に示されている。線２６０は、Ｑ1 がオンの
ときおよびオフのときのトランジスタＱ1 の電圧ＶDSを示している。Ｑ1 がオン
のとき、ＶDSはゼロであり、ＲDS≒０である。一次巻線を横切る電圧ＶＬ1 は下
記の式で求められる： ＶL1＝Ｌ1 ・〔ｄＩ1 ／ｄｔ〕 （１６） しかしながら、ＶINは定数でありＶ1 ＝ＶIN なので、一次巻線１７６を流れ
る電流Ｉ1 の大きさは以下の通りに表すことができる： Ｉ1 ＝〔ＶIN／Ｌ1 〕・ｔ＋Ｃ （１７） ここで、Ｃは負の定数である。従って、一次巻線の電流Ｉ1 は線２６２が示す
とおり最初の負の値から最終的な正の値まで一定の増大を示す。電流Ｉ1 は、Ｑ 1 がオフであった前のサイクル中に二次から加えられる電圧のために、当初は負
である。
【００７３】 コントローラ１００からのＰＷＭ信号がＱ1 をオフにするとき、電圧ＶDSは上
昇し、ＲDS→∞である。Ｑ1 がオフになるとき、一次巻線１７６を流れる電流Ｉ 1 はゼロである。 Ｑ1 がＯＮのときおよびＯＦＦのときダイオード２０２、２０４の直列組み合
わせを横切る電圧および電流Ｉ2 を示すグラフが図８に示されている。トランジ
スタＱ1 がオンで、電流が一次巻線を流れるとき、電圧ＶD は線２７０で示され
るとおり約−５．８Ｖである。トランジスタＱ2 がオフのとき、ダイオード１８
４は逆バイアスを受け、二次巻線１７８に電流は流れない。すなわち、線２７２
で示されるとおり電流Ｉ2 はゼロである。
【００７４】 トランジスタＱ1 がオフになると、逆起電力が二次巻線２０８を挟んで２５Ｖ
を発生し、電圧ＶD が約３１．２Ｖに増大する。これは、トランジスタＱ2 をオ
ンにするのに充分なので、負のＩ2 電流が流れることができる。しかし、当初は
電流Ｉ2 は正であり、同期整流器はオンであるが、ダイオード１９２が逆バイア
スを受けるため電流は整流器を流れることができない。電流Ｉ2 は、方向を逆転
して負になるまで徐々に減少する。同期整流器２３０は、電流Ｉ2 が上に詳細に
説明する通り負の方向に流れることができるようにする。
【００７５】 Ｑ1 がＯＦＦのときおよびＯＮのときのトランジスタＱ1 の電圧ＶGSおよび電
流Ｉ1 を示すグラフが図９に示されている。線２８０で示されるとおりＶGSがゼ
ロのときトランジスタＱ1 はオフである。従って、一次巻線を流れる電流Ｉ1 は
線２８２で示されるとおりゼロである。コントローラからのＰＷＭ信号がハイに
なると、ＶGSはハイレベルになり、トランジスタＱ1 はオンになる。これにより
、一次電流Ｉ1 が上記の式に従って増大する： Ｉ1 ＝〔ＶIN／Ｌ1 〕・ｔ＋Ｃ （１８） 次に、Ａ／Ｄコンバータおよびその関連回路についてさらに詳しく説明する。
図１０にＡ／Ｄコンバータおよび関連回路をより詳しく示すブロック略図が示さ
れている。理解しやすいように、コントローラ１００のＡ／Ｄ部分が呼出音信号
（リンガ）回路１５０（図６）の入力サンプリング回路と一緒に示されている。
特に、入力電圧ＶINが抵抗器１５４、１５８から成る分圧器に加えられる。ＶSA MPLE で示される分圧器の出力は、コンパレータ２２４のプラス入力に入力される
。ＣＡＤ＿ＩＮで示されるコンパレータの出力はＡ／Ｄ回路１１２に入力される
。
【００７６】 Ａ／Ｄコンバータ回路１１２は、８ビット・アップダウン・カウンタ２９０、
ＰＷＭジェネレータ２９４および８ビット・ラッチ２９２からなる。ラッチの出
力はＡ／Ｄコンバータの出力を形成し０から２５５まで変動しうる。カウンタ出
力はＰＷＭジェネレータ２９４およびラッチ２９２に結合される。ＰＡＤ＿ＯＵ
Ｔで示されるＰＷＭジェネレータ２９４の出力は、コンパレータ２２４のマイナ
ス入力に接続される低域フィルタに入力される。低域フィルタは、コンパレータ
２２４のマイナス入力とアースの間で接続される直列抵抗器２１０およびコンデ
ンサ２１２から成る。
【００７７】 動作中、ＣＡＤ＿ＩＮがハイレベルであれば、カウンタ２９０のカウンタが増
す。これにより、ＰＷＭ２９４の出力、すなわちＰＡＤ＿ＩＮがそのデューティ
サイクルを増し、これにより、コンパレータ２２４のマイナス入力の電圧が増大
する。最終的に、ＣＡＤ＿ＩＮは低くなり、これによりカウンタ２９０はそのカ
ウントを減らす。これによって、ＰＡＤ＿ＯＵＴがそのデューティサイクルを減
少して、コンパレータ２２４のマイナス入力の電圧が減少する。定常状態に達す
ると、すなわち、入力電圧ＶINの変動が緩慢になると、カウンタ値がサンプル電
圧の値の前後で変動する。抵抗器２１０とコンデンサ２１２の組み合わせは、Ｐ
ＡＤ＿ＯＵＴ信号を平滑にするすなわち集積する機能を持つ。
【００７８】 方程式７に示されるとおり出力電圧ＶOUT の式が求められる： ＶOUT ＝Ｎ・ＶIN・〔Ｄ／（１−Ｄ）〕 （７） Ｄについて解くと、下の式が得られる： Ｄ＝ＶOUT ／〔Ｎ・ＶIN＋ＶOUT 〕 （８） ＶOUT を表す値は正弦ジェネレータ１２８（図４）が出力する７ビット数であ
り、０から１００Ｖピークまたは７０ＶｒｍｓまでのＶOUT に応じて０から１０
０までの範囲で変動する。従ってＶOUT は以下のとおりに表すことができる： ＶOUT ＝ｓｉｎ（ｘ）×１００ （１９） Ｎ・ＶINに関する式は以下のとおりに示される： Ｎ・ＶIN＝Ａ／ＤＯＵＴＰＵＴ×〔１６／３２〕 ＝ＶIN×〔Ｒ158 ／（Ｒ154 ＋Ｒ158 ）〕×（２５５／５）× （６／３２） （２０） ここで、Ｒ154 およびＲ158 は、それぞれ抵抗器１５４、１５８の値に該当す
る。値２５５は、Ａ／Ｄコンバータ出力の最高値を表し、値５は、入力電圧の５
Ｖフルスケール値を表す。項１６／３２は、呼出音信号回路に過電流保護を設け
るために使用される保護乗数である。上に示される方程式の中の２の因数は、す
でに方程式の項に因数分解されている。
【００７９】 従って、Ｎについての式は以下のとおりに書くことができる； Ｎ＝〔Ｒ158 ／（Ｒ154 ＋Ｒ158 ）〕×２５５ （２１） １００Ｖピーク以外のＶOUT の値については、上の式は以下のとおりになる： Ｎ＝〔Ｒ158 ／（Ｒ154 ＋Ｒ158 ）〕×２５５×〔１００／ＶOUT 〕（２２） 上記の式は以下のことを仮定して示されていることに留意する必要がある： ＶOUT ＝１００Ｖピーク ＶIN＝１２Ｖ Ｎ＝４ Ｎ・ＶIN＝４８ 上の仮定から、デューティサイクルＤについての式は以下のとおりに書くこと
ができる： Ｄ＝〔ｓｉｎ（ｘ）×１００〕 ／｛（ｓｉｎ（ｘ）・１００）＋（ＶIN・（Ｒ158 ／（Ｒ154 ＋Ｒ158 ）
））・（２５５／５）・（１６／３２）｝ （２３） 他の値の入力電圧が望ましい場合、巻線比Ｎをそれに応じて修正しなければな
らない。下の表は、典型的な入力電圧の値についてＮの値を示している： ────────── ＶIN Ｎ ────────── ５ ９ １２ ４ ２４ ２ ４８ １ ─────────── 本発明のコントローラを土台とするリング・ジェネレータ回路を組み立てる際
、まず入力電圧を選ばなければならない。入力電圧が選択されると、これにより
変成器のＮの値が決まる。Ｎが決まったら、次に抵抗器１５４、１５８の値を選
ぶことができる。
【００８０】 図１１Ａには、出力ブリッジ回路への入力においてリング・ジェネレータ回路
が生成する半波長整流正弦波波形を示す図画示されている。線２４０で示される
半正弦波は、コンデンサ１８６（図６）を挟んで生成され出力ブリッジ回路２０
０に入力される電圧ＶRSである。 図１１Ｂには、出力波形を生成するために使われるパルスの変動する幅をさら
に詳しく強調する図１１Ａの半波長整流正弦波波形の図が示されている。図１１
Ｂの例は、出力電圧が、平滑されて正弦波に似たＤＣ値の連続であることを明ら
かにしている。例として、出力電圧２４２、２４４、２４６の３段階が示されて
いる。デューティサイクルＴON N を持つ複数のパルス２４８が参照番号２４２で
示される出力電圧の部分を構成する。正弦関数の値が増大するに連れて、パルス
幅が増大する。ステップ２４４はパルス幅ＴON N+1 を持つパルスから成る。同様
にステップ２４６はパルス幅ＴON N+2 を持つパルスから成る。
【００８１】 次に、出力ブリッジ回路についてさらに詳しく説明する。図１２には、出力ブ
リッジ回路をさらに詳しく示す略図が示されている。全体として参照番号２００
で示される出力ブリッジ回路は、正および負の遷移を伴って半正弦波信号ＶRSを
全正弦波に変換する機能を持つ。出力ブリッジ回路は技術上周知なので、本文書
に示される回路２００については詳しくは説明しない。
【００８２】 出力ブリッジ回路２００は、正弦ジェネレータ１２８（図４）から出力される
ブリッジ制御信号ＢＲＣによって制御される４つのスイッチを含む。この信は２
つの光カプラ３４０、３７０に入力される。光カプラ３４０はＬＥＤ３４４およ
びトランジスタ３４２から成る。ＬＥＤ３４４の陽極は抵抗器を通じてＶCCに結
合される。同様に、光カプラ３７０は、ＬＥＤ３７４およびトランジスタ３７２
から成る。ＬＥＤの陰極は抵抗器３７６を通じてアースに結合される。ブリッジ
制御信号はＬＥＤ３４４の陰極およびＬＥＤ３７４の陽極に接続される。
【００８３】 ブリッジ制御信号は、生成される正弦波の周期と同じ周期を持つ方形波信号で
ある。ブリッジ制御信号が当初ハイであると仮定すると、光カプラ３７０のＬＥ
Ｄ３７４は伝導し、光カプラ３４０のＬＥＤ３４４はオフである。従って、トラ
ンジスタ３７２はオンであり、ＮＰＮトランジスタ３６６、３６４、３６２から
成るスイッチは全てオフである。電流は、抵抗器３５８を流れる。さらに、電流
は抵抗器３１０、３１８を流れることができないので、ＰＮＰトランジスタ３１
２、３１４はオフである。
【００８４】 光カプラ３４０がオフの場合、電流は抵抗器３２０を流れて、ベース・ドライ
ブを与えて、トランジスタ３２２、３２４、３２６をオンにする。従って、電流
は抵抗器３５６、３２８を流れて、トランジスタ３５２、３５４をオンにする。
こうして、ＶRSからトランジスタ３５２、抵抗器３８２を経てＶOUT まで、およ
び負荷、抵抗器３８０、トランジスタ３２６を経てＶRSに戻る電流経路が作られ
る。
【００８５】 つぎに、ブリッジ制御信号がロウになると、光カプラ３４０のＬＥＤ３４４が
伝導するのに対して、光カプラ３７０のＬＥＤ３７４は遮断する。従って、トラ
ンジスタ３４２はオンであり、ＮＰＮトランジスタ３２２、３２４、３２６から
成るスイッチは全てオフである。電流は抵抗器３２０を流れる。電流は、抵抗器
３５６、３２８を流れることができないので、ＰＮＰトランジスタ３５２、３５
４はオフである。
【００８６】 光カプラ３７０がオフの場合、電流は抵抗器３５８を流れて、ベース・ドライ
ブを与えて、トランジスタ３６６、３６４、３６２をオンにする。従って、電流
は抵抗器３１０、３１８を流れて、トランジスタ３１２、３１４をオンにする。
こうして、ＶRSからトランジスタ３１４、抵抗器３８０を経てＶOUT まで、およ
び負荷、抵抗器３８２、トランジスタ３６２を経てＶRSに戻る電流経路が作られ
る。
【００８７】 コンデンサ３８４は、抵抗器３８０、３８２と結合して出力電圧ＶOUT を平滑
にする。抵抗器３８０、３８２は、１０オーム程度の低い値が望ましい。コンデ
ンサは０．１μＦ程度が望ましい。ダイオード３１６、３３０、３５０、３６０
は、電圧スパイクを減少し、出力ブリッジおよび関連回路を保護する機能を持つ
。 （一般的なＤＣ−ＡＣ開ループ・コンバータ・トポロジー） 連続モードＰＷＭ制御開ループ・フライバックＤＣ／ＡＣコンバータの特定の
例について説明してきたが、次に、様々なタイプの開ループＤＣ／ＡＣコンバー
タへの本発明のコントローラおよび方法のもっと一般的ないくつかの応用につい
て論じる。本発明のコントローラの、バック、ブーストおよびフォワード・タイ
プの周知のコンバータ形態への応用について述べる。既知のタイプの電源および
コンバータについての詳しい情報は、Ｐ．Ｈｏｒｏｗｉｔｚ、Ｗ．ＨＩｌｌ著“
Ａｒｔ Ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ”、第二版（１９８９）から得ることが
できる。 （一般的なブロック図） 図１３には、本発明の開ループ・コントローラの一般的なケースを示すブロッ
ク図が示されている。図１３に示されるブロック図は、開ループ・コントローラ
を一般的ケースに適合させるように修正されている。全体として参照番号５５０
で示される開ループ・コントローラは、複数の異なるタイプのコンバータを制御
するためのＰＷＭ信号を生成するために必要な素子から成る。開閉電源の一般Ｄ
Ｃ伝達関数について前述した下記の方程式が使われる： Ｖ0 （ｔ）＝Ｋ・Ｎ・ＶIN（ｔ）ｆ1 （Ｄ，ｔ）・ｆ２（ｆｓ，ｔ） （１） ここで、 Ｋは、トポロジー係数である； Ｎは、変成器巻線比（二次／一次比＝１の場合、または非隔離トポロジーの場
合Ｎ＝１）、 ＶIN（ｔ）は、入力電圧であり、ＡＣまたはＤＣである。入力電圧がＡＣであ
る場合、整流されて、ｆ1 （ｄ，ｔ）の微分を単純化する低リプル内容について
フィルタリングされるので、一般的には、入力電圧はＤＣである。
【００８８】 Ｖ0 （ｔ）は、所望の出力電圧である。 ＤはＰＷＭ信号のデューティサイクルである。 ｆｓはスイッチング周波数である。 この方程式を使って、ＰＷＭジェネレータ回路に入力されるＤの値を計算する
ための処理ブロックを構成することができる。
【００８９】 図１３を参照してさらに明確に言うと、入力電圧は、Ａ／Ｄコンバータ５５２
によりデジタル化され、計算ブロック５５４に入力される。このブロックは、所
与のパラメータについてＤの値を計算する機能を持つ。各関数変数は既知である
。入力電圧ＶINはサンプリングされる。出力電圧ＶOUT は、出力で生成したい電
圧なので、既知である。Ｋの値は既知であり（上に示されるリング・ジェネレー
タの例の場合Ｋ＝１）、Ｎも既知である。ＶOUT ジェネレータ回路５５８は、所
望の出力電圧を生成する。この信号は、計算ブロック５５４に入力される。デュ
ーティサイクル値Ｄは、Ｄの値に応じて変化するデューティサイクルを持つ方形
波出力信号を生成する機能を持つ従来のパルス幅変調（ＰＷＭ）回路５５６に入
力される。ＰＷＭ回路により２つの出力信号ＰＷＭおよびＰＷＭ（−）が生成さ
れる。この２つの信号はそれぞれ出力バッファ５６０、６５２によってバッファ
される。出力バッファは、ＦＥＴスイッチを駆動できる信号を生成する。
【００９０】 上のリング・ジェネレータの例においてＶOUT ジェネレータは正弦波ジェネレ
ータから成ることに注意すること。ジェネレータ５５８の代替態様は、デジタル
・サンプル関数を含む読み出し専用記憶装置（ＲＯＭ）から成る。 電気技術の熟練者には、図１３のコントローラ５５０は、デューティサイクル
Ｄについての方程式が満たされる限り多様な方法で実現できることが明らかなは
ずである。 （バック・コンバータ・トポロジー） 図１４には、バック・トポロジーを持つコンバータを制御するのに適する開ル
ープ・コントローラの第二の実施態様を示すブロック図が示されている。図３に
示されるブロック図が、バック・トポロジーを持つコンバータに開ループ・コン
トローラを適合させるように修正されている。全体として参照番号４００で示さ
れるバック・トポロジーの開ループ・コントローラは、バック・タイプのコンバ
ータを制御するためのＰＷＭ信号を生成するために必要な素子から成る。ＰＷＭ
信号のデューティサイクルＤは、以下のとおりに表すことができる： Ｄ＝ＶOUT ／ＶIN （２４） 方程式右側の構成要素は各々既知である。入力電圧ＶINはサンプリングされ、
図１に示されるとおりコントローラに入力される。出力電圧ＶOUT は出力で生成
したい電圧なので、同様に既知である。
【００９１】 図１４を参照すると、コントローラ４００は、Ａ／Ｄコンバータ４０２、除算
器４０４、ＰＷＭ回路４０６、出力バッファ４０８、４１０、クロック回路４１
２および正弦ジェネレータ４１４から成る。入力電圧ＶINはＡ／Ｄコンバータ４
０２に入力され、コンバータはＶINを表す電圧を出力する。Ａ／Ｄコンバータの
出力は、除算器４０４の２つの入力のうち１つに入力される。
【００９２】 クロック回路は、正弦ジェネレータ４１４を駆動するために必要なクロック信
号を生成する。正弦ジェネレータはデジタル・サンプル正弦関数を含む読み出し
専用記憶装置（ＲＯＭ）で構成することができる。９０度の正弦関数データしか
必要とされないことに注意すること。正弦ジェネレータの出力は出力電圧ＶOUT を表す。つぎに、これは除算器の第二の入力に入力される。除算器４０４は、上
の方程式２０に従って被除数Ｄを生成する。デューティサイクル値Ｄは、デュー
ティサイクルＤを持つ方形波出力信号を生成する機能を持つ従来のパルス幅変調
（ＰＷＭ）回路４０６に入力される。２つの出力信号ＰＷＭおよびＰＷＭ（−）
が、ＰＷＭ回路によって生成される。この２つの信号は、それぞれ出力バッファ
４０８、４１０によりバッファされる。出力バッファは、ＦＥＴスイッチを駆動
できる信号を生成する。
【００９３】 電気技術の熟練者には、図１４のコントローラ５５０は、デューティサイクル
Ｄについての方程式が満たされる限り多様な方法で実現できることが明らかなは
ずである。 図１５には、本発明に従って構成されるバック・トポロジーを持つリング・ジ
ェネレータ回路の第二の実施態様の略図が示されている。明確にするために、バ
ック・コンバータの単純化されたトポロジーが示されている。しかし、当業者で
あれば、任意にコンポーネントを加えて、図に示されている以上の追加の機能を
与えることができるであろう。
【００９４】 全体として参照番号４２０で示されるバック・コンバータ回路は、コイル４２
４、コンデンサ４２１、４３０、ＦＥＴ４２２、４２６、ダイオード４２８およ
び出力ブリッジ回路４３２から成る。コントローラおよびこれに対応するバック
・コンバータ回路の主要な特徴は、（１）回路が伝統的な閉ループ設計と異なり
開ロープ式に動作すること、（２）回路がＤＣ入力からＡＣ正弦波を生成する機
能を持つこと、（３）結果として生じる回路が製造が単純でコスト安であること
、および（４）その結果生じる制御回路を任意にＡＳＩＣで実現できること、で
ある。
【００９５】 コントローラ４００は、入力電圧ＶINをサンプリングし、スイッチ（ＦＥＴ）
４２２の駆動信号を生成する機能を持つ。当業者であれば、回路４２０が出力電
圧ＶOUT からのフィードバックのない開ループ・トポロジーを持つことが分かる
だろう。コントローラ４００は、整流された半正弦波が出力ブリッジ回路４３２
への入力に生成されるように、ＦＥＴ４２２をオンおよびオフに切り替えるため
にパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成する。出力ブリッジ回路４３２は、これに
入力される整流正弦波から出力全正弦波を生成する機能を持つ。
【００９６】 次に回路４２０の動作についてさらに詳しく説明する。前に説明したとおり、
この回路は、半正弦波を生成する機能を持ち、出力ブリッジ回路４３２は、これ
を出力信号のサンプリングなしに開ループ式に全正弦波出力信号ＶOUT に変換す
る。これは、下の方程式２５に示されるとおりバック・コンバータに関する周知
の伝達関数を使用することによって得られる。回路の伝達関数は、回路の既知の
構成要素と組み合わせて、スイッチ４２２に応用される開閉信号のデューティサ
イクルを計算するために使われる。伝達（または伝送）関数は、出力電圧をデュ
ーティサイクルおよび入力電圧の関数として示し、以下のとおりに表される： ＶOUT ／ ＶIN＝Ｄ （２５） ここで、 ＶOUT ＝半正弦波出力電圧、 ＶIN＝入力電圧、 Ｄ＝スイッチに入力されるＰＷＭ信号のデューティサイクル、である。
【００９７】 従って、出力電圧ＶOUT は以下のとおりに表すことができる： ＶOUT ＝Ｄ・ＶIN （２６） 上の伝達関数に関する方程式は、コイル４２４を流れる電流が連続的である場
合に限り有効であることに注意する必要がある。従って、回路の各サイクル中、
電流はコイル４２４を流れなければならない。
【００９８】 上記の伝達関数を考えるとき、デューティサイクルを除いて全ての構成要素を
事前に決定できる。出力電圧ＶOUT は既知の要素である。入力電圧ＶINは、周期
的にサンプリングできるので、これも既知である。既知でないまたは事前に決定
されない唯一の構成要素はデューティサイクルＤであり、これは各サイクルごと
に計算しなければならない。
【００９９】 従って、コントローラ４００は、各サイクル中ディーティサイクルＤを計算す
る機能を持ち、デューティサイクルを使ってＦＥＴ４２２のゲートに応用される
開閉信号のパルス幅が調整される。 変成器を流れる連続電流は、２つの方法のうち１つにより得ることができる。
第一の方法は、インダクタを通じて電流経路に最小負荷を与えることであり、第
二の方法は同期整流器回路すなわちＦＥＴ４２６をまたは図６に示される実施態
様のとおりに使用することである。
【０１００】 バック・コンバータ４２０は、周知のステップダウンＰＷＭコンバータを土台
とする。サイクルの最初にＦＥＴスイッチ４２２が閉のとき、インダクタ４２４
を挟んでＶOUT −ＶINが印加され、下記の周知の方程式に従って線形に増大する
電流がインダクタおよび出力コンデンサ４３０を流れるように、電圧ＶｘはＶIN に短絡される。
【０１０１】 ｄＩ／ｄｔ＝Ｖ／Ｌ （２７） ＦＥＴスイッチ４２２がオフになると、インダクタが一定の電流を維持しよう
とするので、Ｖｘポイントでの電圧は急速に減少する。ダイオード４２８はオン
になり、インダクタ４２４を流れる電流は引き続き同じ方向に流れるが、インダ
クタを挟んで反対の電圧極性を持つ。電流経路は、ダイオード４２８、インダク
タ４２４およびコンデンサ４３０を含む。インダクタ４２４は、電流をコンデン
サ４３０に流しつづける。サイクルのこの時点で、インダクタを挟んで印加され
る電圧は、ＶOUT ＋Ｖ428 である。電流は、上の周知の方程式２７に従って線形
に減少する。次のサイクルの始めに、ＦＥＴスイッチ４２２は再びオンとなり、
回路は上に説明した原理と同じ原理に従って動作する。
【０１０２】 生成される出力電圧は入力電圧より低いことに注意する必要がある。ＦＥＴス
イッチ４２２と補完的に動作するＦＥＴスイッチ４２６は、図６に示されるＱ2 と同じ動作原理を使って、すなわち連続電流モードで回路の動作を維持するため
に、同期整流器として機能する。ＦＥＴ４２６は、コンデンサ４３０が放電でき
るようにする必要がある。すなわち、エネルギーを出力から入力に伝達する。 （ブースト・コンバータ・トポロジー） 図１６には、ブースト・トポロジーを持つコンバータに適する開ループ・コン
トローラの三番目の実施態様を示すブロック図が示されている。この第三の実施
態様においては、開ループ・コントローラをブースト・タイプ・コントローラに
適合させるために、図３に示されるブロック図が修正されている。全体として参
照番号４４０で示されるブースト・タイプ開ループ・コントローラは、ブースト
・タイプ・コントローラを制御するためのＰＷＭ信号を生成するために必要な素
子から成る。ＰＷＭ信号のデューティサイクルＤは、以下のとおりに表すことが
できる： Ｄ＝〔ＶOUT −ＶIN〕／ ＶOUT （２８） 方程式右側の構成要素は、各々既知である。入力電圧ＶINはサンプリングされ
、図１に示されるとおりコントローラに入力される。出力電圧ＶOUT は、出力で
生成したい電圧なので同様に既知である。
【０１０３】 図１６を参照すると、コントローラ４４０は、Ａ／Ｄコンバータ４４２、合算
器４４４、除算器４４６、ＰＷＭ回路４４８、出力バッファ４５０、４５２、ク
ロック回路４５４および正弦ジェネレータ４５６から成る。入力電圧ＶINは、Ａ
／Ｄコンバータ４４２に入力され、コンバータはＶINを表す電圧を出力する。こ
の信号は合算器４４４に入力される。合算器４４４は、差ＶOUT −ＶINを生成す
る機能を持つ。差は、除算器４４６の２つの入力のうち１つに入力される。
【０１０４】 クロック回路は、正弦ジェネレータ４５６を駆動するために必要なクロック信
号を生成する。正弦ジェネレータはデジタル・サンプル正弦関数を含む読み出し
専用記憶装置（ＲＯＭ）により構成することができる。９０度の正弦関数データ
しか必要ないことに留意すること。正弦ジェネレータの出力は出力電圧ＶOUT を
表す。次に、これが除算器４４６の第二の入力に入力される。除算器４４６は、
上の方程式２１に従って被除数Ｄを生成する。
【０１０５】 デューティサイクル値Ｄは、デューティサイクルＤを持つ方形波出力信号を生
成する機能を持つ従来のパルス幅変調（ＰＷＭ）回路４４８に入力される。ＰＷ
Ｍ回路により２つの出力信号ＰＷＭおよびＰＷＭが生成される。この２つの信号
はそれぞれ出力バッファ４５０、４５２によってバッファされる。出力バッファ
は、ＦＥＴスイッチを駆動できる信号を生成する。
【０１０６】 電気技術の熟練者には、図１６のコントローラ４４０は、デューティサイクル
Ｄについての方程式が満たされる限り多様な方法で実現できることが明らかなは
ずである。 図１７には、本発明に従って構成されるブースト・トポロジーを持つリング・
ジェネレータ回路の第三の実施態様の略図が示されている。明確にするために、
ブースト・コンバータの単純化されたトポロジーが示されている。しかし、当業
者であれば、任意にコンポーネントを加えて、図に示されている以上の追加の機
能性を与えることができるであろう。全体として参照番号４６０で示されるブー
スト・コンバータ回路は、コイル４６２、コンデンサ４６１、４６８、ＦＥＴ４
７２、４６６、ダイオード４６４および出力ブリッジ回路４７０から成る。コン
トローラおよびブースト・コンバータ回路の主要な特徴は、（１）回路が伝統的
な閉ループ設計と異なり開ロープ式に動作すること、（２）回路がＤＣ入力から
ＡＣ正弦波を生成する機能を持つこと、（３）結果として生じる回路が製造が単
純でコスト安であること、および（４）その結果生じる制御回路を任意にＡＳＩ
Ｃで実現できること、である。
【０１０７】 コントローラ４４０は、入力電圧ＶINをサンプリングし、スイッチ（ＦＥＴ）
４７２の駆動信号を生成する機能を持つ。当業者であれば、回路４６０が出力電
圧ＶOUT からのフィードバックのない開ループ・トポロジーを持つことが分かる
だろう。コントローラ４４０は、整流された半正弦波が出力ブリッジ回路４３２
への入力に生成されるように、ＦＥＴ４７２をオンおよびオフに切り替えるため
にパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成する。出力ブリッジ回路４７０は、これに
入力される整流正弦波から出力全正弦波を生成する機能を持つ。
【０１０８】 次に回路４６０の動作についてさらに詳しく説明する。前に説明したとおり、
回路は、半正弦波信号を生成する機能を持ち、出力ブリッジ回路４７０は、これ
を出力信号のサンプリングなしに開ループ式に全正弦波出力信号ＶOUT に変換す
る。これは、上の方程式２１に示されるとおりブースト・コンバータに関する周
知の伝達関数を使用することによって得られる。回路の伝達関数は、回路の既知
の構成要素と組み合わせて、スイッチ４７２に応用される開閉信号のデューティ
サイクルを計算するために使われる。伝達（または伝送）関数は、出力電圧をデ
ューティサイクルおよび入力電圧の関数として示し、以下のとおりに表される： ＶOUT ／ＶIN＝１／〔１−Ｄ〕 （２９） ここで、 ＶOUT ＝半正弦波出力電圧、 ＶIN＝入力電圧、 Ｄ＝スイッチに入力されるＰＷＭ信号のデューティサイクル、である。
【０１０９】 従って、出力電圧ＶOUT は以下のとおりに表すことができる： ＶOUT ＝ＶIN／〔１−Ｄ〕 （３０） 上の伝達関数に関する方程式は、インダクタ４６２を流れる電流が連続的であ
る場合に限り有効であることに注意する必要がある。従って、回路の各サイクル
中、電流のループがインダクタ４６２を流れなければならない。
【０１１０】 上記の伝達関数を考えるとき、デューティサイクルを除いて全ての構成要素を
事前に決定できる。出力電圧ＶOUT は、たとえ回路が生成している電圧であって
も、既知の要素である。入力電圧ＶINは、周期的にサンプリングできるので、こ
れも既知である。既知でないまたは事前に決定されない唯一の構成要素はデュー
ティサイクルＤであり、これは各サイクルごとに計算しなければならない。
【０１１１】 従って、コントローラ４４０は、各サイクル中ディーティサイクルＤを計算す
る機能を持ち、デューティサイクルを使ってＦＥＴ４７２のゲートに応用される
開閉信号のパルス幅が調整される。 図１７に示されるブースト・コンバータ４６０は、周知のステップアップＰＷ
Ｍコンバータを土台とする。ＦＥＴスイッチ４７２が閉のとき、電圧Ｖｘはアー
スに短絡され、インダクタを挟んでＶINが印加されるので、下記の周知の方程式
に従って線形に増大する電流がインダクタを流れる： ｄＩ／ｄｔ＝Ｖ／Ｌ （３１） ＦＥＴスイッチ４７２がオフになるとすなわち開になると、インダクタ４６２
が一定の電流を維持しようとするので、電圧Ｖｘは急速に上昇する。ダイオード
４６４は順方向バイアスを受け、インダクタ４６２を流れる電流は引き続き同じ
方向に流れる。こうして、電流経路は、インダクタ４６２、ダイオード４６４、
およびコンデンサ４６８を含む。サイクルのこの部分において、インダクタ４６
２は、電流をコンデンサ４３０に流し入れ、インダクタを挟んで印加される電圧
は下記の式で示される： Ｖ462 ＝ＶOUT −ＶIN−Ｖ464 （３２） 電流は、上の周知の方程式３１に従って減少する。次のサイクルの始めに、Ｆ
ＥＴスイッチ４７２は再び閉となり、回路は上に説明したとおりに動作する。
【０１１２】 生成される出力電圧は入力電圧よりずっと高くなり得ることに注意する必要が
ある。電流はダイオードおよびＦＥＴ４６６を流れて、ＶINを超えてコンデンサ
を充電する。さらに、ＦＥＴスイッチ４６６は、図６に示されるＱ2 と同じ動作
原理を使って、すなわち連続電流モードで回路の動作を維持するために、同期整
流器として機能する。ＦＥＴ４６６は、電流がコンデンサ４６８から流れられる
ようにする必要がある。ＦＥＴ４６６のゲートまでの断続線は、パルス変成器ま
たは図６に示される同期整流器２３０に関係する回路などある種の隔離形態が必
要であることを示す。 （フォワード・コンバータ・トポロジー） 図１８には、フォワード・トポロジーを持つコンバータに適する開ループ・コ
ントローラの第四の実施態様を示すブロック図が示されている。この第四の実施
態様においては、図３に示されるブロック図が、開ループ・コントローラをフォ
ワード・タイプのコンバータに適合させるように修正されている。全体として参
照番号４８０で示されるフォワード・タイプの開ループ・コントローラは、フォ
ワード・タイプのコンバータを制御するためのＰＷＭ信号を生成するために必要
な素子から成る。ＰＷＭ信号のデューティサイクルＤは、以下のとおりに表すこ
とができる： Ｄ＝ＶOUT ／〔Ｎ・ＶIN〕 （３３） 方程式右側の構成要素は各々既知である。入力電圧ＶINはサンプリングされ、
図１に示されるとおりコントローラに入力される。さらに巻線比Ｎは既知であり
、コントローラはこれを使用できる。出力電圧ＶOUT は出力で生成したい電圧な
ので、同様に既知である。
【０１１３】 図１８を参照すると、コントローラ４８０は、Ａ／Ｄコンバータ４８２、乗算
器４８４、除算器４８６、ＰＷＭ回路４８８、出力バッファ４９０、４９２、ク
ロック回路４９４および正弦ジェネレータ４９６から成る。入力電圧ＶINはＡ／
Ｄコンバータ４８２に入力され、コンバータはＶINを表す電圧を出力する。この
信号は、乗算器４８４の２つの入力のうち１つに入力される。値Ｎが第二の入力
に入力される。乗算器４８４は、積ＮＶINを生成する機能を持つ。積は、除算器
４８６の２つの入力のうち１つに入力される。
【０１１４】 クロック回路は、正弦ジェネレータ４９６を駆動するために必要なクロック信
号を生成する。正弦ジェネレータはデジタル・サンプル正弦関数を含む読み出し
専用記憶装置（ＲＯＭ）で構成することができる。９０度の正弦関数データしか
必要としないことに注意すること。正弦ジェネレータの出力は出力電圧ＶOUT を
表す。つぎに、これは除算器４８６の第二の入力に入力される。除算器４８６は
、上の方程式３３に従って被除数Ｄを生成する。
【０１１５】 デューティサイクル値Ｄは、デューティサイクルＤを持つ方形波出力信号を生
成する機能を持つ従来のパルス幅変調（ＰＷＭ）回路４８８に入力される。２つ
の出力信号ＰＷＭおよびＰＷＭ（−）が、ＰＷＭ回路によって生成される。この
２つの信号は、それぞれ出力バッファ４９０、４９２によりバッファされる。出
力バッファは、ＦＥＴスイッチを駆動できる信号を生成する。
【０１１６】 電気技術の熟練者には、図１８のコントローラ４８０は、デューティサイクル
Ｄについての方程式が満たされる限り多様な方法で実現できることが明らかなは
ずである。 図１９には、本発明に従って構成されるフォワード・トポロジーを持つリング
・ジェネレータ回路の第四の実施態様の略図が示されている。明確にするために
、フォワード・コンバータの単純化されたトポロジーが示されている。しかし、
当業者であれば、任意にコンポーネントを加えて、図に示されている以上の追加
の機能性を与えることができるであろう。
【０１１７】 全体として参照番号５００で示されるフォワード・コンバータ回路は、コイル
５１２、変成器５０２、コンデンサ５０１、５１４、ＦＥＴ５２２、５１０、５
２０、ダイオード５０３、５０８および出力ブリッジ回路５１６から成る。コン
トローラおよびこれに対応するフォワード・コンバータ回路の主要な特徴は、（
１）回路が伝統的な閉ループ設計と異なり開ロープ式に動作すること、（２）回
路がＤＣ入力からＡＣ正弦波を生成する機能を持つこと、（３）結果として生じ
る回路が製造が単純でコスト安であること、および（４）その結果生じる制御回
路を任意にＡＳＩＣで実現できること、である。
【０１１８】 コントローラ４８０は、入力電圧ＶINをサンプリングし、スイッチ（ＦＥＴ）
５２２の駆動信号を生成する機能を持つ。当業者であれば、回路５００が出力電
圧ＶOUT からのフィードバックのない開ループ・トポロジーを持つことが分かる
だろう。コントローラ４８０は、整流された半正弦波が出力ブリッジ回路４３２
への入力に生成されるように、ＦＥＴ５２２をオンおよびオフに切り替えるため
にパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成する。出力ブリッジ回路５１６は、これに
入力される整流正弦波から出力全正弦波を生成する機能を持つ。
【０１１９】 次に回路５００の動作についてさらに詳しく説明する。前に説明したとおり、
回路は、半正弦波信号を生成する機能を持ち、出力ブリッジ回路４３２は、これ
を出力信号のサンプリングなしに開ループ式に全正弦波出力信号ＶOUT に変換す
る。これは、下の方程式３４に示されるとおりブースト・コンバータに関する周
知の伝達関数を使用することによって得られる。回路の伝達関数は、回路の既知
の構成要素と組み合わせて、スイッチ５２２に応用される開閉信号のデューティ
サイクルを計算するために使われる。伝達（または伝送）関数は、出力電圧をデ
ューティサイクルおよび入力電圧の関数として示し、以下のとおりに表される： ＶOUT ／ＶIN＝Ｄ・Ｎ （３４） ここで、 ＶOUT ＝半正弦波出力電圧、 ＶIN＝入力電圧、 Ｎ＝変成器の巻線比、 Ｄ＝スイッチに入力されるＰＷＭ信号のデューティサイクル、である。
【０１２０】 従って、出力電圧ＶOUT は以下のとおりに表すことができる： ＶOUT ＝Ｄ・Ｎ・ＶIN （３５） 上の伝達関数に関する方程式３４は、インダクタ５１２を流れる電流が連続的
である場合に限り有効であることに注意する必要がある。従って、回路の各サイ
クル中、電流のループがインダクタ５１２を流れなければならない。
【０１２１】 上記の伝達関数を考えるとき、デューティサイクルを除いて全ての構成要素を
事前に決定できる。出力電圧ＶOUT は、たとえ回路が生成している電圧であって
も既知の要素である。入力電圧ＶINは、周期的にサンプリングできるので、これ
も既知である。巻線比Ｎも既知である。既知でないまたは事前に決定されない唯
一の構成要素はデューティサイクルＤであり、これは各サイクルごとに計算しな
ければならない。
【０１２２】 従って、コントローラ４００は、各サイクル中ディーティサイクルＤを計算す
る機能を持ち、デューティサイクルを使ってＦＥＴ５２２のゲートに応用される
開閉信号のパルス幅が調整される。 フォワード・コンバータ５００は、２段階、すなわち変成器段階およびバック
・コンバータ段階から成る周知のＰＷＭコンバータ・トポロジーを持つ。サイク
ルの最初にＦＥＴスイッチ５２２が閉のとき、変成器５０２の一次巻線５０４を
横切る電圧はＶINである。同時に、二次巻線５０６を横切る電圧はＮＶINである
。従って、ダイオード５０８は順方向バイアスを受け、Ｖｘにおいて電圧はＮＶ IN に等しい（Ｖ508 を考慮に入れずに）。
【０１２３】 フォワード・コンバータ５００は、２段階、すなわち変成器段階およびバック
・コンバータ段階から成る周知のＰＷＭコンバータ・トポロジーを持つ。サイク
ルの最初にＦＥＴスイッチ５２２が閉のとき、変成器５０２の一次巻線５０４を
横切る電圧はＶINである。同時に、二次巻線５０６を横切る電圧はＮＶINである
。従って、ダイオード５０８は順方向バイアスを受け、Ｖｘにおいて電圧はＮＶ IN に等しい（Ｖ５０８を考慮に入れずに）。
【０１２４】 ダイオード電圧に関係なく、インダクタ５１２を挟んで印加される電圧はＶou t −ＶINに等しい。このため、下記の周知の方程式に従って、線形に増大する電
流がインダクタおよび出力コンデンサ５１４を流れる： ｄＩ／ｄｔ＝Ｖ／Ｌ （３６） ＦＥＴスイッチ５２２がオフになると、すなわち開くと、変成器５０２を横切
る電圧は逆転し、ダイオード５０８はオフになる。インダクタ５１２は一定の電
流を維持しようとするので、Ｖｘポイントでの電圧は急速に減少する。ダイオー
ド５１８はオンになり、インダクタ５１２を流れる電流は引き続き同じ方向に流
れる。電流経路は、ダイオード５１８、インダクタ５１２およびコンデンサ５１
４を通る。
【０１２５】 インダクタ５１２は、電流をコンデンサ５１４に流しつづける。サイクルのこ
の時点で、インダクタを挟んで印加される電圧は、Ｖout であり（Ｖ508 を考慮
に入れずに）、電流は上に示される基本方程式３６に従って線形に減少する。次
のサイクルの始めに、ＦＥＴスイッチ５２２は再びオンとなり、上に説明した原
理に従って動作する。
【０１２６】 巻線５０１は、変成器５０２の三次巻線であり、下に説明するとおり変成器電
流を放電する機能を持つ。ＦＥＴ５２２がオンのとき、変成器の一次巻線５０４
は充電し、ダイオード５０３はオフである。ＦＥＴ５２２がオフになると、変成
器５０２の巻線を横切る電圧は極性を逆転し、ダイオード５０３はオンになる。
従って、巻線５０１を横切る電圧はＶINのレベルに制限され、変成器電流はコン
デンサ５０１、ダイオード５０３および巻線５０１を通る経路を見つける。
【０１２７】 このタイプのトポロジーを使用する出力電圧は、ＮおよびＤの値に応じて入力
電圧より高くも低くもなれることに注意すること。ＦＥＴスイッチ５１０、５２
２は同時にオンであり、ＦＥＴスイッチ５２０はＦＥＴスイッチ５２２と補完的
に動作する。ＦＥＴスイッチ５１０、５２０は、図６に示されるＱ２と同じ動作
原理を使って、すなわち連続電流モードで回路の動作を維持するために、同期整
流器として機能する。 （ＦＥＴドライブの隔離） 断続線で表されるとおり、ＦＥＴ４６６（図１７）、ＦＥＴ５１０、５２０（
図１９）など二次回路のＦＥＴのドライブを隔離するための技術を使用すること
ができる。可能な隔離技術の１つは、制御信号をＦＥＴに結合するためにパルス
変成器を使用するものである。図２０には、ＦＥＴドライブ隔離回路の略図が示
されている。
【０１２８】 コントローラからの非逆転または逆転ＰＷＭ信号を浮動するためおよびこれを
ＦＥＴスイッチの二次に送るためにパルス変成器５３０が使われる。制御信号は
コンデンサ５４２の一端に入力される。他方の端は変成器５３０の一次巻線５３
２に接続される。コンデンサ５４２はＤＣ電圧がパルス変成器５３０の通常の動
作を妨害しないようにするために使用される。コンデンサ５３６、ダイオード５
３８および抵抗器５４０はＦＥＴに入力されるＰＷＭ信号のレベルを安定するた
めに使われるゼロ復帰回路として機能する。
【０１２９】 限られた数の実施態様に関連して本発明を説明してきたが、多くの変形、修正
およびその他の応用が可能であることが分かるだろう。例えば、当業者であれば
、バッテリー電源からＵＰＳおよびＡＣジェネレータなど他のタイプの開ループ
・フライバックＤＣ／ＡＣコンバータ回路を使って動作するよう、本発明のリン
グ・ジェネレータ・コントローラを適合させることができるだろう。さらに、本
発明は、正弦ジェネレータおよび出力ブリッジ回路を取り除くことによって、開
ループ・フライバックＤＣ／ＡＣコンバータを実現するために使用することがで
きる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の原理を示すために挙げたリング・ジェネレータ回路の第１の実施例の
概略図である。
【図２Ａ】 連続モードで作動する時の変圧器の一次巻線と二次巻線を通る電流を示すグラ
フである。
【図２Ｂ】 無負荷で作動し、電流中断を見せる、すなわち非連続モードで作動する時の変
圧器の一次巻線と二次巻線を通る電流を示すグラフである。
【図２Ｃ】 二次側に同期整流器を付けて作動する時の変圧器の一次巻線と二次巻線を通る
電流を示すグラフである。
【図３】 本発明の開ループ・コントローラの第１の実施例を示すブロック図である。
【図４】 本発明の開ループ・コントローラの第１の実施例をより詳細に示すブロック図
である。
【図５】 パルス・カウント回路をより詳細に示すブロック図である。
【図６】 本発明の一実施例に従って構築されたリング・ジェネレータ回路の第１の実施
例を示す略図である。
【図７】 トランジスタＱ1 のオン／オフ周期の間の電圧ＶDSおよび電流Ｉ1 を示すグラ
フである。
【図８】 トランジスタＱ1 のオン／オフ周期の間のダイオード２０２、２０４の直列合
を横切る電圧ＶD および電流Ｉ2 を示すグラフである。
【図９】 トランジスタＱ1 のオン／オフ周期の間の電圧ＶGSおよび電流Ｉ1 を示すグラ
フである。
【図１０】 アナログ／デジタル変換器および関連の回路をより詳細に示す概略ブロック図
である。
【図１１】 出力ブリッジ回路への入力においてリング・ジェネレータ回路によって発生さ
せられた半波整流正弦波形を示す線図である。 図１１Ａの半波整流正弦波形を、出力波形発生に使用されるコントローラＰＷ
Ｍ出力パルスの変化する幅を強調してより詳細に示す線図である。
【図１２】 出力ブリッジ回路をより詳細に示す概略線図である。
【図１３】 本発明の開ループ・コントローラの一般的ケースを示すブロック図である。
【図１４】 バック・トポロジーを有するコンバータに適合した開ループ・コントローラの
第２の実施例を示すブロック図である。
【図１５】 本発明に従って構築されたバック・トポロジーを有するリング・ジェネレータ
回路の第２の実施例を示す概略線図である。
【図１６】 ブースト・トポトジーを有するコンバータに適合した開ループ・コントローラ
の第３の実施例を示すブロック図である。
【図１７】 本発明に従って構築されたブースト・トポトジーを有するリング・ジェネレー
タ回路の第３の実施例を示す概略線図である。
【図１８】 フォワード・トポロジーを有するコンバータに適合した開ループ・コントロー
ラの第４の実施例を示すブロック図である。
【図１９】 本発明に従って構築されたフォワード・トポロジーを有するリング・ジェネレ
ータ回路の第４の実施例を示す概略線図である。
【図２０】 ＦＥＴドライブ絶縁回路の一例の概略線図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ) ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ， ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，Ｄ Ｋ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ， ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，Ｌ Ｔ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ， ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，Ｕ Ａ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ

Claims (36)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ＶINで示される電力源の大きさを表すデジタル数を生成する
    ためのサンプリング手段； ＶOUT で示される所望の出力電圧のデジタル表示を生成するための出力電圧ジ
    ェネレータ手段； Ｋ、Ｎ、ＶINおよびＶOUT の関数としてＰＷＭ信号のデューティサイクルＤを
    決定するための処理手段；および 前記処理手段により生成されるデューティサイクルに応じて前記ＰＷＭ信号を
    生成するためのパルス幅変調手段； を含む、 ＤＣ／ＡＣ開ループ・パルス幅変調（ＰＷＭ）コンバータ回路を制御するため
    のコントローラ。
  2. 【請求項２】 前記サンプリング手段がＡ／Ｄコンバータ手段を含む、請求
    項１に記載のコントローラ。
  3. 【請求項３】 前記出力電力ジェネレータ手段が正弦波ジェネレータを含む
    、請求項１に記載のコントローラ。
  4. 【請求項４】 前記入力電圧ＶINが未調整ＤＣ電圧である、請求項１に記載
    のコントローラ。
  5. 【請求項５】 前記処理手段が、バック・トポロジーを持つ開ループ・コン
    バータに使用するのに適するＰＷＭ信号のデューティサイクルを決定するように
    機能し、かつ前記処理手段はＶOUT をＶINで割るための除算器を含む、請求項１
    に記載のコントローラ。
  6. 【請求項６】 前記処理手段が、ブースト・トポロジーを持つ開ループ・コ
    ンバータに使用するのに適するＰＷＭ信号のデューティサイクルを決定するため
    に機能し、かつ前記処理手段は、 和ＶOUT −ＶINを生成するための合算器；および ＶOUT を前記和で割るための除算器、 を含む、請求項１に記載のコントローラ。
  7. 【請求項７】 前記処理手段が、フォワード・トポロジーを持つ開ループ・
    コンバータに使用するのに適するＰＷＭ信号のデューティサイクルを決定するた
    めに機能し、かつ前記処理手段は、 積Ｎ・ＶIN を生成するための乗算器；および ＶOUT を前記積で割るための除算器、 を含む、請求項１に記載のコントローラ。
  8. 【請求項８】 さらに、半波長正弦関数を全波長正弦関数に変換するための
    ブリッジ制御信号を生成するためのブリッジ制御手段を含み、前記ブリッジ制御
    信号が前記回路が出力する正弦波と同じ周波数を持つ、請求項１に記載のコント
    ローラ。
  9. 【請求項９】 さらに、前記パルス幅変調手段の出力に結合されるバッファ
    手段を含み、前記バッファ手段が適切な駆動および負荷特性を持つ出力ＰＷＭ信
    号を生成するためのものである、請求項１に記載のコントローラ。
  10. 【請求項１０】 ＶINで示される電力源の電圧レベルのデジタル表示を生成
    するためのサンプリング手段； ＶOUT で示される正弦波波形のデジタル表示を生成するための正弦ジェネレー
    タ手段；下記の方程式に従ってＰＷＭ信号のデューティサイクルを決定するため
    の処理手段： Ｄ＝ＶOUT ／ＶIN ここで、 Ｄ＝ＰＷＭ信号のデューティサイクル ＶIN＝前記ＤＣ電力源の電圧レベル ＶOUT ＝正弦波波形のデジタル表示であり、 前記処理手段により生成されるデューティサイクルに応じて、前記コントロー
    ラにより出力される前記ＰＷＭ信号を生成するためのパルス幅変調手段； 前記ＰＷＭ信号に従って半波長正弦波を生成するための回路；および 前記半波長正弦波信号を全波長正弦関数に変換するための出力ブリッジ回路； を含む、電力源に接続されるバック・トポロジーを持つ開ループ・パルス幅変
    調（ＰＷＭ）コンバータ回路を制御するためのコントローラ。
  11. 【請求項１１】 前記サンプリング手段がＡ／Ｄコンバータ手段を含む、請
    求項１０に記載のコントローラ。
  12. 【請求項１２】 前記正弦ジェネレータ手段がルックアップ・テーブル手段
    に結合されるカウンティング手段を含む、請求項１０に記載のコントローラ。
  13. 【請求項１３】 前記正弦ジェネレータ手段が同期状態器手段を含む、請求
    項１０に記載のコントローラ。
  14. 【請求項１４】 さらに、前記パルス幅変調手段の出力に結合されるバッフ
    ァ手段を含み、前記バッファ手段が適切な駆動および負荷特性を持つ出力ＰＷ信
    号を生成するためのものである、請求項１０に記載のコントローラ。
  15. 【請求項１５】 前記処理手段が、バック・トポロジーを持つ開ループ・コ
    ンバータに使用するのに適するＰＷＭ信号のデューティサイクルを決定する機能
    を持ち、ＶOUT をＶINで割るための除算器を含む、請求項１０に記載のコントロ
    ーラ。
  16. 【請求項１６】 ＶINで示される電力源の電圧レベルのデジタル表示を生成
    するためのサンプリング手段； ＶOUT で示される正弦波波形のデジタル表示を生成するための正弦ジェネレー
    タ手段； 下記の方程式に従ってパルス幅変調（ＰＷＭ）信号のデューティサイクルを決
    定するための処理手段： Ｄ＝〔ＶOUT ―ＶIN〕／ＶOUT ここで、 Ｄ＝ＰＷＭ信号のデューティサイクル ＶIN＝前記ＤＣ電力源の電圧レベル ＶOUT ＝正弦波波形のデジタル表示であり； 前記処理手段により生成されるデューティサイクルに応じて、前記コントロー
    ラにより出力される前記ＰＷＭ信号を生成するためのパルス幅変調手段； 前記ＰＷＭ信号に従って半波長正弦波を生成するための回路；および 前記半波長正弦波信号を全波長正弦関数に変換するための出力ブリッジ回路； を含む、電力源に接続されるブースト・トポロジーを持つ開ループ・コンバー
    タ回路を制御するためのコントローラ。
  17. 【請求項１７】 前記サンプリング手段がＡ／Ｄコンバータ手段を含む、請
    求項１６に記載のコントローラ。
  18. 【請求項１８】 前記正弦ジェネレータ手段がルックアップ・テーブル手段
    に結合されるカウンティング手段を含む、請求項１６に記載のコントローラ。
  19. 【請求項１９】 前記正弦ジェネレータ手段が同期状態器手段を含む、請求
    項１６に記載のコントローラ。
  20. 【請求項２０】 さらに、前記パルス幅変調手段の出力に結合されるバッフ
    ァ手段を含み、該バッファ手段は適切な駆動および負荷特性を持つ出力ＰＷ信号
    を生成するためのものである、請求項１６に記載のコントローラ。
  21. 【請求項２１】 前記処理手段が、ブースト・トポロジーを持つ開ループ・
    コンバータに使用するのに適するＰＷＭ信号のデューティサイクルを決定する機
    能を持ち、かつ前記処理手段は、 和ＶOUT −ＶINを生成するための合算器；および ＶOUT を前記和で割るための除算器、 を含む、請求項１６に記載のコントローラ。
  22. 【請求項２２】 ＶINで示される電力源の電圧レベルのデジタル表示を生成
    するためのサンプリング手段； ＶOUT で示される正弦波波形のデジタル表示を生成するための正弦ジェネレー
    タ手段； 下記の方程式に従ってパルス幅変調（ＰＷＭ）信号のデューティサイクルを決
    定するための処理手段： Ｄ＝ＶOUT ／〔Ｎ・ＶIN〕 ここで、 Ｄ＝ＰＷＭ信号のデューティサイクル Ｎ＝変成器の巻線比 ＶIN＝前記ＤＣ電力源の電圧レベル ＶOUT ＝正弦波波形のデジタル表示であり； 前記処理手段により生成されるデューティサイクルに応じて、前記コントロー
    ラにより出力される前記ＰＷＭ信号を生成するためのパルス幅変調手段； 前記ＰＷＭ信号に従って半波長正弦波を生成するための回路；および 前記半波長正弦波信号を全波長正弦関数に変換するための出力ブリッジ回路； を含む、電力源に接続され一次巻線および二次巻線を持つ変成器を含むフォワ
    ード・トポロジーを持つ開ループ・コンバータ回路を制御するためのコントロー
    ラ。
  23. 【請求項２３】 前記サンプリング手段がＡ／Ｄコンバータ手段を含む、請
    求項２２に記載のコントローラ。
  24. 【請求項２４】 前記正弦ジェネレータ手段がルックアップ・テーブル手段
    に結合されるカウンティング手段を含む、請求項２２に記載のコントローラ。
  25. 【請求項２５】 前記正弦ジェネレータ手段が同期状態器手段を含む、請求
    項２２に記載のコントローラ。
  26. 【請求項２６】 さらに、前記パルス幅変調手段の出力に結合されるバッフ
    ァ手段を含み、前記バッファ手段が適切な駆動および負荷特性を持つ出力ＰＷ信
    号を生成するためのものである、請求項２２に記載のコントローラ。
  27. 【請求項２７】 前記処理手段が、フォワード・トポロジーを持つ開ループ
    ・コンバータに使用するのに適するＰＷＭ信号のデューティサイクルを決定する
    機能を持ち、かつ前記処理手段は、 積Ｎ・ＶINを生成するための乗算器；および ＶOUT を前記積で割るための除算器、 を含む、請求項２２に記載のコントローラ。
  28. 【請求項２８】 ＶINで示されるＤＣ電力源の大きさを表すデジタル数を生
    成するステップ； ＶOUT で示される正弦波波形のデジタル表示を生成するステップ； ＰＷＭ信号のデューティサイクルを決定するステップ；および 前記処理手段により生成されるデューティサイクルに応じて前記ＰＷＭ信号を
    生成するステップ； を含む、開ループ・パルス幅変調（ＰＷＭ）コンバータを制御する方法。
  29. 【請求項２９】 バック・トポロジーを持つ開ループ・コンバータに使用す
    るのに適するＰＷＭ信号のデューティサイクルを決定する前記ステップが、ＶOU T をＶINで割るステップを含む、請求項２８に記載の方法。
  30. 【請求項３０】 ブースト・トポロジーを持つ開ループ・コンバータに使用
    するのに適するＰＷＭ信号のデューティサイクルを決定する前記ステップが、 和ＶOUT −ＶINを生成するステップ；および ＶOUT を前記和で割るステップ、 を含む、請求項２８に記載の方法。
  31. 【請求項３１】 フォワード・トポロジーを持つ開ループ・コンバータに使
    用するのに適する前記ＰＷＭ信号のデューティサイクルを決定する前記ステップ
    が、 積Ｎ・ＶINを生成するステップ；および ＶOUT を前記積で割るステップ、 を含む、請求項２８に記載の方法。
  32. 【請求項３２】 さらに、半波長正弦関数を全波長正弦関数に変換するステ
    ップを含む、請求項２８に記載の方法。
  33. 【請求項３３】 さらに、適切な駆動および負荷特性を持つ出力ＰＷＭ信号
    を生成するステップを含む、請求項２８に記載の方法。
  34. 【請求項３４】 ＶINで示される電力源の電圧レベルのデジタル表示を生成
    するステップ； ＶOUT で示される正弦波波形のデジタル表示を生成するステップ； 下記の式に従ってＰＷＭ信号のデューティサイクルを決定するステップ： Ｄ＝ＶOUT ／ＶIN ここで、 Ｄ＝ＰＷＭ信号のデューティサイクル、 ＶIN＝前記ＤＣ電力源の電圧レベル、 ＶOUT ＝正弦波波形のデジタル表示、であり； 前記決定のステップにおいて生成されるデューティサイクルに応じて前記ＰＷ
    Ｍ信号を生成するステップ； 前記ＰＷＭ信号に従って半波長正弦波を生成するステップ；および 前記半波長正弦波信号を全波長正弦関数に変換するステップ； を含む、電力源に接続されるバック・トポロジーを持つ開ループ・パルス幅変調
    （ＰＷＭ）コンバータ回路を制御する方法。
  35. 【請求項３５】 ＶINで示される電力源の電圧レベルのデジタル表示を生成
    するステップ； ＶOUT で示される正弦波波形のデジタル表示を生成するステップ； 下記の式に従ってパルス幅変調（ＰＷＭ）信号のデューティサイクルを決定す
    るステップ： Ｄ＝〔ＶOUT −ＶIN〕／ＶOUT ここで、 Ｄ＝ＰＷＭ信号のデューティサイクル、 ＶIN＝前記ＤＣ電力源の電圧レベル、 ＶOUT ＝正弦波波形のデジタル表示、であり； 前記決定のステップにおいて生成されるデューティサイクルに応じて前記ＰＷ
    Ｍ信号を生成するステップ； 前記ＰＷＭ信号に従って半波長正弦波を生成するステップ；および 前記半波長正弦波信号を全波長正弦関数に変換するステップ； を含む、電力源に接続されるブースト・トポロジーを持つ開ループ・コンバー
    タ回路を制御する方法。
  36. 【請求項３６】 ＶINで示される電力源の電圧レベルのデジタル表示を生成
    するステップ； ＶOUT で示される正弦波波形のデジタル表示を生成するステップ； 下記の式に従ってＰＷＭ信号のデューティサイクルを決定するステップ： Ｄ＝ＶOUT ／〔Ｎ・ＶIN〕、 ここで、 Ｄ＝ＰＷＭ信号のデューティサイクル、 Ｎ＝変成器の巻線比、 ＶIN＝前記ＤＣ電力源の電圧レベル、 ＶOUT ＝正弦波波形のデジタル表示、であり； 前記決定のステップにおいて生成されるデューティサイクルに応じて前記ＰＷ
    Ｍ信号を生成するステップ； 前記ＰＷＭ信号に従って半波長正弦波を生成するステップ；および 前記半波長正弦波信号を全波長正弦関数に変換するステップ； を含む、電力源に接続され一次巻線および二次巻線を持つ変成器を含むフォワー
    ド・トポロジーを持つ開ループ・パルス幅変調（ＰＷＭ）コンバータ回路を制御
    する方法。
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