KR20010040865A - 개방 루프 직류-교류 컨버터로 사용하기 위한 펄스폭 변조제어기 - Google Patents

개방 루프 직류-교류 컨버터로 사용하기 위한 펄스폭 변조제어기 Download PDF

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Abstract

벨 신호 발생 회로(90)를 포함하는 각종의 개방 루프 토폴로지 전원 회로로 사용하기 적합한 펄스폭 변조(PWM) 제어기(10)가 개시된다. 제어기 및 이와 관련한 회로는 소망의 출력 전압 파형을 얻기 위해 개방 루프 토폴로지를 이용한다. PWM 제어기는 버크, 부스트, 포워드, 푸시풀 토폴로지와 같은 복수의 상이한 개방 루프 컨버터 토폴로지를 실현하는데 적합하다. PWM 제어기가 사용되어 각종의 가능한 개방 루프 컨버터 토폴로지를 제어하는데 필요한 신호를 제공한다. 제어기는 반파의 사인파 신호를 생성하기 위해 사용되는 PWM 신호를 생성하는 기능을 한다. 제어기는 출력 브리지 회로(86)에서 전파의 사인파를 생성하기 위해 생성된 PWM 신호의 듀티 사이클을 제어하는 데 필요한 기능성을 포함한다.

Description

개방 루프 직류-교류 컨버터로 사용하기 위한 펄스폭 변조 제어기{PWM CONTROLLER FOR USE WITH OPEN LOOP DC TO AC CONVERTER}
표준 전화를 링잉(ringing)하기 위해 사용된 링잉 신호를 제공하기 위한 통상 용도의 벨 신호 발생기와 같은 DC-AC 컨버터가 공지되어 있다. 전화 서비스 제공자는 DC-AC 컨버터를 사용해서 고객의 구내에 설치된 전화로 송신된 표준 링잉 톤을 생성한다. 또한, 전화 PBX 장비의 제조자는 벨 신호 발생기를 이용해서 PBX 장비에 연결된 확장 전화 세트를 링잉하기 위해 사용된 링잉 신호를 제공한다.
전형의 링잉 발생기는 정현파 또는 실질적 정현파를 공급하도록 설계된다. 소형 전화 시스템, 예를 들어 소용량 가입자 전송 시스템, 즉 PBX 또는 키 시스템은 일반적으로 대형 철심 코어 트랜스포머를 사용하는 설계와는 반대로 전자적 링잉 기술을 이용하고 있다. 이러한 소용량 시스템은 전형적으로 선로의 많은 퍼센트를 동시에 링잉할 수 있어야 한다.
게다가, 제어된 정현파 출력을 발생하는 소형의 효율적인 벨 신호 발생기에 대한 필요성이 점점 증대되어 전화 가입자 설비내에는 보다 많은 광섬유가 도입되고 있다. 파이버 투 더 커브(fiber to the curb,FTTC)와 같은 시스템은 4개의 주소 기능을 하고 통상 12개의 전화 채널까지 제공할 수 있다. 파이버 투 더 홈(fiber to the home,FTTH) 시스템은 오직 하나의 주소 기능을 하며 통상 3개 이하의 전화 채널을 제공한다. 이와 관련한 전화 시스템은 동시에 3개의 선로까지 링잉할 수 있는 링잉 신호원을 제공할 것을 필요로 한다. 또한 각 선로는 그와 결합된 5개의 벨 신호 발생기를 가질 수 있다. 벨 신호 발생기의 출력은 적당한 효율로 지원된 모든 전화 선로에서 벨 신호 발생기 각각을 구동하기에 충분하여야 하고 정현파 형태를 유지해야만 한다.
또한 벨 신호 발생기 장치는 5,12,24, 또는 48Vdc의 공통적으로 발견되는 전압과 같은 가변 입력 전압원으로부터 전원 공급될 수 있어야 한다. 이 장치의 전력 소모는 과잉 전력을 도출하지 않고 만족하게 동작하도록 충분한 전력 시스템에 전력 공급을 빼앗지 않도록 제한되어야 한다. 벨 신호 발생기는 또한 영구적인 손상을 지속시키지 않고 과전류, 즉 신속한 고장 대응 및 단락 상태에 종속될 수 있어야 한다. 장치가 동시에 울리는 과도한 벨 신호 발생기 수로 인해 과부하 상태라면, 비록 과도한 벨 신호 발생기 부하를 링잉하기에 충분하지 않는 시점에서 출력 전압을 줄여만 할지라도, 장치는 계속해서 동작하여 정현파를 출력하여야 만 한다.
본 발명은 일반적으로 PWM 제어기에 관한 것으로서, 특히 개방 루프 DC-AC 타입 컨버터로 사용하기 적합한 PWM 제어기에 관한 것이다.
이후, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 예증의 실시예들을 설명하기로 한다.
도 1은 본 발명의 원리를 설명하기 위한 벨 신호 발생 회로의 제1 실시예의 개략도이다.
도 2(a)는 연속 모드에서 동작할 때 트랜스포머의 1차 및 2차 권선을 통해 흐르는 전류를 도시하는 그래프이다.
도 2(b)는 무부하로 동작해서 전류 흐름을 차단하는, 비연속 모드일 때, 트랜스포머의 1차 및 2차 권선을 통해 흐르는 전류를 도시하는 그래프이다.
도 2(c)는 2차측의 동기 정류기로 동작할 때, 트랜스포머의 1차 및 2차 권선을 통해 흐르는 전류를 도시하는 도면이다.
도 3은 본 발명의 개방 루프 제어기의 제1 실시예를 도시하는 블록도이다.
도 4는 본 발명의 개방 루프 제어기의 제1 실시예를 보다 상세하게 도시한 블록도이다.
도 5는 펄스 카운트 회로의 상세 블록도이다.
도 6은 본 발명의 일실시예에 따라 구성된 벨 신호 발생 회로의 제1 실시예의 개략 블록도이다.
도 7은 Q1이 온 및 오프인 중에 전류 I1와 트랜지스터 Q1의 전압 VDS을 도시하는 그래프이다.
도 8은 Q1이 온 및 오프인 중에 전류 I2와 다이오드(202,204)의 직렬 결합 양단간의 전압 VD을 도시하는 그래프이다.
도 9는 Q1이 온 및 오프인 중에 전류 I1와 트랜지스터 Q1의 전압 VGS을 도시하는 그래프이다.
도 10은 A/D 컨버터와 관련 회로의 상세 블록도이다.
도 11(a)는 출력 브리지 회로의 입력에서 벨 신호 발생 회로에 의해서 생성된 반파 정류 정현파를 도시하는 도면이다.
도 11(b)는 출력 파형을 발생하기 위해 사용된 제어기 PWM 출력 펄스의 가변 폭을 보다 강조하여 도 11(a)의 반파 정류된 정현파를 도시하는 도면이다.
도 12는 출력 브리지 회로의 상세도이다.
도 13은 본 발명의 개방 루프 제어기의 일반적인 경우를 도시하는 블록도이다.
도 14는 버크 토폴로지를 갖는 컨버터용으로 이용된 개방 루프 제어기의 제2 실시예를 도시하는 블록도이다.
도 15는 본 발명에 따라 구성된 버크 토포롤지를 갖는 벨 신호 발생 회로의 제2 실시예이 개략도이다.
도 16은 부스트 토폴로지를 갖는 컨버터용으로 채택된 개방 루프 제어기의 제2 실시예를 도시하는 블록도이다.
도 17은 본 발명에 따라 구성된 부스트 토폴로지를 갖는 벨 신호 발생 회로의 제3 실시예의 개략도이다.
도 18은 포워드 토폴로지를 갖는 컨버터용으로 채택된 개방 루프 제어기의 제4 실시예를 도시하는 블록도이다.
도 19는 본 발명에 따라 구성된 포워드 토폴로지를 갖는 벨 신호 발생 회로의 제4 실시예의 개략도이다.
도 20은 FET 구동 분리 회로의 일실시예이 개략도이다.
본 발명은 벨 신호 발생 회로를 포함하는 각종 개방 루프 토폴로지 전원 공급 회로로 사용하기 적합한 펄스폭 변조(PWM) 제어기를 포함한다. 실현된 제어기 및 전원 회로는 원하는 출력 전압 파형을 달성하기 위해 개방 루프 토폴로지를 이용한다. PWM 제어기 및 관련 방법은 버크, 부스트, 포워드, 푸시 풀, 다른 연속 모드의 PWM 제어된 토폴로지와 같은 복수의 상이한 개방 루프 컨버터 토폴로지를 실현하기 적합하다.
PWM 제어기를 사용해서 각종의 가능한 개방 루프 컨버터 토폴로지를 제어하는데 필요한 신호들을 제공한다. 제어기는 반파의 사인파 신호를 생성하기 위해 사용되는 PWM 신호를 생성하는 기능을 한다. 제어기는 출력 브리지 회로의 출력에서 전파의 사인파 신호를 발생하기 위해 생성된 PWM 신호의 듀티 사이클를 제어하는데 필요한 기능들을 포함한다.
본 발명은 개방 루프 토폴로지를 이용하는 실현된 복수의 특정 컨버터 회로와 일반적인 PWM 제어기를 개시하고 있다. 설명의 편의상 우선 본 발명은 개방 루프 플라이백 타입 벨 신호 발생 회로내에서 설명하기로 한다. 그러나 본 발명의 PWM 제어기의 적용은 벨 신호 발생기에 제한되지 않으며 부스트, 버크, 포워드, 푸시풀 토폴로지(이들에 제한되지는 않음)를 포함하는 개방 루프 토폴로지를 갖는 많은 다른 타입의 컨버터를 제어하도록 사용가능하다.
제1 실시예에서, PWM 제어기는 개방 루프 플라이백 토폴로지를 갖는 벨 신호 발생기를 제어하는 데 필요한 신호들을 제공한다. 제어기는 트랜스포머 온 및 오프의 1차 코일을 스위칭하기 위해 사용되는 PWM 신호를 발생하는 기능을 한다. 제어기는 트랜스포머의 2차 코일에 사인파 출력을 발생하기 위해 생성된 PWM 신호의 듀티 사이클을 제어하는데 필요한 기능을 포함하고 있다. 제어기는 또한 1차 권선에 흐흐는 전류를 감지함으로써 출력 부하를 통해 전력을 트래킹하는 과전류 보호 회로를 포함한다. 또한, 회로는 부가적인 2차 트랜스포머 권선에 연결된 동기 정류기를 이용하여 2차 코일에서 부(負) 전류를 허용한다. 출력 브리지 회로는 생성된 반파 출력으로부터 전파의 사인파를 생성한다.
제어기는 아래의 수학식으로 주어지는 바와 같이 연속 모드에서 플라이백 트랜스포머 회로의 전달 함수에 대한 공지의 수학식을 구현하는 기능을 한다.
여기서, VOUT는 원하는 출력 전압
VIN는 입력 전압
N은 트랜스포머의 1차 및 2차 코일간의 턴비
상기 방정식은 제어기에 의해서 생성된 PWM 신호의 듀티 사이클 D에 대한 표현이다. 등식 우측에 있는 값들은 공지 값이며, 값 D를 계산 가능하므로 개방 루프 구성이 달성된다. 턴비 N는 미리 정해지며 출력 전압 VOUT는 ROM 또는 동기 상태 머신과 같은 공지의 수단에 의해서 생성될 수 있는 소망의 사인 함수이다. 또한 VIN는 샘플링될 수 있고 수학식에 포함될 수 있다.
제어기의 과전류 보호 수단은 트랜스포머의 1차 권선을 통해 흐르는 전류를 감지하도록 동작한다. 그 전류가 소정의 임계를 초과할 때, 내부 업/다운 카운터는 턴비 N에 대한 값이 곱해지는 보호 상수값을 증가하도록 증가한다. 이에 따라 출력 전압은 과전류 상태가 제거될 때까지 감소하게 된다. 이는 듀티 사이클을 효율적으로 짧게하여 턴비를 증가하는 것과 같으며, 큰 턴비에 대한 것이 아니라면 낮은 출력 전압를 산출할 것이다.
본 발명의 벨 신호 발생 회로와 벨 신호 발생 제어기의 주요한 특성은 (1)벨 신호 발생기가 통상의 폐쇄 루프 설계와는 반대인 개방 루프 토폴로지에서 동작하고, (2)벨 신호 발생 회로는 DC 입력으로부터 AC 사인파를 발생하며, (3)최종의 회로가 비교적 단순하고 제조 비용이 저렴하며, (4)최종의 제어 회로는 ASIC로 실현 가능하다는 것이다.
회로는 5,12,24,48 Vdc와 같은 각종 입력 전압 VIN으로 동작 가능하다. 생성된 사인파 출력 전압 VOUT의 크기는 50 내지 90 Vrms에서 가변할 수 있고 VIN의 변경에도 불구하고 안정하다. 또한, 출력 전압 Vout은 17,20,25,50Hz(이에 한정되지는 않음)를 포함하는 세계 도처의 전기통신 시스템에 의해서 사용되는 각종 주파수를 가질 수 있다. 회로는 또한 출력이 차단되어 회로의 전류 소모를 줄이는 기능을 갖는 금지 수단을 포함한다. 금지 수단은 출력 링잉 신호가 제로 레벨에 이를 때까지 금지 동작을 지연하도록 내부 동기 회로를 포함한다.
제2, 제3, 제4 실시예는 부스트, 버크, 포워드와 같은 각종 공지 유형의 컨버터에 적용되는 PWM 제어기를 기술한다.
상세한 설명중 다음의 주석이 사용된다.
용어 정의
ASIC 응용 주문형 집적회로
CTI 컴퓨터 전화 응용
EMF 전자기력
ESR 등가 직렬 저항
FET 전계 효과 트랜지스터
FTTC 파이버 투 더 커브
FTTH 파이버 투 더 홈
LED 발광 다이오드
MOSFET 금속 산화물 전계 효과 트랜지스터
PBX 사설 교환기
PWM 펄스폭 변조기
RMS 제곱 평균의 제곱근
ROM 판독 전용 메모리
UPS 무정전 전원
VSAT 초소형 애퍼튜어 터미널
본 발명은 개방 루프 토폴로지를 가진 DC-AC 컨버터를 실현하기 적합한 PWM 제어기를 포함한다. 제어기의 특성은 필요한 회로를 제공해서 출력 신호를 샘플링할 필요없이 원하는 출력 전압을 발생하도록 신호를 제어하는 것이다. 제어기는 입력 전압, 트랜스포머 턴비, 원하는 출력 전압의 함수로서 PWM 신호의 듀티 사이클을 제어하는 기능을 한다. 본 발명의 제어기는 버크, 부스트, 푸시풀, 다른 연속 모드, PWM 제어된 토폴로지와 같은 각종 개방 루프 컨버터 토폴로지로 사용하기 적합하다.
제어기 및 벨 신호 발생 회로에 적합한 개방 루프 플라이백 타입 컨버터의 상세한 설명이 특정 실시예로 제공된다. 제어기 자체 및 벨 신호 발생 회로에 대해 상세히 설명하기로 한다. 여기서 설명하고 있는 타입의 벨 신호 발생 회로는 PBX, 키 시스템, 팩시밀리, CTI 장비, 시외 전화, 위성 전화, VSAT 터미널, 무선 로컬 루프 전화 시스템 등과 같은 각종 통신 시스템에 적용된다.
본 발명의 벨 신호 발생 제어기는 ASIC로 실시되며 이스라엘 페타치 티크바 소재의 PowerDsine 사가 제조한 부품 일련번호 PD5019, PD5036으로서 입수가 가능하다. 본 발명의 벨 신호 발생 제어기를 구현하는 부품 일련번호 PD22xx, PD21xx, PD23xx의 패밀리 또한 상기 회사로부터 입수가 가능하다.
일반 DC 전달 함수
어느 스위칭 전원, 즉 DC/DC, AC/DC, AC/AC, DC/AC의 일반 DC 전달 함수는 다음의 수학식으로 표현된다.
V0(t)=K·N·VIN(t)f1(D,t)·f2(fS,t)
여기서, K는 토폴로지 인수,
N은 트랜스포머 턴비(2차 코일/1차 코일 비=1에 대해서 N=1 또는 비분리 토폴로지)
VIN(t)는 AC 또는 DC인 입력 전압, 통상 입력 전압이 AC이면, 정류되어 f1(d,t)의 도함수를 간략화하는 저 리플로 필터된다.
V0(t)는 원하는 출력 전압,
D는 PWM 신호의 듀티 사이클,
fS는 스위칭 주파수이다.
상기 수학식의 유효 조건은 (1) 스위칭 주파수 fS가 상수이고, (2)자기 소자에 흐르는 전류는 항상 영이 아니라는 것이다. 즉, 인덕터는 다음의 수학식을 이용하는 연속 전류 모드에서 동작하거나 동기 정류 기술이 이용되어야 한다.
이러한 조건하에서, 다음의 수학식이 이용 가능하다.
V0(t)=K·N·VIN(t)f1(D,t)
따라서, V(t), f1(D,t)는 다음의 수학식으로 도출될 수 있다.
상기 수학식을 이용한 적용예는 자기 소자를 통해 흐르는 영이 아닌 전류를 유지하도록 동기 정류를 이용하는 DC-AC 개방 루프 플라이백 컨버터를 포함한다. 다른 적용예는 버크, 부스트, 포워드, 푸시풀 컨버터, 다른 연속 모드인 PWM 제어형 개방 루프 토폴로지와 같은 각종 개방 루프 DC-AC를 포함한다.
전술한 바와 같이, 본 발명의 제어기 원리를 이해하는 데 도움을 주기 위해 도 1에는 간략화된 벨 신호 발생 회로가 제공된다. 이 간략화된 벨 신호 발생 회로(90)는 1차 권선(74)과 2차 권선(76)을 구비한 트랜스포머(72)를 포함하고 있다. 1차 권선은 벨 신호 발생 회로(10)와, FET(88)와, 캐패시터(70)에 연결된다. 2차 권선은 다이오드(82)와, 동기 정류기(84)와, 출력 브리지 회로(86)에 연결된다.
본 발명의 제어기와 대응의 벨 신호 발생 회로의 주요한 특성은 다음과 같다. 벨 신호 발생 회로는 (1) 통상의 폐쇄 루프 설계와 반대로 개방 루프 토폴로지에서 동작하고, (2)DC에서 AC 사인파를 생성하도록 동작하며, (3)최종의 회로는 간단하고, 제조 비용이 저렴하며, (4)제어 회로는 ASIC로 선택적으로 실현 가능하다.
도 1과 관련해서, 벨 신호 발생 회로(10)는 입력 전압 VIN을 샘플링해서 스위치(FET)(88)용 구동 신호를 생성하는 기능을 한다. 회로(90)가 출력 전압 VOUT으로부터 피드백없이 개방 루프 피드백 토폴로지를 가짐은 본 기술분야의 숙련가에게는 자명한 것이다. 벨 신호 발생 회로(10)는 정류된 반파의 사인파가 출력 브리지 회로(86)의 입력에서 발생되도록 FET(88)를 온 및 오프하기 하기 위한 펄스폭 변조(PWM) 신호를 발생한다. 출력 브리지 회로(86)는 정류된 입력 사인파로부터 전파의 출력 사인파를 생성하는 기능을 한다.
브리지 회로는 5,12,24,48 Vdc(이들에 제한되지는 않음)를 포함하는 각종 입력 전압 VIN으로 동작 가능하다. 생성된 사인파 출력 전압 VOUT의 크기는 50 내지 90 Vrms 범위에서 가변 가능하며, 다른 전압 범위 또한 가능하다. 또한, 출력 전압은 17,20,25,50 Hz(이들에 제한되지는 않음)를 포함하는 세계 도처의 전기 통신 시스템에서 사용하고 있는 각종 주파수를 가질 수 있다. 브리지 회로는 또한 출력을 차단해서 회로의 전류 소모를 줄이는 기능을 하는 금지 수단을 포함한다. 금지 수단은 출력 링잉 신호가 제로 레벨에 도달할 때까지 금지 동작을 지연하기 위한 내부 동기 회로를 포함한다.
회로는 또한 입력 전류가 소정의 임계를 초과할 때 작동되는 과전류 보호 수단을 포함한다. 과전류 포호 수단은 벨 신호 발생기 회로에 인가된 과잉 전류와 출력 브리지 회로에 전원을 공급하는 전력 생성 회로부로부터 출력된 또다른 과잉 전류를 회피하기 위해 입력 전류를 제한하는 회로를 구비함으로써, 벨 신호 발생 회로에 손상을 주지 않게 한다. 제어기는 출력 사인파의 피크를 클리핑하기 위해 2차 권선에서 적당한 피크 진폭을 발생하는 기능을 한다. 과전류 상태가 심각하다면, 보호 수단은 800ms 이내에서 벨 신호 발생 회로와의 연결을 끊고, 5초 지연후 벨 신호 발생 회로를 작동시킬 것이다. 이 기간 중에 벨 신호 발생 회로의 전류 소모는 저레벨로 감소된다. 과부화 또는 단락 회로가 제거되면, 벨 신호 발생 회로는 소정 시간 경과 후 자동적으로 정상 동작을 재개한다.
이후, 회로(90)의 동작에 대해 보다 상세히 설명하기로 한다. 전술한 바와 같이, 회로는 반파의 사인파 신호를 생성하는 기능을 하며, 출력 브리지 회로(86)는 출력 신호를 샘플링 함이 없이 개방 루프 형태로 반파의 사인파 신호를 전파의 사인파 출력 신호 VOUT로 변환한다. 이는 플라이백 회로에 대한 공지의 전달 함수를 이용하여 달성된다. 플라이백 회로에서 공지의 엔티티와 결합하여 회로의 전달 함수를 이용하여 스위치(88)에 인가된 스위칭 신호의 듀티 사이클을 계산한다. 전달(또는 전송) 함수는 듀티 사이클, 입력 전압, 1차 권선 및 2차 권선비의 함수로서 출력 전압과 관련이 있고, 다음의 수학식으로 표현된다.
여기서,
VOUT= 반파의 사인파 출력 전압
VIN= 입력 전압
N = 턴비
N1= 1차 권선의 턴수
N2= 2차 권선의 턴수
D = 스위치의 PWM 신호 입력의 듀티 사이클
이처럼, 출력 전압 V은 다음의 수학식과 같이 표현될 수 있다.
상기 전달 함수의 방정식은 트랜스포머(72)를 통해 흐르는 전류가 연속적일 때만 유효함에 주목해야 한다. 따라서, 회로의 각각 및 모든 사이클 동안에, 전류의 루프는 1차 권선(74) 또는 2차 권선(76)을 통해 흘러야 만 하며, 그에 따라 트랜스포머(72)를 흐르는 전류의 흐름을 유지한다.
상기 전달 함수를 고려해서, 듀티 사이클을 제외한 모든 엔티티는 사전에 정해질 수 있다. 출력 전압 VOUT은 비록 그것이 회로가 발생하는 전압일지라도 공지의 엔티티이다. 입력 전압 VIN은 또한 주기적으로 샘플링될 수 있기 때문에 공지된다. 게다가, 턴비 N가 정해질 수 있어 특정 응용에 대해서 공지된다. 공지되지 않거나 사전에 정해지지 않은 엔티티만이 각 사이클 마다 계산되어야 하는 듀티 사이클 D이다. 따라서, D에 대해서 상기 수학식을 풀면,
이 된다.
따라서, 제어기(10)는 각 사이클 동안 FET(88)의 게이트에 인가된 스위칭 신호의 펄스폭을 조절하기 위해 사용되는 듀티 사이클 D을 계산하는 기능을 한다.
전술한 바와 같이, 상기 수학식은 트랜스포머를 통해 흐르는 전류가 연속적일 때만 유효하다. 1차 권선(74) 및 2차 권선(76)을 통해 흐르는 전류는 무엇 보다도 스위치(88)에 인가된 스위칭 신호와, 2차 권선에 결합된 회로와, 출력 브리지 회로(86)의 입력 또는 출력에 놓여진 부하에 의해서 정해진다.
트랜스포머를 통해 흐르는 연속 전류는 두 방법중 하나에 의해서 달성될 수 있다. 그 하나는 2차 회로에 최소 부하를 놓는 것이다. 다른 하나는 동기 정류기 또는 동기 다이오드 회로와 같이 공지된 것을 사용하는 것이다. 트랜스포머(72)를 통해 흐르는 전류는 주기 T를 가진 회로의 1 사이클 동안 흐른다. 시간 주기 TON는 스위치(88)가 온되는 시간을, TOFF는 스위치가 오프되는 시간을 나타낸다. 제어기(10)는 상기 수학식에 따라서 정해지는 듀티 사이클을 가진 스위치(88)를 구동하기 위한 PWM 신호를 생성하는 기능을 한다.
곡선(20)은 스위치(88)가 온 일 때, 1차 권선을 통해 흐르는 전류 I1를 나타내며, 곡선(22)은 스위치가 오프 일 때, 2차 권선을 통해 흐르는 전류 I2를 나타낸다. 도 2(a)에서 전류 트레이스는 트랜스포머를 통해 흐르는 연속 전류가 2차 회로에 최소 블리더 부하(bleeder load)를 배치시킴으로써 달성되는 경우를 나타낸다. 도시된 바와 같이, 부하는 에너지 낭비적인 DC 레벨을 생성해서 회로를 비효율적으로 만든다. 블리더 부하가 증가함에 따라, 회로를 점점 더 비 효율적으로 만드는 DC 레벨을 증가시킨다.
비(非)블리더 또는 다른 유형의 부하로 동작할 때 트랜스포머의 1차 및 2차 권선을 통해 흐르는 전류를 도시하는 그래프가 도 2(b)에 도시되고 있다. 곡선(30)은 스위치(88)가 온 일 때, 1차 권선을 통해 흐르는 전류 I1를 나타내며, 곡선(32)은 스위치가 오프 일 때, 2차 권선을 통해 흐르는 전류 I2를 나타낸다. 이러한 전류 곡선들은 비 동기 다이오드 또는 블리더 부하가 회로에서 사용되는 경우를 나타낸다. 따라서, 도 1과 비교해서, 2차 권선 만이 다이오드(82)와 캐패시터(84)를 구비하고 있다. 이 경우, 스위치(88)가 오프되는 주기 동안에 역 EMF가 생성될 때 1차 권선으로 역으로 전류가 흐르는 경로는 없다. 다이오드(82)는 역바이어스되어 있기 때문에 캐패시터(84)상의 전압이 방전하기 위한 메카니즘은 없다. 2차 회로에는 부하가 없으므로, 2차 권선을 통해 흐르는 전류는 제로로 떨어지고, 캐패시터상의 전압은 점점 더 높아져셔 출력의 사인 파형을 파괴한다. 이 때 캐패시터상의 전압은 전달 함수를 추종하지 않는다.
2차 권선에서 동기 정류기로 고효율에서 동작할 때 트랜스포머의 1차 및 2차 권선을 통해 흐르는 전류를 나타내는 그래프가 도 2(c)에 도시되고 있다. 곡선(40)은 스위치(88)가 온 일 때, 1차 권선을 통해 흐르는 전류 I1를 나타내며, 곡선(42)은 스위치가 오프 일 때, 2차 권선을 통해 흐르는 전류 I2를 나타낸다. 이 경우, 동기 다이오드(80)가 2차 권선에 놓여지며, 스위치(88)가 오프하는 시간 동안에 1차 권선에 다시 에너지를 부여하는 기능을 한다. 스위치가 온하는 시간 동안에, 1차 권선에서 전류 I1는 스위치가 턴오프할 때까지 꾸준히 증가한다. 스위치가 턴 오프할 때, 전류 I2는 2차 권선에서 꾸진히 증가한다. 어떤 점에서 전류는 방향을 변경하는 경우 제로 이하로 감소한다. 그것은 동기 다이오드 회로가 2차 권선에서 전류의 흐름을 유지하도록 동작하는, 전류 흐름이 방향을 변경할 때의 시점이다. 동기 다이오드(80)없이 플라이백 트랜스포머의 2차 권선에서 다이오드는 네가티브의 전류 흐름을 허용하지 않음에 주목하라. 전류가 다이오드를 통해 흐를지 않을 때, 전달 함수는 더 이상 유효하지 않으며, 출력 손실은 그의 사인파 형태를 소실한다.
개방 루프 플라이백 벨 신호 발생 회로를 제어하는 데 적합한 제어기에 대해서 보다 상세히 설명하기로 한다. 도 3에는 본 발명의 개방 루프 제어기의 제1 실시예를 도시하는 블록도가 도시되고 있다. 도 1과 관련해서, 벨 신호 발생 제어기(10)는 아래 수학식으로 표현된 바와 같은 방정식을 실현하는데 필요한 요소들을 포함한다.
등식 우측에 있는 각각의 엔티티는 공지이다. 입력 전압 VIN은 샘플링되어 도 1에서 도시된 바와 같이 제어기에 입력된다. 또한, 턴비 N는 공지의 값이고, 제어기에서 이용 가능하다. 나머지 엔티티, 즉 출력 전압 VOUT또한 출력에서 생성되는 것이 바람직한 전압이므로 공지의 값이다.
도 3과 관련해서, 제어기(10)는 A/D 컨버터(50), 곱셈기(52), 가산기(54), 디바이더(56), PWM 회로(58), 출력 버퍼(60), 클럭 회로(62), 사인파 발생기(64)를 포함하고 있다. 입력 전압 VIN은 VIN을 나타내는 전압을 출력하는 A/D 컨버터(50)에 입력된다. A/D 컨버터의 출력은 곱셈기(52)의 두 입력 중 하나에 입력된다. 턴 비 N는 곱셈기의 제2 입력에 입력된다. 곱셈기는 가산기(54)의 두 입력 중 하나에 입력되는 곱 N ·VIN을 출력한다.
클럭 회로는 디지탈 샘플링된 사인 함수를 담고 있는 리드 온리 메모리(ROM)를 포함할 수 있는 사인파 발생기(64)를 구동하는데 필요한 클럭 신호를 생성한다. 단지 90도의 사인 함수 데이터가 필요함에 주목해야 한다. 사인파 발생기의 출력은 출력 전압 VOUT을 나타낸다. 이때 이것은 가산기(54)의 제2 입력에 입력된다. 가산기는 디바이더(56)의 두 입력 중 하나에 입력되는 합 N·VIN+ VOUT을 발생한다. 디바이더의 제2 입력은 사인파 발생기로부터의 VOUT이다. 디바이더는 상기 수학식에서 볼 수 있는 바와 같이 나눔수 D를 생성한다.
듀티 사이클 값 D는 듀티 사이클 D를 갖는 방형파 출력 신호를 발생하는 기능을 하는 통상의 펄스폭 변조(PWM) 회로(58)에 입력된다. PWM 회로의 출력은 스위치(88)를 구동할 수 있는 신호를 발생하는 버퍼(60)에 입력된다.
도 3의 제어기는 듀티 사이클 D에 대한 방정식이 구현되는 많은 상이한 방식으로 실현 가능한 전기 분야에 숙련가에게는 자명한 것이다. 본 발명의 제어기 응용을 양호하게 설명하기 위해 듀티 사이클 D에 대한 상기 방정식을 실현하는 예증의 벨 신호 발생 제어기가 제시되었다. 도 4에는 예증의 벨 신호 발생 제어 회로를 도시하는 블록도가 상세히 도시되고 있다. 도 4의 벨 신호 발생 회로(100)는 A/D 컨버터(112), 곱셈기(114), 가산기(116), 디바이더(118), 시프터(126), 사인파 발생기(128), PWM 회로(120)를 이용하는 듀티 사이클 D에 대한 방정식을 구현한다. 또한, 제어기(100)는 펄스 카운트 회로(106), 업/다운 카운터(108), 클럭 회로(130), 동기 펄스 회로(134), 버퍼(122,124)를 포함한다. 전력은 외부 소스로부터 공급된 VCC(102)를 통해 회로에 공급된다. 접지(104)는 접지 기준 전위에 회로를 연결한다.
클럭 회로(130)는 제어기(100)를 통해 사용되는 각종 클럭 및 리세트 신호를 발생하는 표준 회로를 포함한다. 특히, 클럭 회로는 클럭 구동원이 연결될 2개의 단자 XTAL1, XTAL2를 구비하고 있다. 예를 들면 클럭 구동원은 10 내지 20 MHz 사이의 주파수를 가질 수 있다. 클럭 회로을 사용해서 단순 RC 발진기, 수정 발진기, 세라믹 공진기, LC 또는 외부 클럭 구동원을 수신한다. 클럭 회로는 또한 클럭을 소 주파수로 분할하기 위한 분주회로를 포함한다. 두 입력 F0, F1을 사용해서 사인파 출력 신호 VOUT의 주파수를 결정한다. INHIBIT 입력은 PWM 회로(120)로부터의 출력 신호를 차단하는 기능을 한다. 이는 제어기 및 관련 회로의 전류 소모를 줄인다. 출력 사인파 신호 레벨이 제로 레벨을 교차할 때까지 금지 동작을 지연하는 내부 동기 회로를 포함한다. INHIBIT 입력은 링잉 신호의 온/오프 간격을 발생하도록 사용 가능함에 주목해야 한다.
A/D 컨버터(112)는 입력 전압 VIN을 샘플링하는 기능을 한다. CAD_IN이라 불리는 신호는 컨버터에 입력되고, PAD_OUT라 불리는 신호는 컨버터로부터 출력된다. 이 예에서 A/D 컨버터와 관련 회로를 사용하여 출력으로 이미 계수화된 턴비 N를 갖는 8 비트 출력을 발생한다. 또한, A/D 컨버터에 의해 출력된 값은 입력 전압와 턴비의 2배 곱, 즉 2·N·VIN이다. 이후, 도11을 참조해서 A/D 변환기의 동작과 입력 전압을 샘플링하는 방법에 대해서 상세히 설명하기로 한다.
A/D 컨버터의 출력은 곱셈기(114)의 두 입력 중 하나에 입력된다. 제2 입력은 업/다운 카운터(108)의 출력이다. 펄스 카운트 회로(106) 및 외부 비교기와 결합해서 업/다운 카운터(108)는 벨 신호 발생 회로에 대한 과전류 보호 수단을 포함한다. 과전류 보호 수단의 원리는 상기 주어진 D에 대한 수학식에서 N·VIN의 값을 증가시키는 것이다. 수학식에서 N·VIN항을 증가시키면 D의 값은 낮게 산출된다. N·VIN이 증가함에 따라, 계산된 듀티 사이클을 감소함에 따라 출력 전압이 감소되어, 부하를 통해 흐르는 전류가 감소된다.
펄스 카운트 회로(106)는 부하를 통해 흐르는 전류가 최대 허용 전류 이하 또는 이상인지를 나타내는 펄스들로 이루어진 신호 CL를 수신한다. 펄스 카운트 회로(106)는 출력 사인파의 각각의 절반 사이클 동안에 수신된 CL 펄스의 수를 카운트 하는 기능을 하는 10 비트 카운터이다. CL 펄스의 주파수는 300KHz의 고 주파수이다. 카운트 수가 올라가면 갈수록 회로에서 과부하 또는 과전류 상태가 발생할 가능성이 높다. 카운트 회로는 절반 사이클 단위로 카운트 기능을 수행하는데 필요한 클럭 회로(130)로부터 클럭 및 리세트 신호를 수신한다. 카운터는 약 34 내지 100Hz의 주파수에서 리세트된다.
도 5에는 펄스 카운트 회로의 블럭도가 상세히 도시되고 있다. 펄스 카운트 회로(106)는 CL 신호를 수신하는 10 비트 펄스 카운터(300), 기준원(302), 비교기(304,304)를 포함한다. 펄스 카운트 회로를 사용해서 기준원(302)에 기초하여 업, 다운 신호와 펄스 카운터(300)의 값을 발생한다. 논리 회로(304,306)는 기준원(302)과 펄스 카운터(300)의 값을 비교한다. 논리 블럭(304)은 펄스 카운터가 기준원값 이하인지를 결정하는 논리 회로 수단을 포함한다. 펄스 카운터값이 기준원 값 이하이면, 다운 신호가 어서트된다. 유사하게 논리 블럭(306)은 펄스 카운터가 기준원 값 이상인지를 결정하는 논리 회로 수단을 포함한다. 펄스 카운터값이 기준값 이상이면, 업 신호가 어서트된다. 도시하지는 않았지만, 펄스 카운트 회로(106)는 클럭 회로(130)(도 4)에 입력된 2개의 신호 F0,F1를 이요해서 기준원 값을 결정한다. 고주파 출력 사인파 신호에 대응하는 F0,F1은 기준원(302)의 하한값에 대응한다.
펄스 카운트 회로(106)에 의해서 출력되고 업/다운 카운터(108)에 입력되는 업 및 다운 신호는 사인파 출력의 각각의 사이클 절반에 대해서 한번 생성된다. 업/다운 카운터(108)는 16 내지 31 범위내에서 카운트하기 적합한 5비트 카운터이다. 일단 카운터(108)가 값 16에 이르면, 부가의 다운 펄스들은 카운트에 영향을 미치지 않는다. 마찬가지로, 일단 카운터가 값 31에 이르면, 부가의 업 펄스들이 카운트에 영향을 미치지 않는다. 업 또는 다운 신호의 어느 것도 활성화되지 않으면, 카운트는 영향을 받지 않는다. 일반적으로 과전류 상태가 존재하지 않으면, 업/다운 카운터의 값은 16이다. 카운터(108)의 출력 신호 UD는 지연 회로(110)와 곱셈기(114)의 제2 입력에 입력된다. 곱셈기는 과전류 상태가 존재하지 않을 때, 다음의 8비트 값을 산출하기 위해 그의 두 입력을 함께 곱셈한다.
그 결과 항 '2'와은 제거되고 단지 N·VIN항 만이 남게된다. 과전류 상태가 존재하면, 곱셈기의 출력은 N·VIN보다는 크고 2·N·VIN보다는 작을 것이다. 신호 UD는 우측으로 5비트씩 이동함으로써 32씩 용이하게 나누어질 수가 있다.
곱셈기(114)의 출력은 가산기(116 )의 두 입력중 하나에 입력된다. 가산기의 제2 입력은 사인파 발생기(128)의 출력을 포함한다. 사인파 발생기는 출력 신호 V0의 7비트 디지탈 표현을 발생하는 기능을 한다. 사인파 발생기(128)는 클럭 회로(130)로부터 클럭 입력을 수신한다. 사인파 발생기(128)는 발명이 속하는 기술 분야에서 공지된 다수의 방법으로 구현될 수 있다. 예를 들면, 사인 함수 샘플들을 담고있는 조합 어드레스 카운터/ROM 룩업 테이블은 사인 출력을 발생하도록 사용 가능하다. 대안적으로 소요의 사인 함수 샘플들을 생성하도록 적응된 동기 상태 머신이 사용 가능하다. 가산기에 의해서 생성된 합은 다음과 같이 표현될 수 있다.
가산기(116)의 출력은 가산기(118)의 두 입력중 하나에 입력된다. 제2 입력은 시프터(126)의 출력이다. 시프터의 입력은 사인파 발생기(128)의 출력 V0이다. 시프터(126)는 좌측으로 사인 출력 V0을 7비트 이동하는, 즉 128씩 곱하는 기능을 한다. 이것은 분할에 대한 준비로서 행해진다. 디바이더의 출력은 듀티 사이클을 나타내는 0 내지 127 범위에 있는 7비트 수 D이다. 디바이더의 출력은 다음과 같다.
디바이더(118)의 출력 D은 펄스폭 변조(PWM) 회로(120)에 입력된다. PWM 회로는 0 내지 127 범위내에 있는 입력을 그에 따른 듀티 사이클을 갖는 방형파로 변환하는 표준 회로이다. 퍼센트(0 내지 100%)로서 표현 가능한 0과 1 사이 범위에 있을 수 있는 듀티 사이클은 다음과 같이 주어진다.
PWM 회로(120)는 두 출력 신호 신호, 즉 PWM 신호와 그의 인버스 신호를 생성하는 기능을 한다. 이들 두 신호는 버퍼 신호를 생성하도록 버퍼(122,124)에 입력된다. 버퍼(122,124)는 제어기(100)에 연결된 외부 트랜지스터 또는 회로를 구동하기 적합한 PWM 신호를 생성한다.
펄스 카운트 회로(106) 이외에, PWM 회로(120)는 또한 CL 신호 입력을 수신한다. 벨 신호 발생기 회로의 과전류 상태를 표시하는 CL 신호 수신에 의해서 PWM 유니트는 즉각 전류 펄스 폭 사이클를 종료한다. 따라서, PWM 신호가 CL 신호를 수신하였을 때, 하이이면, PWM 신호는 즉각 현재 사이클을 종료하는 로우로 된다.
지연 회로(110)는 벨 신호 발생기 회로에 대한 과전류 보호를 위해 업/다운 카운터(108)와 펄스 카운트 회로(106)와 함께 동작한다. 업/다운 카운터(108)의 출력 UD은 지연 회로(110)에 입력된다. UD의 값이 최소인 31에 이르면, 지연 회로는 소정의 최대값 300ms를 갖는 타이머를 트리거한다. 업/다운 카운터의 출력 UD이 300ms 카운트의 전 지속기간 동안에 31을 유지하면, PWM_OFF 신호가 생성된다.
PWM_OFF 신호는 PWM 회로(120)와 사인파 발생기(128)에 입력된다. PWM 회로에 의해서 수신될 때, PWM_OFF 신호에 의해서 PWM은 완전히 차단됨으로써 듀티 사이클을 0으로 감소한다. 사인파 발생기에 의해서 수신될 때, PWM_OFF 신호에 의해서 사인파 발생기는 차단된다. 즉, 사인파 발생기에 의해서 출력된 값 V0은 현재 사이클이 완료된 후 0으로 감소한다.
PWM_OFF 신호가 생성된 후, 지연 회로는 제2 타이머를 트리거한다. 제2 타이머는 5초의 긴 주기 동안 세트된다. 제2 타이머 주기 5초를 대기한 후, PWM_OFF 신호는 디어서트되고, 사인파 발생기는 0도부터 사인파를 발생하기 시작하도록 리세트된다. 또한, PWM 회로는 다시 턴온 된다. 업/다운 카운터의 내용이 영향을 받지 않기 때문에, 300ms의 제1 타이머는 카운트를 제공하는 300ms가 지속 기간 동안에 31로 유지한 후 PWM_OFF 신호의 연속적인 어서션과 함께 즉각적으로 다시 트리거될 수 있다. 이런 식으로, 지연 회로는 과전류/과부하 상태가 존재하는 한, 계속해서 PWM_OFF 신호를 트리거할 수 있다.
사인 함수값을 생성하는 것 이외에, 사인파 발생기(128)는 브리지 제어 신호를 생성하는 기능을하며, 출력 브리지 회로(출력 브리지 회로에 대해서는 이후에 설명하기로 한다.)는 브리지 제어 신호를 사용해서 정류된 사인파를 완전 포지티브 및 네가티브 사인파로 변환한다.
동기 펄스 회로(134)는 사인파 발생기(128)로부터의 출력과 클럭 회로(130)로부터의 소요 클럭 신호를 수신해서 사인파 출력의 영교차를 나타내는 일련의 펄스들을 포함하는 출력 신호를 생성한다. 펄스들은 포지티브 및 네가티브 영교차 전이 중에 생성된다. 이 회로는 서로 연관된 텔리콤 기능을 수행하도록 외부 전기 통신 장비에 의해서 사용 가능하다.
이후, 도 4의 제어기(100)를 이용해서 구성된 예증의 벨 신호 발생 회로에 대해서 설명하기로 한다. 도 6은 본 발명의 일실시예에 따라 구성된 벨 신호 발생 회로를 도시하는 개략도이다. 벨 신호 발생 회로(150)는 도 4의 벨 신호 발생 제어기(100) 부근에 구성된다. 회로(150)는 일반적으로 도 1과 관련해서 기술된 바와 같은 형태이다.
일반적으로 제어기(100)는 트랜스터를 온 및 오프로 스위칭하기 위해 사용되는 PWM 스위칭 신호를 생성한다. 온 주기 동안, 전류는 트랜스포머의 1차 권선을 통해 흐른다. 트랜지스터가 오프일 때, 전류 흐름은 트랜스포머의 2차 권선에서 유도된다. 정류된 사인파 전압이 출력 브리지 회로에 의해서 사인파로 변환된다.
입력 전압 VIN은 캐패시터(152) 및 인덕터 또는 페라이트 비드(156)에 의해서 필터된다. 입력 전압은 저항(154,158)을 포함하는 전압 디바이더에 인가된다. 디바이더 VSAMPLE의 출력은 캐패시터(160)에 의해서 원활해진다. 샘플링된 입력 전압은 비교기(224)의 플러스 입력에 입력된다. 샘플링된 전압 VSAMPLE을 이용해서 제어기(100)에서 A/D 컨버터(112)(도 4)의 입력을 도출한다. 비교기의 출력은 A/D 컨버터(112)의 입력 CAD_IN을 형성한다. 이 회로의 동작에 대해서는 이후 상세히 설명하기로 한다.
페라이트 비드(156)의 출력은 내쇼날 세미컨덕터사가 제조한 5V 전압 조정기 LM7805 또는 어느 다른 적절한 전압 조정기를 포함하는 전압 조정기(162)에 입력된다. 조정기(162)의 출력은 벨 신호 발생기 회로와 제어기(100)에 대해 VCC를 형성하고, 0.33㎌값을 가진 캐패시터(170)에 의해서 필터된다. 조정기의 출력은 또한 저항(164,166)을 포함하는 전압 디바이더에 입력된다. 디바이더의 출력 VREF은 10㎋의 캐패시터(168)에 의해서 필터된다. 전압 VREF은 비교기(222)의 플러스 입력에 입력된다. 비교기는 벨 신호 발생기의 출력에서 과전류 상태를 나타내는 기능을 하는 제어기(100)의 CL 플러스 입력을 생성하는 기능을 한다.
페라이트 비드(156)의 출력은 또한 캐패시터(172,174)에 의해서 필터된다. 캐패시터(172)는 47㎌의 알루미늄 전해 캐패시터일 수 있으며, 캐패시터(174)는 1㎌의 고주파의 저 ESR 캐패시터일 수 있다. 이때 입력 전압은 트랜스포머(180)의 1차 권선(176)에 인가된다. 트랜스포머(180)는 하나의 1차 권선 및 2개의 2차 권선(178,208)을 포함한다. 2차 권선(178)은 벨 신호 발생기의 출력을 발생하기 위해 1차 권선으로부터 에너지를 전달하는데 사용된다. 2차 권선(208)은 이후 상세히 설명될 동기 정류기 또는 다이오드를 동작시키는 데 사용된다. 일차 권선(176)이 N1턴을 가지면, 2차 권선(178)은 N2턴을 가지며, 턴비 N는로 주어진다.
제어기(100)의 INHIBIT 입력은 외부원에 의해서 제공된다. 전술한 바와 같이, INHIBIT 입력은 벨 신호 발생기 PWM 회로의 출력을 제어한다. 세라믹 공진기 또는 수정과 같은 클럭 구동원(226)은 제어기(100)의 XTAL1, XTAL2입력에 연결된다. 클럭 구동원(226)은 제어기(100)의 클럭 회로(130)를 구동하기 위한 클럭을 제공한다. 2개의 주파수 선택 입력 F0, F1은 전술한 바와 같이, 벨 신호 발생기에 의해서 출력된 사인파 주파수를 결정한다. VCC입력은 VCC선로에 연결되고, GND는 접지 전위에 연결된다. 도 6의 예증의 회로는 제어기가 발생하는 동기 신호 또는신호를 이용하지 않는다.
브리지 제어 신호는 제어기의 BRC 출력으로부터 출력되어 출력 브리지 회로(200)에 연결된다. A/D 컨버터와 결합해서, PAD_OUT 및 CAD_IN 신호는 도11과 관련해서 보다 상세히 설명하기로 한다.
1차 회로는 도 6에 도시한 n 채널 증대 모드 MOSFET와 같은 적절한 트랜지스터를 포함하는 스위치 Q1에 의해서 온 및 오프로 전환된다. 트랜지스터의 n 채널 논리 레벨 유형은 제어기가 5V 논리 레벨 스위칭 신호를 출력하는 특정 예에서 가장 적합하다. 발명이 속하는 기술 분야의 숙련가라면, 5V이상 예를 들어 12V에서 다른 유형의 트랜지스터가 사용 가능함을 인지할 것이다.
저항(218)과 캐패시터(216)는 트랜지스터 Q1의 소스 및 드레인 사이에 연결된다. 저항(218)과 캐패시터(216)는 트랜지스터 Q1의 드레인 단자에 정상적으로 걸리는 전압 스파이크를 현저히 감소시키는 기능을 하는 스너버 회로(snubber circuit)를 형성한다. 1차 권선 회로에 분배된 인덕턴스와 트랜지스터 Q1의 소스 및 드레인 사이에 형성된 고유의 다이오드에 의해서 생성된 역 기전력에 의해서 야기된다. 저항(218)의 적합한 값은 62Ω이며, 캐패시터의 적합한 값은 330㎊이다.
트랜지스터 Q1의 소스는 권선(176)을 통해 흐르는 전류에 비례하는 전압을 발생하는 기능을 하는 저항(214)에 연결된다. 이 전류는 부하에 전달된 전력에 비례하는 벨 신호 발생기 회로에 입력된 전력에 비례한다. 따라서, 저항(214) 양단에 발생된 전압은 벨 신호 발생기 입력 전력과 부하 전력에 비례하며 과부하 상태가 존재하는 지를 검출하기 위해 사용 가능하다. 저항(214)의 적절한 값은 약 0.1Ω이다.
저항(214) 양단에 발생된 전압은 비교기(222)의 마이너스 입력에 입력된다. 전류가 기준 임계 아래일 때, 비교기의 출력은 하이로 유지한다. 비교기(222)의 출력은 1차 권선을 통해 흐르는 전류가 소정 임계를 초과할 때마다 로우 레벨로 전환할 것이다. 이 임계는 저항(214) 값과 VREF값의 결합에 의해서 결정된다. 전술한 바와 같이, 제어기(100)의 CL 입력이 플러스 입력이면 PWM 회로는 PWM 출력 신호의 듀티 사이클을 감소시킨다. 이는 출력 전압을 감소시킴으로써 부하 전류를 저하시킨다. 이는 다시 1차 권선에 반영되어 트랜지스터 Q1를 통해 흐르는 전류를 감소시킨다. 이는 트랜지스터(214) 양단의 전압이 감소되어 궁극적으로 비교기(222)의 출력을 하이로 진행 시킬 것이다. 따라서, 과전류 상태인 경우, 부하 전류를 낮추는데 효과적인 CL 입력 선로상에 일련의 플러스를 생성하고, 플러스는 과전류 상태를 감소하거나 제거한다.
저항(214) 값이 0.1Ω이면, 1차 권선을 통해 흐르는 전류가 약 2A일 때, 회로(150)는 CL 펄스를 발생시킬 것이다. 이것은 비교기(222)의 플러스 입력에 공급될 0.2 V의 기준 전압 VREF을 필요로 한다. CL 펄스를 발생하는 임계는 저항(214) 값과 기준 전압 VREF값을 변경함으로써 조절 가능하다.
캐패시터(182)와 직렬 연결된 저항(183)은 트랜스포머(180)의 2차 권선(178) 양단에 병렬로 연결된다. 저항(183)과 캐패시터(182)는 Q1이 턴오프일 때 생성된 역기전력으로부터 2차 회로에서 발생된 고전압 스파이크를 감소하도록 스너버로서 기능한다. 저항(183)의 적합한 값은 390Ω이고 캐패시터의 적합한 값은 220㎊이다.
2차 회로는 또한 다이오드(184)와 캐패시터(186)를 포함한다. Q1이 온일 때 다이오드(184)는 전류의 흐름을 방지한다. Q1이 오프일 때, 전류는 포지티브 I2방향으로 다이오드를 통해 흘러 캐패시터(186)를 충전시킴으로써, 캐패시터(186) 양단에서 포지티브 전압 VRS을 발생한다. 다이오드(184) 없이 캐패시터는 Q1이 다시 온될 때 1차 권선을 통해 전류가 흘러 방전함에 주목해야 한다. 동작 중에 100V를 초과하는 전압이 캐패시터(186) 양단에 발생할 수 있다. 캐패시터(186)의 적절한 값은 0.22㎌이다.
이후, 동기 정류 회로(230)의 동작에 대해서 상세히 설명하기로 한다. 동기 정류기(230)는 트랜스포머(180)의 2차측에 놓여지며, 다이오드(192,194,202), 스위치 Q2, 인덕터 또는 페라이트 비드(188), 제너 다이오드(190,204), 저항(196,198), 캐패시터(206), 2차 권선(208)을 포함한다. 스위치 Q2는 n 채널 증대 MOSFET와 같은 트랜지스터가 바람직하다. 제너 다이오드(190)는 15V의 임계 전압을 갖는 것이 좋고, 제너 다이오드(204)는 5.1V의 임계 전압을 갖는 것이 좋다. 저항(196,198) 값은 1㏀, 10㏀의 것이 좋다. 1차 권선(176)의 인덕턴스는 L1로, 2차 권선(178)은 L2로, 2차 권선(208)의 인덕턴스은 L3로 표시된다.
트랜지스턴 Q1가 온일 때, 즉　RDS≒0일 때, 1차 권선(176)에서의 전류 I1는 다음의 수학식에 따라 L1을 통해 흐른다.
2차 권선(178)(도 6의 점으로 표시된 것과 반대 방향으로 감겨진)에서의 전류는 마이너스 I2일 것이나, 다이오드(184)와 동기 정류기(230)는 전류 흐름을 허용하지 않는다. 따라서, 전류 I2는 영이다.
트랜지스터 Q1가 차단될 때, 즉 RDS→∽일 때, 전류 I1는 영이다. 2차측의 전압은 역 기전력으로 인해 반전되고, 전류 I2는 다이오드(184)를 통해 흘러서 캐패시터(186)를 충전한다. 전류 흐름 I2는 다음 수학식에 따라 선형 형태로 즉각적으로 감소하기 시작한다.
2차 권선(178), 캐패시터(186), 다이오드(184)를 포함하는 루프를 통해 흐르는 전류가 영에 이를 때, 다이오드는 역바이어스됨에 따라 네가티브 I2전류가 흐르지 않게 된다. 이 때 동기 다이오드는 도통하기 시작하는데, 이에 따라 전류가 캐패시터(186)로부터 2차 권선으로 흐르게 된다. 즉, 캐패시터는 트랜스포머(180)를 충전하는 전압원으로서 기능한다.
동기 정류기(230)의 동작을 강조하기 위해 예증의 실시예를 들어 설명하기로 한다. 예로서, VIN는 약 12V, 턴비 N1:N2는 1:4, 턴비 N1:N3는 약 1:1이라 하면, N1,N2,N3는 각각 권선(176,178,208)에 대한 턴수이다.
트랜지스턴 Q1가 온일 때, 즉　RDS≒0일 때, 전류 I1는 1차 권선에 흐른다.2차 권선(178)에서 전류 I2는 다이오드(184)가 역바이어스이기 때문에 영이다. 그러나 전류는 2차 권선(2-8)을 통해 흐른다. 1:1의 턴비로 인해, 2차 권선(208) 양단에서 12V가 생성된다. 따라서, 제너 다이오드 양단에서 5.1V의 강하가, 다이오드(202) 양단에는 0.7V 강하가, 캐패시터(206) 양단에는 6.2V의 강하가 있게 된다. 전압 VD는 -5.8V이다. 트랜지스터 Q2를 턴온하기 충분한 전압 VGS이 있도록 하기 위해, VGS는 트랜지스터 Q2의 임계 전압을 초과해야 한다. 제너 다이오드(190)는 VGS를 안전한 값으로 제한하기 위해 선택적으로 사용 가능하다. 이 경우, 직렬 다이오드(20,204) 양단간의 전압 VD은 -5.8이며, 그에 따라 트랜지스터 Q2는 오프되고 전류 I2는 영이다.
그 순간 트랜지스터 Q1는 턴오프되고, 2차 권선(178,208) 양단의 전압은 발생된 역 기전력으로 인해 역방향으로 된다. 출력 전압이 100V라 하면, 1차 권선(176) 양단에 발생된 전압 VL1은 2차 권선(208) 양단에 발생된 전압 V와 동일하며, 다음의 수학식으로 주어진다.
그러므로, 전압 VD는 25+6.2=31.2이다. 제너 다이오드(190)에 의해서 보호되는 트랜지스터 Q2의 임계 전압을 초과하는 충분한 전위가 있다. 일단 Q2가 턴온하면, 저항(196), 제너 다이오드(190), 페라이트 비드(188), 제너 다이오드(204), 다이오드(202)를 통해 전류가 흐르기 시작한다. 트랜지스터 Q2의 게이트상의 전압 VGS는 15V이고, 그에 따라 Q2는 온되고 전류는 포지티브 및 네가티브 방향으로 흐르게 된다. 그러나, 회로에서 트랜지스터 Q2를 통해 흐르는 전류는 다이오드(192)로 인해 단지 네가티브 I2방향으로 만 흐른다. 따라서, 네가티브 I2전류에 대해서만 동기 정류기(230)를 통해 전류가 흐른다.
다음 사이클이 시작될 때, 트랜지스터 Q2는 온되며, 2차 권선(208) 양단간의 전압 VL3는 다시 12V가 된다. 이것은 다이오드(194)를 거쳐서 트랜지스터 Q2의 게이트로부터 급속한 방전을 야기하며, 그에 따라 트랜지스턴는 신속히 턴오프되게 된다. 저항(196)은 Q2의 게이트에 공급된 과잉 전압을 흡수하는 기능을 한다. 페라이트 비드(188)는 트랜지스터 Q2가 턴온해서, Q2가 아직 턴오프하지 않을 때, 예를 들어 처음의 100 나노초 일 때 생성되는 전류 스파크를 제한하는 기능을 한다. 페라이트 비드는 이 기간 동안에는 단락된다. 선택적으로,신호는 Q1이 턴 온 되기 전에 Q2를 턴 오프하기 위해 사용된다.
동기 정류기(230)의 동작을 이해하는 데 도움을 주기 위해 트랜스포머 권선의 전류와 트랜지스터 Q1전압 간의 관계를 보여주는 일련의 그래프가 제시된다.
도 7에는 트랜지스터 Q1이 온 및 오프일 때, Q1양단간의 전압 V과 대응 전류 I1를 도시하는 그래프가 도시되고 있다. 트레이스(260)는 Q1이 온 및 오프일 때 트랜지스터 Q1의 전압 VDS을 보여주고 있다. 이때 Q1은 온되고, VDS는 영이며 RDS≒0이다. 전압 VL1은 다음의 수학식으로 주어진다.
그러나, VIN이 상수이고, VL1=VIN이기 때문에, 1차 권선을 통해 흐르는 전류 I1의 크기는 다음의 수학식으로 표현될 수 있다.
여기서, C는 네가티브 상수이다. 따라서 트레이스(262)로 도시한 바와 같이 전류 1차 권선에서 I1는 초기 네가티브 값에서 최종 포지티브 값으로 꾸준히 증가한다. 1전류 I는 Q1이 오프일 때, 이전 사이클 동안에 2차 권선으로부터 Q1에 가해진 전압으로 인해 처음에는 네가티브이다.
제어기(100)로부터의 PWM 신호에 의해 Q1이 턴오프되면, 전압 VDS은 증가해서 VDS→∽가 된다. Q1이 오프일 때, 1차 권선을 통해 흐르는 전류 I1는 영이다. 다이오드(202,204)의 직렬 결합 양단의 전압과 Q1이 온 및 오프인 기간 동안의 전류 I2를 도시하는 그래프가 도 8에 도시된다. 트랜지스터 Q1가 온이고 권선을 통해 전류가 흐르는 동안에, 트레이스(270)로 도시한 바와 같이 전압 VD는 약 -5.8V이다. 트랜지스터 Q2가 오프이고, 다이오드(184)는 역바이어스되며, 트레이스(272)로 도시한 바와 같이 2차 권선(178)을 통한 전류 흐름은 없다. 즉 전류 I2는 영이다.
트랜지스터 Q1이 오프될 때, 역기전력이 2차 권선(208) 양단에서 발생하고, 전압 VD이 약 31.2V까지 증가한다. 이것은 트랜지스터 Q2를 턴온하기 충분하며, 그에 따라 네가티브 전류 I2가 흐르기 시작한다. 그러나, 처음에 전류 I2는 포지티브이고, 동기 정류기가 온 일지라도, 전류는 역바이어스된 다이오드(192)로 인해 트랜지스터 Q2를 통해 전류가 흐를 수 없다. 전류 I2는 방향을 바꾸어서 네가티브가 될때까지 꾸준히 감소한다. 동기 정류기(230)에 의해 전류 I2는 상기한 바와 같이 네가티브 방향으로 흐르게 된다.
트랜지스터 Q1의 전압 VGS과 Q1이 오프 및 온 인 기간 동안 전류 I1를 도시하는 그래프가 도 9에 도시된다. VGS가 트레이스(280)로 도시한 바와 같이 영인 동안에, 트랜지스터 Q1는 오프된다. 1차 권선을 흐르는 전류 I1는 트레이스(282)에서 도시한 바와 같이 영이다. 제어기로부터의 PWM 신호가 하이로 진행할 때, VGS는 하이 레벨로 되어 트랜지스터 Q1는 턴온된다. 이에 따라 1차 전류 흐름 I1이 다음 수학식에 따라 꾸준히 증가한다.
A/D 컨버터와 그와 관련된 회로에 대해서 상세히 설명하기로 한다. 도 10에는 A/D 컨버터와 그와 관련된 회로를 도시하는 개략 블럭도가 도시되어 있다. 이해를 돕기 위해, 제어기(100)의 A/D 컨버터는 벨 신호 발생기 회로(150)(도 6)의 입력 샘플링 회로와 함께 도시된다. 특히, 입력 전압 VIN은 저항(154,158)을 포함하는 전압 디바이더에 인가된다. 전압 디바이더의 출력 VSAMPLE은 비교기(224)의 플러스 입력에 입력된다. 비교기의 출력 CAD_IN은 A/D 컨버터(112)에 입력된다.
A/D 컨버터(112)는 8 비트 업/다운 카운터(290), PWM 발생기(294), 8 비트 래치(292)를 포함한다. 래치의 출력은 A/D 컨버터의 출력을 형성하며 0 내지 255 범위이다. 카운터 출력은 PWM 발생기(294)와 래치(292)에 결합된다. PWM 발생기(294)의 출력 PAD_OUT은 비교기(224)의 마이너스 입력에 연결된 저역 통과 필터에 입력된다. 저역 통과 필터는 비교기(224)의 마이너스 입력과 접지 사이에 연결된 직렬 저항(210)과 캐패시터(212)를 포함한다.
동작 시, 하이 레벨 CAD_IN에 의해 카운터(290)는 그의 카운트를 증가하기 시작한다. 이것은 PWM(294)의 출력, 즉 PAD_IN을 비교기(224)의 마이너스에서 전압을 증가하게 하는 듀티 사이클을 증가시킨다. 궁극적으로 CAD_IN은 로우가 되어 카운터(290)로 하여금 그의 카운트를 감소시킨다. 계속해서, PAD_OUT는 그의 듀티 사이클을 감소시켜서 비교기(224)의 마이너스 입력상의 전압을 감소시킨다. 일단 정상 상태 조건에 이르면, 즉 입력 전압 VIN이 천천히 가변한 다음, 카운터 값은 샘플링된 전압 값 부근에서 발진할 것이다. 저항(210)과 캐패시터(212)의 결합 회로는 PAD_OUT 신호를 평탄하게, 즉 적분하는 기능을 한다. 출력 전압 V에 대해서 다음과 같은 수학식으로 표현된다.
이를 D에 대해서 풀면, 다음과 같다.
VOUT값은 0 내지 100V 피크 또는 70Vrms에 대응하는 0 내지 100 범위의 값에 속하는 사인파 발생기(128)에 의해서 출력된 7비트 수이다. 따라서, VOUT는 다음과 같이 표현될 수 있다.
VOUT= sin(χ)×100
N·VIN에 대해 다음과 같은 수학식으로 표현된다.
여기서, R154과 R158는 각각 저항(154,158) 값에 대응한다. 값(255)은 A/D 컨버터 출력의 최대 값을 나타내고, 값 5는 입력 전압에 대한 5V 전체 스케일을 나타낸다. 항은 과전류 보호 기능을 벨 신호 발생기에게 제공하기 위해 사용된 보호 곱셈기이다. 상기 수학식에서 2퍼센트의 인수는 이미 인수분해되었다.
따라서, N에 대해서 다음과 같이 표현될 수 있다.
100V 피크 이외의 VOUT의 값에 대해서, 상기 수학식 21은 다음과 같이 주어진다.
상기 수학식들은 다음의 조건들을 취하는 것에 하면서 주목하라.
VOUT= 100V 피크
VIN= 12V
N=4
N·VIN=48
상기 조건이 주어지면, 듀티 사이클 D에 대해서 다음과 같이 표현 가능하다.
다른 입력 전압 값을 원하면, 턴비 N는 그에 따라 수정되어야 만 한다. 다음의 표는 전형적인 입력 전압값에 대한 N의 값을 제공한다.
VINN
5 9
12 4
24 2
48 1
본 발명의 제어기에 기초한 벨 신호 발생기를 구성하는 데 있어서, 우선 입력 전압을 선택해야 만 한다. 일단, 입력 전압이 선택된 다음, 트랜스포머에 대한 N 값을 결정한다. 다음에 N 값을 정한 후, 저항(154,158)의 값을 선택할 수 있다.
도 11(a)는 출력 브리지 회로의 입력에서 벨 신호 발생 회로에 의해서 발생된 반파 정류된 정현파형을 도시하고 있다. 트레이스(240)에서 도시한 바와 같이 반파의 사인파는 캐패시터(186)(도 6) 양단에 발생된 전압 VRS이며, 출력 브리지 회로(200)에 입력된다.
도 11b에는 출력 파형을 생성하기 위해 사용된 펄스의 가변 폭을 강조하는 도 11(a)의 반파 정류된 정현파의 상세도가 도시되어 있다. 도 11(b)는 출력 전압이 사인파를 닯은 일련의 DC 값임을 나타내고 있고. 듀티 사이클을 가진 복수의 펄스(248)는 출력 전압 부분(242)을 구성한다. 사인 함수값이 증가함에 따라, 펄스폭도 따라서 증가한다. 스텝(244)은 펄스폭을 가진 펄스로 이루어 진다. 유사하게, 스텝(246)은 폭을 가진 펄스로 이루어 진다.
이후, 출력 브리지 회로에 대해서 상세히 설명하기로 한다. 도 12에는 출력 브리지 회로의 개략 블럭도가 도시되어 있다. 출력 브리지 회로(200)는 반파의 사인파 신호 VRS를 전파의 사인파 신호로 포지티브 및 네가티브 전이 변환하는 기능을 한다. 출력 브리지 회로는 본 발명이 속하는 기술 분야에서 공지되어 있기 때문에, 여기서 회로(200)에 대해서는 더 이상의 설명은 하지 않기로 한다.
출력 브리지 회로(200)는 사인파 발생기(128)(도 4)로부터 출력된 브리지 제어 신호 BRC에 의해서 제어되는 4개의 스위치를 포함한다. 이 신호는 2개의 광 결합기(340,370)에 입력된다. 광 결합기(340)는 LED(344)와 트랜지스터(342)를 포함한다. LED(344)의 애노드는 저항(346)을 통해 VCC에 연결된다. 유사하게, 광 결합기(370)는 LED(374)와 트랜지스터(372)를 포함한다. LED(344)의 캐소드는 저항(376)을 통해 접지에 연결된다. 브리지 제어 신호는 LED(344)의 캐소드와 LED(374)의 애노드에 연결된다.
브리지 제어 신호는 사인파의 주기와 동일한 주기를 가진 방형파 신호이다. 브리지 제어 신호가 초기에 하이를 취하면, 광 결합기(370)의 LED(374)는 광 결합기(340)의 LED(344)가 오프인 동안 도통한다. 따라서 트랜지스터(372)는 온되고, NPN 트랜지스터(366,364,362)로 구성된 스위치는 모두 오프된다. 전류는 저항(358)을 통해 흐른다. 또한, 저항(310,318)을 통해 전류가 흐를 수 없어 PNP 트랜지스터(312,314)는 오프된다.
광 결합기(340)가 오프되면, 저항(320)을 통해 전류가 흘러서 베이스를 구동시켜 트랜지스터(322,324,326)를 턴온 한다. 따라서 저항(356,328)을 통해 전류가 흘러 트랜지스터(352,354)를 턴온한다. 따라서, VRS와, 트랜지스터(352)와, 저항(382)을 거치는 VOUT로의 전류 경로와 부하, 저항(380), 트랜지스터(326)을 거쳐 VRS로 복귀하는 전류 경로가 생성된다.
이제 브리지 제어 신호가 로우로 진행하면, 광 결합기(340)의 LED(344)는 광결합기의 LED(374)가 오프인 동안 도통한다. 따라서 트랜지스터(342)는 온되고, NPN 트랜지스터(322,324,326)로 구성된 스위치는 모두 오프된다. 전류는 저항(320)을 통해 흐른다. 또한, 저항(356,328)을 통해 전류가 흐를 수 없어 PNP 트랜지스터(352,354)는 오프된다.
광 결합기(370)가 오프되면, 저항(358)을 통해 전류가 흘러서 베이스를 구동시켜 트랜지스터(366,364,362)를 턴온 한다. 따라서 저항(310,318)을 통해 전류가 흘러 트랜지스터(312,314)를 턴온한다. 따라서, VRS과, 트랜지스터(314)와, 저항(380)을 거치는 VOUT로의 전류 경로와, 부하, 저항(382), 트랜지스터(362)을 거쳐 VRS로 복귀하는 전류 경로가 생성된다.
캐패시터(384)는 저항(380,382)과 결합해서 출력 전압 VOUT을 원활하게 한다. 저항(380,382)은 10Ω정도의 저 저항이 바람직하다. 캐패시터는 0.1㎌ 정도가 바람직하다. 다이오드(316,330,350,360)는 전압 스파이크를 감소하는 기능을 하며 출력 브리지와 관련 회로를 보호한다.
일반적인 DC-AC 개방 루프 컨버터 토폴로지
지금까지 특정예의 연속 모드인 PWM 제어 개방 루프 플라이백 DC-AC 컨버터에 대해서 기술하였다. 이제부터는 각종 유형의 개방 루프 DC-AC 컨버터에 대한 본발명의 제어기 및 방법의 보다 일반적인 응용에 대해서 설명하기로 한다. 버크, 부스트, 포워드 유형의 공지의 컨버터 구성에 본 발명의 제어기를 적용한 것이 제공된다. 공지 유형의 전원 및 컨버터에 대해서는 1989년 W.Hill에서 발간한 P.Horowitz의 "The Art Of Electronics" 2판을 참고하면 보다 자세한 정보를 얻을 수 있다.
일반적인 블럭도
도 13은 본 발명의 개방 루프 제어기의 일반적인 케이스를 도시하는 블록도이다. 도 13에 도시한 블럭도는 일반적인 케이스에 대한 개방 루프 제어기에 적합하도록 변형되었다. 개방 루프 제어기(550)는 복수의 상이한 유형의 컨버터를 제어하는 PWM 신호를 생성하는데 필요한 요소이다. 어느 스위칭 전원의 일반적인 DC 전달 함수에 대해서 다음과 같이 주어진다.
V0(t)=K·N·VIN(t)f1(D,t)·f2(fS,t)
여기서, K는 토폴로지 인수,
N은 트랜스포머 턴비(2차 코일/1차 코일 비=1에 대해서 N=1 또는 비분리 토폴로지)
VIN(t)는 AC 또는 DC인 입력 전압, 통상 입력 전압이 AC이면, 정류되어 f1(d,t)의 도함수를 간략화하는 저 리플로 필터된다.
V0(t)는 원하는 출력 전압,
D는 PWM 신호의 듀티 사이클,
fS는 스위칭 주파수이다.
이 수학식은 PWM 발생 회로에 입력될 D의 값을 계산하기 위한 처리 블록을 구성하기 위해 이용된다.
특히, 도 13과 관련해서, 입력 전압은 A/D 컨버터(552)에 의해서 디지탈화되어 계산 블럭(554)으로 입력된다. 이 블럭은 각종 파라미터로 주어진 D의값을 계산하는 기능을 한다. 함수의 변수들은 공지되어 있다. 입력 전압 VIN이 샘플링된다. 출력 전압 VOUT공지되어 있는데, 이는 출력에서 발생되길 원하는 전압이기 때문이다. K(K는 상기 주어진 예의 벨 신호 발생기에서 1이다)는 공지의 값이며, N 또한 공지값이다.
VOUT발생 회로(558)는 원하는 출력 전압을 발생한다. 이 신호는 계산 블럭(554)에 입력된다. 듀티 사이클 값 D는 D에 따라서 가변하는 듀티 사이클을 가진 방형파 출력 신호를 발생하는 기능을 하는 통상의 PWM 회로(556)에 입력된다. 2개의 출력 신호 PWM 및은 PWM 회로에 의해서 생성된다. 이들 두 신호는 출력 버퍼(560,562)에 의해서 버퍼된다. 출력 버퍼는 FET 스위치를 구동할 수 있는 신호를 발생한다.
상기 벨 신호 발생기에서 VOUT 발생기는 사인파 발생기를 포함하고 있음에 주목하라. 발생기(558)에 대한 대안은 디지탈 샘플링된 함수를 담고 있는 ROM을 포함한다.
전기 분야의 숙련가라면 도 13의 제어기(550)는 듀티 사이클 D에 대한 방정식이 구현되는 많은 상이한 방법으로 실현 가능함을 알 수 있을 것이다.
버크 컨버터 토폴로지
버크 토폴로지를 갖는 컨버터를 제어하기 위해 사용된 개방 루프 제어기의 제2 실시예를 도시하는 블럭도가 도 14에 도시된다. 도 13에 도시한 블럭도는 버크 토폴로지를 갖는 컨버터에 개방 루프 제어기를 적응시키기 위해 수정되었다. 버크 토폴로지 개방 루프 제어기(400)는 버크 타입 컨버터를 제어하는 PWM 신호를 생성하는 데 필요한 요소들을 포함한다. PWM 신호의 듀티 사이클은 다음과 같이 표현될 수 있다.
상기 수학식에서 등식 우측의 엔티티는 공지되어 있다. 입력 전압 VIN은 샘플링되어 도 1에 도시된 바와 같이 제어기에 입력된다. 출력 전압 VOUT또한 공지되어 있는데, 이는 출력에서 발생되길 원하는 전압이기 때문이다.
도 14와 관련해서, 제어기(400)는 A/D 컨버터(402), 디바이더(404), PWM 회로(406), 출력 버퍼(408,410), 클럭 회로(4120, 사인파 발생기(414)를 포함하고 있다. 입력 전압 VIN은 VIN를 나타내는 전압을 출력하는 A/D 컨버터(402)에 입력된다. A/D 컨버터의 출력은 디바이더(404)의 2개의 입력 중 하나에 입력된다.
클럭 회로는 디지탈 샘플링된 사인 함수를 담고 있는 ROM을 포함할 수 있는 사인파 발생기(414)를 구동하는데 필요한 클럭 신호를 생성한다. 90도의 사인 함수만이 필요함에 주목하라. 사인파 발생기의 출력은 출력 전압 VOUT이다. 이것은 다음에 디바이더(404)의 제2 입력에 입력된다. 디바이더(404)는 수학식 20에 따라서 나눔수 D를 발생한다.
듀티 사이클 값 D은 듀티 사이클 D을 가진 방형파 출력 신호를 발생하는 기능을 하는 PWM 회로(406)에 입력된다. 2개의 출력 신호 PWM 및은 PWM 회로에 의해서 생성된다. 이들 두 신호는 출력 버퍼(408,410)에 의해서 버퍼된다. 출력 버퍼는 FET 스위치를 구동할 수 있는 신호를 발생한다.
전기 분야의 숙련가라면 도 14의 제어기(400)는 듀티 사이클 D에 대한 방정식이 구현되는 많은 상이한 방법으로 실현 가능함을 알 수 있을 것이다.
본 발명에 따라 구성된 버크 토폴로지를 갖는 벨 신호 발생기의 제2 실시예의 개략도가 도 15에 도시되어 있다. 간결성을 위해 버크 컨버터의 간략화된 토폴로지가 도시되고 있다. 그러나, 당업자라면 도시된 것 이외에 추가의 기능성을 제공하는 구성요소들이 선택적으로 부가될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
버크 컨버터(420)는 코일(424), 캐패시터(421,430), FET(422,426), 다이오드(428), 출력 브리지 회로(432)를 포함하고 있다. 제어기와 대응 버크 컨버터 회로의 주 특성은 (1)회로가 통상의 폐쇄 루프 설계와는 반대로 개방 루프 형태로 동작하며, (2)회로가 DC 입력으로부터 AC 사인파를 발생하도록 동작하며, (3)최종의 회로가 간단하며 제조 비용이 저렴하며, (4)최종의 제어 회로는 ASIC로 선택적으로 실현 가능하다는 것이다.
제어기(400)는 입력 전압 VIN을 샘플링해서 스위치(FET)(422)용 구동 신호를 발생하는 기능을 한다. 당업자라면 회로(420)가 출력 전압 VOUT으로부터의 피드백이 없는 개방 루프 토폴로지를 갖는 다는 것을 알 수 있을 것이다. 제어기(400)는 반파 정류된 사인파가 출력 브리지 회로(432)의 입력에서 생성되도록 FET(422)를 온 및 오프 전환하기 위한 펄스 폭 변조(PWM) 신호를 생성한다. 출력 브리지 회로(432)는 정류된 사인파 입력으로부터 완전한 출력 사인파를 생성하는 기능을 한다.
이후, 회로(420)에 대해서 상세히 설명하기로 한다. 전술한 바와 같이, 회로는 반파의 사인파 신호를 생성하는 기능을 하며, 출력 브리지 회로(432)는 이 신호를 출력 신호의 샘플링 없이 개방 루프 형태로 전파의 사인파 출력 신호 VOUT로 변환한다. 이것은 수학식 25에서 보여준 바와 같이 버크 컨버터에 대해 공지의 전달 함수를 이용해서 달성된다. 회로의 전달 함수는 회로의 공지 엔티티와 결합해서 스위치(422)에 인가된 스위칭 신호의 듀티 사이클을 계산하기 위해 사용된다. 전달 함수는 듀티 사이클의 함수로서의 출력 전압과 입력 전압에 관련되며, 다음과 같이 표현된다.
여기서,
VOUT= 반파의 사인파 출력 전압
VIN= 입력 전압
D = 스위치의 PWM 신호 입력의 듀티 사이클
따라서, 출력 전압 VOUT은 다음과 같이 쓸 수 있다.
VOUT=D·VIN
전달 함수에 대한 상기 수학식은 코일(424)을 통해 흐르는 전류가 연속적일 때만 유효하다. 따라서, 회로의 각 사이클 및 모든 주기 동안에, 전류는 코일(424)을 통해서 흘러야 만 한다.
상기 전달 함수를 고려해서, 듀티 사이클의 예외와 관련한 모든 엔티티를 미리 결정할 수 있다. 출력 전압 VOUT은 공지의 엔티티이다. 입력 전압 VIN또한 주기적으로 샘플링될 수 있을 때 공지이다. 공지되지 않거나 예정되지 않은 엔티티 만이 각 사이클 마다 계산될 수 있는 듀티 사이클 D이다.
따라서, 제어기(400)는 각 사이클 동안에 FET(422)의 게이트에 인가된 스위칭 신호의 펄스폭을 조절하기 위해 사용된 듀티 사이클를 계산하는 기능을 한다.
트랜스포머를 통해 흐르는 연속 전류는 2가지 방법중 하나에 의해서 달성될 수 있다. 그 하나는 인덕터를 통해 흐르는 전류 경로에 최소 부하를 놓는 것이다. 다른 하나는 도 6에 도시한 실시예에 도시한 바와 같이 또는 FET(426)와 같은 동기 정류기 회로를 사용하는 것이다.
버크 컨버터(420)는 공지의 스텝 다운 PWM 컨버터에 기초하고 있다. FET 스위치(422)가 폐쇄될 때, 사이클의 시작에서, 전압 VX은 VOUT-VIN이 다음의
에 따라서 출력 캐패시터(430)와 인덕터를 통해 선형적으로 증가하는 전류를 흐르게 하는 인덕터(424) 양단에 인가되도록 VIN에서 단락된다.
FET 스위치(422)가 턴오프할 때, VX점에서의 전압은 인덕터가 정전류를 유지하려고 할 때 급속히 감소하다. 다이오드(428)가 온되고 인덕터(424)를 통해 흐르는 전류가 인덕터 양단의 전압 극성과는 반대 극성으로 계속해서 동일 방향으로 흐른다. 전류 경로는 다이오드(428), 인덕터(424), 캐패시터(430)를 포함한다. 인덕터(424)는 캐패시터(430)로 계속해서 전류를 덤프한다. 이때 인덕터 양단에 인가된 전압은 VOUT+V428이다. 전류는 상기 수학식에 따라서 선형적으로 감소한다. 다음 사이클의 시작부분에서 FET 스위치(422)는 다시 온되고, 회로는 상기와 동일 원리에 따라서 동작한다.
생성된 출력 전압은 입력 전압 보다 저 전압일 수 있음에 특히 주목해야 한다. FET(422)와 상보적으로 동작하는 FET 스위치(426)는 도 6의 Q2와 동일 원리를 이용하는 동기 정류기로서 기능한다. FET(426)는 캐패시터(430)가 방전하는 것을 필요로 한다. 즉 출력에서 입력으로 다시 에너지를 전달하는 것을 필요로 한다.
부스트 컨버터 토폴로지
도 16에는 부스트 토폴로지를 갖는 컨버터용으로 적합한 개방 루프 제어기의 제3 실시예의 블럭도가 도시되어 있다. 이 제3 실시예에서, 도 13에 도시한 블럭도는 개방 루프 제어기를 부스트 타입 컨버터에 적응시키시 위해 수정되었다. 부스트 타입 개방 루프 제어기(440)는 부스트 타입 컨버터를 제어하는 PWM 신호를 생성하는 데 필요한 요소를 포함한다. PWM 신호의 듀티 사이클은 다음과 같이 표현될 수 있다.
등식의 우측에 있는 각각의 엔티티는 공지되어 있다. 입력 전압 VIN은 샘플링되어 도 1에 도시한 바와 같이 제어기에 입력된다. 출력 전압 VOUT은 공지되어 있는데, 이는 출력에서 생성되길 바라는 전압이기 때문이다.
도 16과 관련해서, 제어기(440)는 A/D 컨버터(442), 합산기(444), 디바이더(446), PWM 회로(448), 출력 버퍼(450,452), 클럭 회로(454) 사인파 발생기(456)를 포함한다. 입력 전압 VIN은 전압 VIN을 출력하는 A/D 변환기(442)에 입력된다. 이 신호는 합산기(444)에 입력된다. 합산기(444)는 차분 VOUT-VIN을 생성하는 기능을 한다. 이 차분은 디바이더(446)의 두 입력 중 하나에 입력된다.
클럭 회로는 디지탈 샘플링된 사인 함수를 담고 있는 ROM을 포함할 수 있는 사인파 발생기(546)를 구동하는데 필요한 클럭 신호를 생성한다. 90도의 사인 함수 데이터 만이 필요함에 주목하라. 다음에 이것은 디바이더(446)의 제2 입력에 입력된다. 디바이더(446)는 상기 수학식 21에 따라서 나눔수 D를 생성한다.
듀티 사이클 값 D은 듀티 사이클 D를 갖는 방형파 출력 신호를 발생하는 기능을 하는 통상의 PWM 회로(448)에 입력된다. 2개의 출력 신호 PWM 및은 PWM 회로에 의해서 생성된다. 이들 두 신호는 출력 버퍼(450,452)에 의해서 버퍼된다. 출력 버퍼는 FET 스위치를 구동할 수 있는 신호를 발생한다.
전기 분야의 숙련가라면 도 16의 제어기(440)는 듀티 사이클 D에 대한 방정식이 구현되는 많은 상이한 방법으로 실현 가능함을 알 수 있을 것이다.
본 발명에 따라 구성된 버크 토폴로지를 갖는 벨 신호 발생기의 제3 실시예의 개략도가 도 17에 도시되어 있다. 간결성을 위해 버크 컨버터의 간략화된 토폴로지가 도시되고 있다. 그러나, 당업자라면 도시된 것 이외에 추가의 기능성을 제공하는 구성요소들이 선택적으로 부가될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
부스트 컨버터 회로(460)는 코일(462), 캐패시터(461,468), FET(472,466), 다이오드(464), 출력 브리지 회로(432)를 포함하고 있다. 제어기와 부스트 컨버터 회로의 주 특성은 (1)회로가 통상의 폐쇄 루프 설계와는 반대로 개방 루프 형태로 동작하며, (2)회로가 DC 입력으로부터 AC 사인파를 발생하도록 동작하며, (3)최종의 회로가 간단하며 제조 비용이 저렴하며, (4)최종의 제어 회로는 ASIC로 선택적으로 실현 가능하다는 것이다.
제어기(440)는 입력 전압 VIN을 샘플링해서 스위치(FET)(472)용 구동 신호를 발생하는 기능을 한다. 당업자라면 회로(460)가 출력 전압 VOUT으로부터의 피드백이 없는 개방 루프 토폴로지를 갖는 것을 이해할 수 있을 것이다. 제어기(440)는 반파 정류된 사인파가 출력 브리지 회로(470)의 입력에서 생성되도록 FET(472)를 온 및 오프 전환하기 위한 펄스 폭 변조(PWM) 신호를 생성한다. 출력 브리지 회로(470)는 정류된 사인파 입력으로부터 완전한 출력 사인파를 생성하는 기능을 한다.
이후, 회로(460)에 대해서 상세히 설명하기로 한다. 전술한 바와 같이, 회로는 반파의 사인파 신호를 생성하는 기능을 하며, 출력 브리지 회로(470)는 이 신호를 출력 신호의 샘플링 없이 개방 루프 형태로 전파의 사인파 출력 신호 VOUT로 변환한다. 이것은 수학식 21에서 보여준 바와 같이 부스트 컨버터에 대한 공지의 전달 함수를 이용해서 달성된다. 회로의 전달 함수는 회로의 공지 엔티티와 결합해서 스위치(472)에 인가된 스위칭 신호의 듀티 사이클을 계산하기 위해 사용된다. 전달 함수는 듀티 사이클의 함수로서의 출력 전압과 입력 전압에 관련되며, 다음과 같이 표현된다.
여기서,
VOUT= 반파의 사인파 출력 전압
VIN= 입력 전압
D = 스위치의 PWM 신호 입력의 듀티 사이클
따라서, 출력 전압 VOUT은 다음과 같이 쓸 수 있다.
전달 함수에 대한 상기 수학식은 인덕터(462)을 통해 흐르는 전류가 연속적일 때만 유효하다. 따라서, 회로의 각 사이클 및 모든 주기 동안에, 전류의 루프는 인덕터(462)을 통해서 흘러야 만 한다.
상기 전달 함수를 고려해서, 듀티 사이클의 예외와 관련한 모든 엔티티를 미리 결정할 수 있다. 출력 전압 VOUT은 공지의 엔티티이다. 입력 전압 VIN또한 주기적으로 샘플링될 수 있을 때 공지이다. 공지되지 않거나 예정되지 않은 엔티티 만이 각 사이클 마다 계산될 수 있는 듀티 사이클 D이다.
따라서, 제어기(400)는 각 사이클 동안에 FET(472)의 게이트에 인가된 스위칭 신호의 펄스폭을 조절하기 위해 사용된 듀티 사이클 D을 계산하는 기능을 한다.
도 17에 도시한 부스트 컨버터(460)는 공지의 스텝업 PWM 컨버터에 기초하고 있다. FET 스위치(472)가 폐쇄될 때, 전압 VX은 접지에 단락되고, VIN는 다음의 공지의 수학식
에 따라서 인덕터를 통해 선형적으로 증가하는 전류를 흐르게 하는 인덕터(462) 양단에 인가된다.
FET 스위치(472)가 턴 오프할 때, 전압 VX은 인덕터(462)가 정전류를 유지하려고 할 때 급속히 증가한다. 다이오드(464)는 순바이어스 되고 인덕터(462)를 통해 흐르는 전류가 인덕터 양단의 전압 극성과는 반대 극성으로 계속해서 동일 방향으로 흐른다. 전류 경로는 다이오드(464), 인덕터(462), 캐패시터(468)를 포함한다. 이 사이클 부분에서 인덕터(462)는 캐패시터(468)내로 전류를 덤프하며, 인덕터에 인가된 전압은 다음과 같다.
V = VOUT- VIN-V464
전류는 상기 수학식 31과 동일한 방식에 따라 감소한다. 다음 사이클의 시작 부분에서 FET 스위치(472)는 다시 한번 폐쇄되고 회로는 전술한 바와 같이 동작한다.
생성된 출력 전압은 입력 전압 보다 훨씬 클 수 있음에 주목해야 한다. VIN를 초과해서 캐패시터(468)를 충전하기 위해 다이오드와 FET(466)를 통해 전류가 흐른다. 또한 FET 스위치(466)는 연속 전류 모드로 전류의 동작을 유지하기 위해 도 6의 Q2와 동일 원리를 이용하는 동기 정류기로서 기능한다. FET(466)는 캐패시터(468)로부터 전류가 흘러 나오게 하기 위해 필요하다. 즉 출력에서 입력으로 다시 에너지를 전달하는 것을 필요로 한다. FET(466)의 게이트로의 점선은 도 6에 도시한 동기 정류기(230)와 연관된 회로 또는 펄스 트랜스포머와 같은 어떤 분리 형태를 필요로 함을 표시하고 있다.
포워드 컨버터 토폴로지
도 18에는 포워드 토폴로지를 갖는 컨버터에 적합한 개방 루프 제어기의 제4 실시예가 도시되고 있다. 이 제4 실시예에서, 도 3에 도시한 블럭도는 개방 루프 제어기를 포워드 타입 컨버터에 적합하도록 수정되었다. 포워드 타입 개방 루프 제어기(480)는 포워드 타입 컨버터를 제어하는 PWM 신호를 생성하는 데 필요한 요소를 포함한다. PWM 신호의 듀티 사이클 D은 다음과 같이 표현될 수 있다.
등식의 우측에 있는 각각의 엔티티는 공지되어 있다. 입력 전압 VIN은 샘플링되어 도 1에 도시한 바와 같이 제어기에 입력된다. 또한, 턴비 N는 공지되어 있고 제어기에서 이용 가능하다. 출력 전압 VOUT은 또한 공지되어 있는데, 이는 출력에서 생성되길 바라는 전압이기 때문이다.
도 18과 관련해서, 제어기(480)는 A/D 컨버터(482), 곱셈기(484), 디바이더(486), PWM 회로(488), 출력 버퍼(490,492), 클럭 회로(494) 사인파 발생기(496)를 포함한다. 입력 전압 VIN은 전압 VIN을 출력하는 A/D 컨버터(482)에 입력된다. 이 신호는 곱셈기(484)의 두 입력 중 하나에 입력된다. 합산기(444)는 값 N은 제2 입력에 입력된다. 곱셈기(484)는 곱 NVIN을 생성하는 기능을 한다. 이 곱은 디바이더(486)의 두 입력 중 하나에 입력된다.
클럭 회로는 디지탈 샘플링된 사인 함수를 담고 있는 ROM을 포함할 수 있는 사인파 발생기(496)를 구동하는데 필요한 클럭 신호를 생성한다. 90도의 사인 함수 데이터 만이 필요함에 주목하라. 사인파 발생기의 출력은 출력 전압 VOUT이다. 다음에 이것은 디바이더(486)의 제2 입력에 입력된다. 디바이더(486)는 상기 수학식 33에 따라서 나눔수 D를 생성한다.
듀티 사이클 값 D은 듀티 사이클 D를 갖는 방형파 출력 신호를 발생하는 기능을 하는 통상의 PWM 회로(488)에 입력된다. 2개의 출력 신호 PWM 및은 PWM 회로에 의해서 생성된다. 이들 두 신호는 출력 버퍼(490,492)에 의해서 버퍼된다. 출력 버퍼는 FET 스위치를 구동할 수 있는 신호를 발생한다.
전기 분야의 숙련가라면 도 18의 제어기(480)는 듀티 사이클 D에 대한 방정식이 구현되는 많은 상이한 방법으로 실현 가능함을 알 수 있을 것이다.
본 발명에 따라 구성된 포워드 토폴로지를 갖는 벨 신호 발생기의 제4 실시예의 개략도가 도 19에 도시되어 있다. 간결성을 위해 포워드 컨버터의 간략화된 토폴로지가 도시되고 있다. 그러나, 당업자라면 도시된 것 이외에 추가의 기능성을 제공하는 구성요소들이 선택적으로 부가될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
포워드 컨버터 회로(500)는 코일(512), 트랜스포머(502), 캐패시터(501,514), FET(522,510,520), 다이오드(503,508), 출력 브리지 회로(516)를 포함하고 있다. 제어기와 대응의 포워드 컨버터 회로의 주 특성은 (1)회로가 통상의 폐쇄 루프 설계와는 반대로 개방 루프 형태로 동작하며, (2)회로가 DC 입력으로부터 AC 사인파를 발생하도록 동작하며, (3)최종의 회로가 간단하며 제조 비용이 저렴하며, (4)최종의 제어 회로는 ASIC로 선택적으로 실현 가능하다는 것이다.
제어기(480)는 입력 전압 VIN을 샘플링해서 스위치(FET)(522)용 구동 신호를 발생하는 기능을 한다. 당업자라면 회로(500)가 출력 전압 VOUT으로부터의 피드백이 없는 개방 루프 토폴로지를 갖는 것을 이해할 수 있을 것이다. 제어기(480)는 반파 정류된 사인파가 출력 브리지 회로(516)의 입력에서 생성되도록 FET(522)를 온 및 오프 전환하기 위한 펄스 폭 변조(PWM) 신호를 생성한다. 출력 브리지 회로(516)는 정류된 사인파 입력으로부터 완전한 출력 사인파를 생성하는 기능을 한다.
이후, 회로(500)에 대해서 상세히 설명하기로 한다. 전술한 바와 같이, 회로는 반파의 사인파 신호를 생성하는 기능을 하며, 출력 브리지 회로(516)는 이 신호를 출력 신호의 샘플링 없이 개방 루프 형태로 전파의 사인파 출력 신호 VOUT로 변환한다. 이것은 수학식 34에서 보여준 바와 같이 부스트 컨버터에 대한 공지의 전달 함수를 이용해서 달성된다. 회로의 전달 함수는 회로의 공지 엔티티와 결합해서 스위치(522)에 인가된 스위칭 신호의 듀티 사이클을 계산하기 위해 사용된다. 전달 함수는 듀티 사이클의 함수로서의 출력 전압과 입력 전압에 관련되며, 다음과 같이 표현된다.
여기서,
VOUT= 반파의 사인파 출력 전압
VIN= 입력 전압
D = 스위치의 PWM 신호 입력의 듀티 사이클
따라서, 출력 전압 VOUT은 다음과 같이 쓸 수 있다.
전달 함수에 대한 상기 수학식 34은 인덕터(512)을 통해 흐르는 전류가 연속적일 때만 유효함에 주목하는 것이 중요하다. 따라서, 회로의 각 사이클 및 모든 주기 동안에, 전류의 루프는 인터터(512)을 통해서 흘러야 만 한다.
상기 전달 함수를 고려해서, 듀티 사이클의 예외와 관련한 모든 엔티티를 미리 결정할 수 있다. 출력 전압 VOUT은 공지의 엔티티이다. 입력 전압 VIN또한 주기적으로 샘플링될 수 있을 때 공지이다. 턴비 N 또한 공지이다. 공지되지 않거나 예정되지 않은 엔티티 만이 각 사이클 마다 계산될 수 있는 듀티 사이클 D이다.
따라서, 제어기(480)는 각 사이클 동안에 FET(522)의 게이트에 인가된 스위칭 신호의 펄스폭을 조절하기 위해 사용된 듀티 사이클 D을 계산하는 기능을 한다.
포워드 컨버터(500)는 두개의 단, 즉 트랜스포머 단과 버크 컨버터 단을 포함하는 공지의 PWM 컨버터 토폴로지이다. FET 스위치(522)가 폐쇄되는 사이클의 시작 부분에서, 트랜스포머(502)의 1차 권선(504) 양단의 전압은 VIM이다. 동시에, 2차 권선(506) 양단의 전압은 NVIM이다. 따라서, 다이오드(508)는 순바이어스되고, VX에서 전압은 NVIM이다(V508를 고려하지 않음).
다이오드 전압을 고려하지 않으면, 인덕터(512) 양단에 인가된 전압은 VOUT- NVIM이다. 이것에 의해 다음의 공지의
에 따라서 출력 캐패시터(514)와 인덕터를 통해 선형적으로 증가하는 전류가 흐르게 된다. FET 스위치(522)가 턴 오프할 때, 트랜스포머(502) 양단간의 전압은 역으로 되고, 다이오드(508)는 오프된다. 전압 VX은 인덕터(512)가 정전류를 유지하려고 할 때 급속히 감소한다. 다이오드(518)는 턴온 되고 인덕터(512)를 통해 흐르는 전류는 계속해서 동일 방향으로 흐른다. 전류 경로는 다이오드(518), 인덕터(512), 캐패시터(514)를 포함한다.
인덕터(512)는 계속해서 캐패시터(514)내로 전류를 덤프한다. 이 때, 인덕터 양단에 인가된 전압은 VOUT이며(V508를 고려하지 않음), 전류는 상기 수학식 36에 따라서 선형적으로 감소한다. 다음 사이클의 시작 부분에서, FET 스위치(522)는 다시 턴온 하고, 전술한 바와 같은 동작 원리가 적용된다.
권선(501)은 트랜스포머(502)상의 3차 권선이며, 후술하는 바와 같이 트랜스포머 전류를 방전하는 기능을 한다. FET(522)가 온 하는 동안에, 트랜스포머의 1차 권선(504)은 충전되고, 다이오드(503)는 오프된다. FET(522)가 오프될 때, 트랜스포머(502)의 권선 양단간의 전압은 극성이 반전되고 다이오드(503)는 턴온된다. 따라서, 권선(501) 양단간의 전압은 VIN으로 제한되고, 트랜스포머 전류는 캐패시터(501), 다이오드(503), 권선(501)에 걸친 경로를 흐른다.
이러한 타입의 토폴로지를 이용한 출력 전압은 N과 D의 값에 따라서 입력 전압 보다 크거나 작을 수 있다. FET 스위치(510,522)는 동시에 온되며, FET 스위치(520)는 FET 스위치(522)와 상보적으로 작용한다. FET(510,520)는 도 6의 Q2와 동일 원리를 이용하는 동기 정류기로서 기능한다. 즉, 연속 전류 모드에서 회로의 동작을 유지한다.
FET 구동 분리
점선으로 나타낸 바와 같이, FET(466)(도 17), FET(510,520)(도 19)와 같은 2차 회로의 FET에 대한 구동을 분리하기 위한 기술들이 이용 가능하다. 하나의 가능한 분리 기술은 제어 신호를 FET에 연결하기 위해 펄스 트랜스포머를 사용하는 것이다. FET 구동 분리 회로의 개략도가 도 20에 도시된다.
펄스 트랜스포머(530)를 사용해서 제어기로부터의 비반전 신호 또는 반전 PWM 신호를 플로팅하여 2차측의 FET 스위칭에 그것을 전달한다. 제어 신호는 캐패시터(542)의 한 단부에 입력된다. 캐패시터(542)를 사용해서 DC 전압이 펄스 트랜스포머(530)의 정상 동작을 간섭하는 것을 배제시킨다. 캐패시터(536), 다이오드(538), 저항(540)은 FET에 입력된 PWM 신호의 레벨을 안정화시키기 위해 사용된 제로 회복 회로로서 기능한다.
본 발명이 다수 실시예와 관련해서 설명하였지만 본 발명의 많은 변형, 수정 및 응용이 가능하다. 예를 들면, 당업자라면, 배터리 전원으로부터 US 및 AC 생성기와 같은 다른 유형의 개방 루프 플라이백 DC-AC 컨버터 회로로 동작하도록 본 발명의 벨 신호 발생 제어기를 적합화 시킬 수 있을 것이다. 또한, 본 발명을 이용하고 사인파 발생기와 출력 브리지 회로를 제거함으로써 개방 루프 플라이백 DC-DC 컨버터를 구현할 수 있다.

Claims (36)

  1. DC-AC 개방 루프 펄스폭 변조(PWM) 컨버터를 제어하는 제어기에 있어서,
    전원(VIN)의 크기를 나타내는 디지탈 수를 생성하는 샘플링 수단과,
    소망의 출력 전압(VOUT)의 디지탈 표현을 생성하는 출력 전압 발생 수단과,
    K,N,VIN.VINOUT의 함수로서 PWM 신호의 듀티 사이클(D)을 결정하는 처리 수단과,
    상기 처리 수단에 의해서 생성된 듀티 사이클에 응답해서 상기 PWM 신호를 발생하는 펄스폭 변조 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 샘플링 수단은 A/D 컨버터 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기.
  3. 제1항에 있어서, 상기 출력 전압 발생 수단은 사인파 발생기를 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기.
  4. 제1항에 있어서, 상기 입력 전압 VIN은 비조정 DC 전압인 것을 특징으로 하는 제어기.
  5. 제1항에 있어서, 상기 처리 수단은 버크 토폴로지를 갖는 개방 루프 컨버터로 사용하기 적합한 PWM 신호의 듀티 사이클을 결정하도록 동작하며, VOUT를 VIN로 나누는 디바이더를 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기.
  6. 제1항에 있어서, 상기 처리 수단은 부스트 토폴로지를 갖는 개방 루프 컨버터로 사용하기 적합한 PWM 신호의 듀티 사이클을 결정하도록 동작하며,
    합 VOUT-VIN을 생성하는 합산기와,
    VOUT을 상기 합으로 나누는 디바이더를 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기.
  7. 제1항에 있어서, 상기 처리 수단은 포워드 토폴로지를 갖는 개방 루프 컨버터로 사용하기 적합한 PWM 신호의 듀티 사이클을 결정하도록 동작하며,
    곱 N·VIN을 생성하는 곱셈기와,
    VOUT을 상기 곱으로 나누는 디바이더를 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기.
  8. 제1항에 있어서, 브리지 제어 신호를 생성해서 반파의 사인 함수를 전파의 사인 함수로 변환하기 위한 브리지 제어 수단을 더 포함하며, 상기 브리지 제어 신호는 상기 회로에 의해서 출력된 사인파 출력과 동일 주파수를 갖는 것을 특징으로 하는 제어기.
  9. 제1항에 있어서, 상기 펄스폭 변조 수단의 출력에 결합되며, 적합한 구동 및 부하 특성을 갖는 출력 PWM 신호를 생성하는 버퍼 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기.
  10. 전원에 연결되며, 버크 토폴로지를 갖는 개방 루프 펄스폭 변조(PWM) 컨버터 회로를 제어하는 제어기에 있어서,
    상기 전원(VIN)의 전압 레벨의 디지탈 표현을 생성하는 샘플링 수단과,
    정현파(VOUT)의 디지탈 표현을 생성하는 사인파 발생 수단과,
    다음의 수학식
    (여기서, D = PWM 신호의 듀티 사이클
    VIN= 상기 DC 전원의 전압 레벨
    VOUT= 정현파의 디지탈 표현)
    에 따라서 PWM 신호의 듀티 사이클을 결정하는 처리 수단과,
    상기 처리 수단에 의해서 생성된 듀티 사이클에 응답해서, 상기 제어기에 의해서 출력되는 상기 PWM 신호를 생성하는 펄스폭 변조 수단과,
    상기 PWM 신호에 따라서 반파의 사인파를 생성하는 회로와,
    상기 반파의 사인파 신호를 전파의 사인 함수로 변환하는 출력 브리지 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기.
  11. 제10항에 있어서, 상기 샘플링 수단은 A/D 컨버터 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기.
  12. 제10항에 있어서, 상기 사인파 발생 수단은 룩업 테이블 수단에 결합된 카운트 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기.
  13. 제10항에 있어서, 상기 사인파 발생 수단은 동기 상태 머신 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기.
  14. 제10항에 있어서, 상기 펄스폭 변조 수단의 출력에 결합되며, 적합한 구동 및 부하 특성을 갖는 출력 PWM 신호를 생성하는 버퍼 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기.
  15. 제10항에 있어서, 상기 처리 수단은 버크 토폴로지를 갖는 개방 루프 컨버터로 사용하기 적합한 PWM 신호의 듀티 사이클을 결정하도록 동작하며, VOUT를 VIN로 나누는 디바이더를 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기.
  16. 전원에 연결되며, 부스트 토폴로지를 갖는 개방 루프 컨버터 회로를 제어하는 제어기에 있어서,
    상기 전원(VIN)의 전압 레벨의 디지탈 표현을 생성하는 샘플링 수단과,
    정현파(VOUT)의 디지탈 표현을 생성하는 사인파 발생 수단과,
    다음의 수학식
    (여기서, D = PWM 신호의 듀티 사이클
    VIN= DC 전원의 전압 레벨
    VOUT= 정현파의 디지탈 표현)
    에 따라서 펄스폭 변조(PWM) 신호의 듀티 사이클을 결정하는 처리 수단과,
    상기 처리 수단에 의해서 생성된 듀티 사이클에 응답해서, 상기 제어기에 의해서 출력되는 상기 PWM 신호를 생성하는 펄스폭 변조 수단과,
    상기 PWM 신호에 따라서 반파의 사인파를 생성하는 회로와,
    상기 반파의 사인파 신호를 전파의 사인 함수로 변환하는 출력 브리지 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기.
  17. 제16항에 있어서, 상기 샘플링 수단은 A/D 컨버터 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기.
  18. 제16항에 있어서, 상기 사인파 발생 수단은 룩업 테이블 수단에 결합된 카운트 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기.
  19. 제16항에 있어서, 상기 사인파 발생 수단은 동기 상태 머신 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기.
  20. 제16항에 있어서, 상기 펄스폭 변조 수단의 출력에 결합되며, 적합한 구동 및 부하 특성을 갖는 출력 PWM 신호를 생성하는 버퍼 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기.
  21. 제16항에 있어서, 상기 처리 수단은 부스트 토폴로지를 갖는 개방 루프 컨버터로 사용하기 적합한 PWM 신호의 듀티 사이클을 결정하도록 동작하며,
    합 VOUT-VIN을 생성하는 합산기와,
    VOUT을 상기 합으로 나누는 디바이더를 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기.
  22. 전원에 연결되며, 1차 권선 및 2차 권선을 갖는 트랜스포머를 포함하는, 포워드 토폴로지를 갖는 개방 루프 컨버터 회로를 제어하는 제어기에 있어서,
    상기 전원(VIN)의 전압 레벨의 디지탈 표현을 생성하는 샘플링 수단과,
    정현파(VOUT)의 디지탈 표현을 생성하는 사인파 발생 수단과,
    다음의 수학식
    (여기서, D = PWM 신호의 듀티 사이클
    N = 상기 트랜스포머의 턴비
    VIN= DC 전원의 전압 레벨
    VOUT= 정현파의 디지탈 표현)
    에 따라서 펄스폭 변조(PWM) 신호의 듀티 사이클을 결정하는 처리 수단과,
    상기 처리 수단에 의해서 생성된 듀티 사이클에 응답해서, 상기 제어기에 의해서 출력되는 상기 PWM 신호를 생성하는 펄스폭 변조 수단과,
    상기 PWM 신호에 따라서 반파의 사인파를 생성하는 회로와,
    상기 반파의 사인파 신호를 전파의 사인 함수로 변환하는 출력 브리지 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기.
  23. 제22항에 있어서, 상기 샘플링 수단은 A/D 컨버터 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기.
  24. 제22항에 있어서, 상기 사인파 발생 수단은 룩업 테이블 수단에 결합된 카운트 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기.
  25. 제22항에 있어서, 상기 사인파 발생 수단은 동기 상태 머신 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기.
  26. 제22항에 있어서, 상기 펄스폭 변조 수단의 출력에 결합되며, 적합한 구동 및 부하 특성을 갖는 출력 PWM 신호를 생성하는 버퍼 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기.
  27. 제22항에 있어서, 상기 처리 수단은 포워드 토폴로지를 갖는 개방 루프 컨버터로 사용하기 적합한 PWM 신호의 듀티 사이클을 결정하도록 동작하며,
    곱 N·VIN을 생성하는 곱셈기와,
    VOUT을 상기 곱으로 나누는 디바이더를 포함하는 것을 특징으로 하는 제어기.
  28. 개방 루프 펄스폭 변조(PWM) 컨버터 회로를 제어하기 위한 방법에 있어서,
    DC 전원 VIN의 크기를 나타내는 디지탈 수를 생성하는 단계와,
    정현파 VOUT의 디지탈 표현을 생성하는 단계와,
    PWM 신호의 듀티 사이클을 결정하는 단계와,
    처리 수단에 의해서 생성된 듀티 사이클에 응답해서 상기 PWM 신호를 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 방법.
  29. 제28항에 있어서, 버크 토폴로지를 갖는 개방 루프 컨버터로 사용하기 적합한 PWM 신호의 듀티 사이클을 결정하는 단계는 VOUT을 VIN으로 나누는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  30. 제28항에 있어서, 부스트 토폴로지를 갖는 개방 루프 컨버터로 사용하기 적합한 PWM 신호의 듀티 사이클을 결정하는 단계는,
    합 VOUT-VIN을 생성하는 단계와,
    VOUT을 상기 합으로 나누는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  31. 제28항에 있어서, 포워드 토폴로지를 갖는 개방 루프 컨버터로 사용하기 적합한 PWM 신호의 듀티 사이클을 결정하는 단계는,
    곱 N·VIN을 생성하는 단계와,
    VOUT을 상기 곱으로 나누는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  32. 제28항에 있어서, 반파의 사인 함수를 전파의 사인 함수로 변환하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  33. 제28항에 있어서, 적합한 구동 및 부하 특성을 갖는 출력 PWM 신호를 생성하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  34. 전원에 연결되며, 버크 토폴로지를 갖는 개방 루프 펄스폭 변조(PWM) 컨버터 회로를 제어하는 방법에 있어서,
    상기 전원(VIN)의 전압 레벨의 디지탈 표현을 생성하는 단계와,
    정현파(VOUT)의 디지탈 표현을 생성하는 단계와,
    다음의 수학식
    (여기서, D = PWM 신호의 듀티 사이클
    VIN= 상기 DC 전원의 전압 레벨
    VOUT= 정현파의 디지탈 표현)
    에 따라서 PWM 신호의 듀티 사이클을 결정하는 단계와,
    상기 결정 단계에 의해서 생성된 듀티 사이클에 응답해서 상기 PWM 신호를 생성하는 단계와,
    상기 PWM 신호에 따라서 반파의 사인파를 생성하는 단계와,
    상기 반파의 사인파 신호를 전파의 사인 함수로 변환하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  35. 전원에 연결되며, 부스트 토폴로지를 갖는 개방 루프 컨버터 회로를 제어하는 방법에 있어서,
    상기 전원(VIN)의 전압 레벨의 디지탈 표현을 생성하는 단계와,
    정현파(VOUT)의 디지탈 표현을 생성하는 단계와,
    다음의 수학식
    (여기서, D = PWM 신호의 듀티 사이클
    VIN= 상기 DC 전원의 전압 레벨
    VOUT= 정현파의 디지탈 표현)
    에 따라서 PWM 신호의 듀티 사이클을 결정하는 단계와,
    상기 결정 단계에서 생성된 듀티 사이클에 응답해서 상기 PWM 신호를 생성하는 단계와,
    상기 PWM 신호에 따라서 반파의 사인파를 생성하는 단계와,
    상기 반파의 사인파 신호를 전파의 사인 함수로 변환하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  36. 전원에 연결되며, 1차 권선 및 2차 권선을 포함하는 트랜스포머를 포함하고, 포워드 토폴로지를 갖는 개방 루프 펄스폭 변조(PWM) 컨버터 회로를 제어하는 방법에 있어서,
    상기 전원(VIN)의 전압 레벨의 디지탈 표현을 생성하는 단계와,
    정현파(VOUT)의 디지탈 표현을 생성하는 단계와,
    다음의 수학식
    (여기서, D = PWM 신호의 듀티 사이클
    N = 상기 트랜스포머의 턴비
    VIN= DC 전원의 전압 레벨
    VOUT= 정현파의 디지탈 표현)
    에 따라서 PWM 신호의 듀티 사이클을 결정하는 단계와,
    상기 결정 단계에서 생성된 듀티 사이클에 응답해서 상기 PWM 신호를 생성하는 단계와,
    상기 PWM 신호에 따라서 반파의 사인파를 생성하는 단계와,
    상기 반파의 사인파 신호를 전파의 사인 함수로 변환하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
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