JPH03504908A - 予熱電極蛍光灯の電子点灯及び電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 予熱電極蛍光灯の電子点灯及び電源装置本発明は、蛍光灯のようなガスないし気 相放電灯で２つの予熱可能電極を備える放電灯を点灯させかっこれに電流を供給 する電子装置に関する。

元来、蛍光灯はスターターに並列に接続され、このアセンブリはインダクターと 共に幹線に直列に、つまり２８０■で５０又は６０Ｈｚの交流に接続されていた 。

そのため、蛍光灯の点灯は信頼性に欠け、点灯中のインダクターの消費電力も極 めて大きかった。その後、高周波の供給ができかつ従来に比べ信頼性や経済性に 冨む電子回路が導入されるようになり、こうした数多（の装置の開発により蛍光 灯の動作特性は全体にわたって著しく改善されてきている。

これらの装置の大部分は、低周波の幹線電流を直流電流に変換しその後高周波の 交流電流に変換し直すといった原理に基づいて動作する。そのため、Ａ　Ｃ／Ｄ 　Ｃ変換に起因して新たにノイズ現象が発生する。というのも、ＡＣ／ＤＣ変換 は、通常、グレッツ（Ｇｒａｅｔｚ）ブリッジとして接続されたダイオードブリ ッジを用い、必然的に大容量のキャパシターによって変換後の単向パルス電流を 濾波するような構成になっているからである０時間の関数として交流幹線電圧に 対する電流吸収曲線を見ると、波の最大値に対応して、つまり幹線電圧がフィル ター用キャパシターの端子電圧より大きい時に一連のピーク形状が現れることが 観察される。

言い換えれば、このフィルター用キャパシターは、電子回路に給電する働きをす るのであるが、常時充電量の大部分を保存し、この結果、短時間の再充電後には 幹線からの電力非消賛状態が長時間続（ことになる、再充電時の電流の取込み量 は通常最小であるため、結果として時間の関数としての幹線電圧の波形に目に見 えるほどの変化はない。

しかしながら、１つの建物に多数の装置を取り付ける場合を考えると、事情は異 なって（る。この場合には、もはや任意の時間での建物全体の全電流の強さは無 視できる程度ではない、その結果、波の頂点での電圧波形は目に見えるほど変形 する、すなわち、主として奇数倍の低周波高調波が現れる。これによる幹線電源 への影響は許容されない。その上、最近の電気標準の法令は、高調波の最大許可 値を３次高周波つまり１５０Ｈｚの電流の実効値の２５％に定めている。

この問題を解消するため、今までい（つかの解決策が講じられてきた。第１の解 決策は、幹線電源ラインに、フィルター用キャパシターＣと共にしきい値１５０ Ｈｚの低域通過フィルターを形成するインダクタＬを付加することである。ＬＣ 回路の共振周波数を求める普通の計算式により明らかな如く、大容量のキャパシ ターＣにすれば、インダクターＬのインダクタンスもまた高くなければならない 。そのため、このインダクターの端子で大きな電位降下が生じ、その結果、ジュ ール効果により放散された熱のためエネルギー損失が起こる。これは、初期の接 続タイプの回路に見られた不利益と同じである。　第２の解決策は、ガルバニ− 絶縁体を提供する変圧比１／１の変圧器を用いて構成される。しかし、この場合 にもジュール効果によるエネルギーの損失がある。

第３の解決策は、整流する前に第１高周波を遮断して幹線の低周波を分離するこ とである。これによりガルバニ−絶縁体が有効に得られ、高調波が幹Ｉ！電源に 侵入するのが防止されるようになる。しかし、この場合には装置金体が複雑化す ると共に全体的効率も制限される。

この点、理想的な解決策は、ノイズを発生させるフィルター用キャパシターなし で済ますようにするか、あるいは少なくともその容量を非常に小さい値にまで減 少させることである。このようにすれば、直ちに、電子回路の電源電圧は、１周 期置きに正の純粋正弦波関数（つまり、０°から　１８０°までの入力角に対応 する正弦波関数）と等価の波形を繰り返すようになる。従って、この電源電圧は 、周期的に準零値をとることになる。このような電圧波形は、蛍光灯のための周 知のタイプの電子装置の供電には不適当であるとされている。

ここで、例えばフランス国特許明細書ＦＲ２゜５９９．２０８号に記載されてい るような第１のタイプのいわゆる「自己発振」型装置について考えてみる。

この装置は、本質的に充電回路から構成され、この充電回路は、蛍光灯に直列に 接続されたインダクターと、同じ蛍光灯の両端子間に接続されたキャパシターと 、電源端子間にプッシュプルモードで接続されたトランジスターとそれらの接続 点でこの充電回路に小形変圧器を介して接続されたトランジスターの２つのトラ ンジスターとで構成されている。前記変圧器の２つの２次コイルは、２つのトラ ンジスターをオンするため違反作用によって高周波の交流信号を発生させる。さ らにこの装置は、始動パルスを発生させる回路を含んでいる。しかしながら、電 源電圧がなめらかに準零値に移行したとしても、もはや前記変圧器の２次コイル によって前記トランジスターのグリッドにこれをオフさせる最小電圧を供給する はできない、従って、前述の全始動サイクルは、電源電圧の半波長ごとに、つま り１秒間に１００回の割で繰り返されなければならない、たとえ妨害の危険を承 知でこの全始動サイクルを繰り返したとしても、周波数１００Ｈｚの妨害波がは っきりと現れる。

第２のタイプの電子装置は、増幅段を介して共振充電回路を給電する独立発振器 から構成され、その共振充電回路によって、１個又は数個の蛍光灯に、始動及び 定常動作の維持に必要な電気エネルギーが供給されるようなものである。このタ イプの装置は、例えばフランス国特許明細書ＦＲ２，５２０，５７５号及びヨー ロッパ特許明細書ＥＰ０，０６５．７９４号に記載されており、これには、電源 端子間に直列に接続された２つのトランジスターとそれらの接続点で接続された 充電回路とで構成された増幅段がある。この充電回路は、蛍光灯に並列に接続さ れたキャパシターと同じ蛍光灯に接続されたインダクターとを含んでいる。さら に詳しく言えば、これらの回路にあっては、トランジスターの制御要素（ベース 又はグリッド）は、２つのトランジスターを交互に飽和させる独立発振回路によ って制御される。さらに、前記明細書中に説明されているように、明らかに、第 １の予熱段階、第２の点灯段階及び最後の定常動作段階を分けるため装置の点灯 中に発振器の周波数を修正する別の独立回路を設けることが必要である。可逆す ると、装置の全給電のため、周波数修正回路又は発振回路に演算増幅器ないしフ リップフロップのような半導体要素を使用して交流電源電圧を安定化直流電流に 変換する手段が提供されている。しかしこの変換回路には前述のような不利益が ある。

さらに、単向パルス電源電圧が周期的に準零値になることによってもまた、電力 の遮断による蛍光灯の不活性化が周期的に起こる。この欠点は蛍光灯の急な摩耗 や繰り返しの点灯動作に必要なエネルギーのための消費電力の全体的な増加をも たらすが、この欠点の緩和のためには、前記電源電圧が蛍光灯のカットオフしき い値に対応する一定の値より小さくならないようにすることが望ましい。

本発明の目的は、予熱可能な電極を備えた蛍光灯を点灯させかつこれに電流を供 給する電子装置であって、もはや、妨害低周波高調波因子のみから成る被整流幹 線電圧を濾波するためのキャパシターは必要としない電子装置を提供することで ある。

さらに詳しくは、次のように構成された装置において、すなわち、 交流の主電流を整流し、整流後の単向パルス電流を第１ライン及び第２ラインに 出力する整流回路（６）と、　インダクター、蛍光灯の第１電極、キャパシター 及び蛍光灯の第２電極の直列接続で構成されている１つの共振充電回路あるいは それが並列に接続された数個の共振充電回路と、 装置の第１及び第２電源ライン間に直列に接続された２つのトランジスターを含 み、それらの接続点で前記充電回路に接続された増幅段と、 前記トランジスターがそれぞれ交互に導通状態となるように変圧器を介してそれ らを動作させる回路に接続された発振回路と、 装置が起動した時に前記発振回路の周波数を変化させる回路と、 から構成される装置において、本発明は、非渡波状態の１００Ｈｚの単方向交流 電源から始動させるという課題を解決しようとしている。

もちろん、点灯シーケンスは、電極の予熱を行う第１段階及び蛍光灯の瞬間的か つ確実な点灯がなされる第２段階と両立してなければならない。装置のエネルギ ー効率はできるだけ良好で約９０％くらいであるのが好ましい、また、このよう な装置はさらに、蛍光灯が発する光の強さを容易に変調できるものであることが 望ましい。

これらの目的は、次のような装置により達成される。

すなわち、整流回路の出力にフィルター用キャパシターがある場合その容量は０ ．０４μＦ以下であり、また、この装置はさらに、直流を第３ライン及び第４ラ インに沿って発振回路及び周波数修正回路にのみ供給するため、装置の始動時に 動作する一時的な副電源回路と複数の充電回路又はその１つに接続された主電源 回路とで構成されている。この主電源回路は、蛍光灯のカットオフ電圧に対応す る最小電圧を供給する回路と同じく。

装置の通常動作中に動作し、増幅段ひいては蛍光灯を給電する。

好ましくは、前記副電源回路は、整流回路からの直流電気エネルギーを蓄積する 蓄積手段と、このエネルギーを第３ラインに沿って周波数修正回路及び発振回路 に伝送する伝送手段と、キャパシターにより制御される制御要素をもつスイッチ ング手段とから構成されている。

そして、このスイッチング手段は、前記蓄積手段が電気エネルギーを蓄える第１ 段階の間直流電流が前記回路から第４ラインを通って第２ラインに帰還するのを 断ち、一定時間後にキャパシターの充電が完了すると前記帰還を許容するような ものである。

また、有効に、前記発振回路及び周波数変調回路の定常電源回路は、 一端が装置の第２電源ラインに接続され他端が整流ダイオードのアノードに接続 されている、前記充電回路のインダクターのコイルと、−次側が前記充電回路に 並列接続されている変圧器の二次コイルとのいずれか一方と、 一端において第２ラインに並列接続され、他端においてはまず前記整流ダイオー ドのカソードに抵抗を介して接続され、次に前記周波数変調回路及び発振回路の 第３電源ラインに接続されているフィルター用キャパシター、充電用キャパシタ ー及び電圧調整用ツェナーダイオードと、 から構成されている。

好ましくは、従って、最小電圧を増幅段に供給する回路は、 その−次コイルが前記充電回路に並列に接続され、その二次コイルがまず装置の 第２電源ラインに、次に第１整流ダイオードのアノードに接続されている変圧器 と、　第２電源ラインと前記第１ダイオードのカソードとの間に接続されたキャ パシターと、 アノードが前記第１ダイオードと前記キャパシターとのコモン接続点に接続され 、カソードが第１電源ラインに接続されている第２絶縁ダイオードと、から構成 されている。

好ましい第１の実施例によ°れば、前記発振回路は、第３及び第４電源ライン間 に並列に接続された第１及び第２分割ブリッジで構成され、そのうち第１ブリツ ジは本質的に３つの同一の抵抗器から構成され、第２ブリツジは２つの抵抗器と １つのキャパシターとから構成されている。対応する中間点での電圧は２つのコ ンパレーターによってそれぞれ比較されるが、第１コンパレーターはフリップフ ロップの入力Ｒに作用し、第２コンパレーターはその人力Ｓに作用する。このフ リップフロップの出力は、一方では増幅器によって増幅されて前記制御回路を形 成する変圧器の一次コイルに供給され、他方では選択的に前記キャパシターを短 絡しつるスイッチング要素を駆動するインバーターに接続されている。従って、 前記周波数変調回路は、キャパシターを選択的に前記分割ブリッジのキャパシタ ーに並列に接続したり切ったりすると共に、一端が抵抗器を介して第３電源ライ ンに接続され他端が第４ラインに接続されている別のキャパシターのそれら端子 の一方にダイオードを介して接続された制御要素をもつスイッチング要素を含む ことができる。　好ましい第２の実施例によれば、前記発振回路は、ともに第３ ライン及び第４ラインによって電源供給され、その一方の出力が他方の入力に接 続され、逆にこの他方の出力が直列接続されているキャパシターと抵抗器とを介 してその一方の入力に接続されている第１及び第２インバーターと、この第１イ ンバーターの出力と前記キャパシター及び前記抵抗器の接続点との間に接続され たバリスターと、前記第２インバーターからの出力を前記制御回路に供給する前 に増幅する少な（とも２つの並列接続されたインバーターとから構成されている 。また、前記周波数変調回路は、第３ラインと第４ライン間に直列接続された１ つのキャパシターと２つの抵抗器とで基本的に構成された第１電圧分割ブリッジ と、この分割ブリッジの２つの抵抗器の接続点と前記第２インバーターの入力と の間に直列に接続された抵抗器及びダイオードとから構成できる。前記発振器回 路はまた、前記第１インバーターと前記第２インバーターとの間に挿入され、前 記バリスターに接続されたアノードと前記第２インバーターの入力に接続された カソードとを有するダイオードを含むことができる。

また、非常に有効には、５０から１５０ＫＨｚの間の周波数を濾波する整流回路 の上流側に位置する回路を有し、この回路は、それぞれ前記主電源ラインに直列 にかつ相互に逆位相で接続された２つのコイルと、前記コイルの上流側の前記主 電源ライン間に接続された第１キヤパシターと、前記コイルの下流側に接続され かつ両者の接続点がグランドに接続されたブリッジ状のキャパシターとから構成 されている。

好ましい態様においては、基本的に前記制御回路が逆位相に接続された２つの二 次コイルをもつ変圧器で構成されている場合、前記増幅段のトランジスターは、 ＭＯＳ型トランジスターであり、モしてツェナーダイオードブリッジによってグ リッドとソース間の電圧サージから、またダイオードによってドレインとソース 間の電圧サージから、さらに、電源に直列接続された抵抗器の端子における電位 差に応じてダイオードを介してグリッドと電源間を短絡させるトランジスターで 構成され、電源電圧はこのトランジスターのベースにダイオードにより印加され る回路によって電流サージから、それぞれ保護される。

本発明は、非制限的な例として示す、以下の図面に示された実施例によって容易 に理解されよう、ここで、第１図は、装置のブロック図、 第２図は、第１実施例の装！を構成する電気的要素の回路図、 第３図は、第１実施例の発振器（第２図の２９）の回路図、 第４図は、第２実施例の装置を構成する電気的要素の回路図、 第５図は、第２実施例の装置の一変更態様を構成する電気的要素の詳細図である 。

第１図に示す本発明による装置は、我国の送電線網から供給される５０あるいは ６０Ｈｚの交流低周波電圧の主電源に接続される。この電圧はまず初めにノイズ （雑音）抑制回路１００を通過し、その後、整流回路６の入力端子に入力される 。前記抑制回路１００は、主電源の１００Ｈｚ付近の残留ノイズの逆流を防止す る。このノイズは極めて低く、即ち、１％より少ない、前記回路１００は、ごく 特別な応用例として選択することが考えられるものであり、とりわけ電子計算機 ハードウェア機器あるいはレーダ機器に含まれているものを包含することができ る。　前記整流回路６は、好ましくは、いわゆるグレッツ結線の状態に接続され た４個のダイオードからなるブリッジとする。

この整流回路６の出力に接続されているのは、低いあるいは殆ど零の静電容量を 有するキャパシター１６であり、それによって、この出力のラインＣ及びｄは、 初めのうち、交流的な単一正電位が前記主電源の波形と一致する半波形で印加さ れるが、この正電位は２倍周波となる。即ち、この半波は連続した１／１００　 　（あるいは１／１２０）のものが２回ずつ出る正弦波であり、正確に０〜１８ ０゜の間で変動する。以下に述べるように、ラインｄは戻り接地線ではあるが、 この接地線は、後に述べる物理的な接地線Ｅとは異なるものである。

これら２つの電源線Ｃ及びｄの間には、２つのトランジスター３４及び４３が直 列に接続されている。

即ち、ＭＯＳトランジスターの場合、前記トランジスター３４のドレインは前記 ラインＣに接続され、前記トランジスター３４のソースは、保護回路１４２を介 して前記トランジスター４３のドレインに接続され、さらに前記トランジスター ４３のソースは保護回路１４４を介して前記ラインｄに接続されている。２つの キャパシター５４及び６７は、ラインＣ及びｄの間に直列に接続されている。前 記トランジスター３４及び４３の接続点Ｍと前記キャパシター５４及び６７の接 続点Ｑとの間には、最初にそれらを始動させその後通常の運転状態とじつる。あ る意味では電気的供給手段となり得る手段、又は１あるいは２以上の蛍光灯に電 力を供給する充電回路が接続されている。２つの蛍光灯において、この充電回路 には、２つの並列枝路が設けられており、各枝路は、インダクター５１又は５６ 、蛍光灯内の第１電極５２又は５７、キャパシター５５又は５９、及び、蛍光灯 内の第２電極５３又は５８の直列接続となっている。言い替えれば、各枝路にお いて、前記インダクター５１または５６は、互いにキャパシターに接続された蛍 光灯の２つの電極に直列に接続されている。

トランジスター３４及び４３は、そのトランジスター３４と４３のうちの一つを 導通状態とし、かつ他の一つを遮断状態とし、及びその逆も同様に各状態を周期 的にとるように、回路１３５により駆動されるものであり、これらの状態の変化 は、約１００ｋＨｚという大変周波数の高いものとなる。中間点Ｍの電圧は、ラ インＣ及びｄにより規定されるが、前記トランジスター３４及び４３が始動する 周波数となる迄ラインＣ及びｄとは切り離されている。前記キャパシター５４及 び６７は、トランジスター３４または４３が導通状態となるに従って、電気的エ ネルギを充電回路からラインＣまたはｄに戻らせることができる。しかしその間 は、このキャパシター５４及び６７の電位の影響から他の残りの直流構成物は除 かれている。

上述の通り、出力ラインＣ及びｄの電位は、初期状態においては、交流的な単一 極性の正電位となっており、それゆえに、蛍光灯がオフする略零電位を周期的に 通過することになる０回路が最小電位となり続けるという問題を防止するため、 前記接続点Ｍ及び０間に変圧器１００の１次側が接続されている。この変圧器１ ００の２次側は、その一方が前記第２ラインｄに、他の一方が高速整流型のダイ オード１０５のカソードに接続される。このダイオードの有するアノードは、前 記第１及び第２ラインＣ及びｄの間に直列に接続されたキャパシター１１０及び ダイオード１１５の共通接続点に接続され、前記第２のダイオード１１５のカン ードは、前記第１ラインＣに接続される。

動作初期において、高電圧は前記変圧器１００の２次側から誘導されるが、これ は前記変圧器の変圧比がほぼ１以上となっているからである。この２次側巻線の 電圧は、前記ダイオード３６で整流され、ダイオード４１を介して第１電源ライ ンＣに供給される前に、キャパシター１１でフィルタがかけられる。このダイオ ード１１５は、２つの機能を持つ、その一つは、キャパシター１１の充電と、本 発明の目的とする結果的に低い周波数の高調波の発生による電圧を交流電源から 妨げることである。その２つ目は、キャパシター１１０が前記第２ラインＣの電 圧が不十分となったときのみ放電することである。従って、増幅段の供給電圧が キャパシター１１０の充電電圧の値以下に低下することはない、このようにして 蛍光灯が非電離化することを防止している。

整流回路６の出力は、又、前記ラインａ及びｂを介して、一時な電源供給回路１ １０に供給される。即ち整流回路６が始動すれば、平衡した直流電圧をラインｅ 及びｆに供給する。第２の電源供給回路１５０には、電源が供給される。この回 路が電気エネルギを得る手段は、インダクター５６に対するコイル６６、あるい は前記変圧器１００の２次側のうちのいずれか一方であり、一度本実施例の装置 が作動すると、平衡した直流電圧を前記ラインｅを介してラインｋに永久的に供 給するということである。

前記ラインｅ及びでは、２つの回路に電源を供給する。その回路は、発振回路１ ３０及びラインｇを介した動作指令により、前記発振回路１３０の発振周波数を 増幅するための増幅回路１２０である。前記発振回路１３０で発振された振動信 号は、トランジスター３４及び４３を経て、ここの保護回路１４２．１４４を交 互に導通させるための制御回路１３５に伝達される。

この制御回路１３５は、第２図及び第４図に示す具体的構成のように、１つの１ 次側と２つの２次側とが逆位相となっている変圧器１３５から構成される得るも のである。前記トランジスター３４及び４３は、それらのグリッド／ソース間の 電圧が略４Ｖ（ボルト）を越えたときに、直ちに交流的に導通し始める。

言い替えれば、第５図に記載されるように、この制御回路１３５は、いわゆる、 ”ブートストラップ（Ｂｏｏｔｓｔｒａｐ）”方式で動作する集積回路から構成 され得るものであり、この回路は、発振回路１３０で出力された１８０　’位相 の異なる制御信号を２つの入力１０．１２で受信する。トランジスター４３が導 通している各時間において、キャパシター３２は、抵抗３８およびダイオード３ ９を介して再充電される。このダイオード３９は、次に続くサイクルの間に、抵 抗３８を介してキャパシター３２が放電することを防止する。一度トランシスタ ー４３が阻止状態となれば、第２のラインＣの電圧はキャパシター３２の端子で 形成された電圧に固定される。前記”ブートストラップ効果により、前記電圧は 制御回路１４２のトランジスター３４のフローティングゲートの電位が変化した ときの制御回路　。

１４２で許容される電圧となる。一対のトランジスター３０／３７およびダイオ ード３１／４０は、ここの回路１４２／１４４の具体的構成であり、これにはパ ワートランジスターでトリガされる進歩的な回路を用いることができるが、これ らは瞬時に放電するものである。

前記発振回路１３０で発振された前記信号の周波数であって、及びその回路の変 動回路１２０の始動時及び定常的運転時のものは、インダクター５１．５６のイ ンダクタンス、キャパシター５６．５９のキャパシタンスの機能に応じて、充電 回路が始動時において共振せずに負荷抵抗に流れることが許容される電流により 決まる。そのとき、運転時において、前記充電回路は共振し、それゆえに、キャ パシターの端子及び負荷抵抗に、前記蛍光灯を始動させるとともに接続させ得る 約４ｖのＱファクタの電圧以上の電圧を印加する。

前述の回路の細部について、第２〜５図に基づき詳細に説明する。

第２図、第４図、及び第５図のいずれも同様に、前記一時の電源供給回路１１０ は、まず、ラインｆからラインｂを経て、ラインｄに至る還流を制御するトラン ジスター１５からなる。前記トランジスター１５のドレインは、ラインｆに接続 され、そのソースは、ラインｄの還流ラインであるラインｂに接続される。

高抵抗の抵抗１９は、前記ラインｆ及び９４２６間に接続され、このＭＯＳトラ ンジスター１５をスイッチ動作させるのに必要なドレイン−ソース間電圧を供給 する。

このトランジスター１５のグリッドは、第１の回路が発生する時定数Ｔ１で制御 され、前記ラインａ及びｄの間に直列接続された２つの抵抗７．８、この抵抗７ 及び８の接続点、及び前記トランジスター１５のグリッド間に直列接続された抵 抗１２及びツェナーダイオード１３、並びに前記抵抗１２及びツェナーダイオー ド１３の接続点とラインｄとに接続された放電抵抗１２及びツェナーダイオード １３からなる。これより容易に理解されることは、抵抗７及び８の分圧は、キャ パシター１７をゆっくりと充電することができることである。

１度キャパシター１７の端子電圧がツェナーダイオード１３の開放電圧に２ｖプ ラスした以上になれば、即ち、時間Ｔ１の終期になれば、この電圧は、前記トラ ンジスター１５のグリッドに供給され、これによりトランジスター１５は飽和し 、従ってラインｆをラインｂひいてはラインｄに接続する。

更に、一時の電圧供給電源１１０は、整流回路６及びキャパシター６と同様の前 記ラインｅの間に接続された抵抗からなる第２の回路と、前記ラインｅ及び６間 に接続された放電抵抗１１とから構成される（第５図において前記キャパシター ６１は前記集積回路の直接的な３−３端子の後に設けられる）。時間Ｔ１の間、 前記トランジスター１５は、前記ラインｆ〜ラインｄへの還流を断ち、前記変動 回路１２０及び発振回路１３０は、前記ラインｅには電流を流すことができない 、前記キャパシター１１は、整流回路６より抵抗９を介して充電される。この時 間Ｔ１は、抵抗７．８及び１２、及びキャパシター１７のキャパシタンスにより 決められるが、それはキャパシタ１１が十分に充電されるのに必要な長さより長 くなる。一度この時間Ｔ１が経過すると、これにより、前記電流方向を変化させ るトランジスター１５がラインｆ及びラインｂを接続し、このキャパシター１１ は、ラインｅ、従って前記回路１２０及び１３０に時間Ｔ２の間、予熱するとと もに蛍光灯を投入（スイッチＯＮ）するのに十分な長さの間、電源を供給しなけ ればならない。

第２図及び第４図も同様に考えて、永久的電源供給回路１５０は、インダクター ５６に対するコイル６６であって、その一端がラインｄに、他端が抵抗６４を介 して整流ダイオード６４のカソードに接続されているものから構成される。フィ ルタ用キャパシター６３は、前記ダイオード６４のカソードと前記ラインｄの間 に接続されている。充電用キャパシター６４及びツェナーダイオード６ｏは、そ の一端が前記ラインｄに接続され、その他端が抵抗６２を介して前記ダイオード ６４のアノードに接続されている。その他端は又、前述のラインｅに結合するラ インｋに接続される。第５図に示す永久的電源供給回路は、開始点が小型変圧器 １００の２次コイル６６であり、その１次側が前記接続点Ｍ及び接続点Ｑに繋れ ている点、即ち並列である点を除いて、前記充電回路とほぼ同様の構成を有する 。更には、前記充電用キャパシター６１は、一時の電源供給回路のキャパシター １１と同様のものである。これゆえに、コイル６６に印加される交流電圧がダイ オード６４で整流され、その後キャパシター６３で１次フィルタがかけられる。

送り出された電流は、抵抗値の抵抗６２を通過し、化学型キャパシタ（いわゆる ケミコン）６１を充電する。その充電電圧はツェナーダイオード６０のツェナー 電圧で規制される。このようにしてフィルターがかけられて規制された電圧は、 前記ラインｋ及びｅを介して前記変調回路１２０及び前記発振回路１３０に供給 される。抵抗６２及び６５の目的は、前記ダイオード６４及び６０への電流を制 限することである。前記装置が始動しなければ、前記供給回路１５０が作動状態 にならないことは容易に理解されることである。しかし一時の電源供給回路１１ ０が存在することは、直流電流を前記時間Ｔの間型光灯の予熱と始動のため供給 することであり、この時間Ｔ２の終期に前記蛍光灯が始動され、ンダクター５６ の端子電圧が低い値になり、前記回路１５０は直ちに立ち上がり、前記変動回路 １２０と発振回路１３０は運転状態となることは容易に理解される。

この事実から見て、直流電流は、前記時間Ｔ２の間のみ前記キャパシター１１を 充電し、前記変動回路１２０及び前記発振回路１３０は、可能な限り経済的なも のになる。

前記回路１３０の最も有効な具体的構成は、第３図にい示されている。この回路 １３０は、集積回路構成２９及び２つの抵抗２８．２５から構成される第１の分 圧用ブリッジ、及び前記ラインｅ及び９４２１間に接続されたキャパシター２０ からなる。この集積回路構成２９は、まず前記ラインｅ及びラインｆに端子Ｖ及 びｍがそれぞれ接続された３つの同抵抗値の分圧用の抵抗ブリッジ３００からな る。それに加えて、２つのコンパレーター３１０及び３２０からなる。

コンパレーター３１０に正電位が入力されると、該コンパレーター３１０は、端 子Ｔｈを介して、抵抗２８及び２５の接続点Ｘ１に接続される。そして負電位が 入力されると、第１及び第２の抵抗３００間の第２の接続点ｙ１に接続される。

第２のコンパレーター３２０に負電位が入力されると、該コンパレーター３２０ は、端子Ｔを介して前記抵抗２５及びキャパシター２０間の接続点ｘ２に接続さ れる。この第２のコンパレーター３２０に正電位が入力されると、該コンパレー ター３２０は、第２及び第３の抵抗３００間の接続点ｙ２に接続される。第１の コンパレーター３１０の出力は、フリップフロップ３３０の入力Ｒに入力され、 第２のコンパレーター３２０の出力はフリップフロップ３３０の入力Ｓに入力さ れる。このフリップフロップ３３０の出力は、演算増幅器３４０で増幅され、こ の増幅器３４０は、高電位低電位間で略２００ＩＩＩＡの出力を現わす。

この出力信号は、次いで、直流回路成分を除去するために、キャパシター２４を 介して１次側コイル３０の一端に印加される。前記コイル３０の他端は、前記ラ インｆに接続される。又前記フリップフロップ３３０の出力は、抵抗３６０を介 してトランジスター３７０のベースを制御するインバータ３５０に印加される。

このトランジスター３７０は、キャパシター２０を短絡させ又は短絡させないこ とを選択する。

回路１３０が動作すると、点ｙｌとｙ２との電位は、それぞれ電源電圧の２／３ と１／３とに等しくなる。

キャパシター２０が放電すると、電圧Ｘ２は事実上０となり、電圧Ｘ１は、ｙｌ とｙ２との中間値になる。そのため、コンパレーターの接続を考慮すると、フリ ップフロップ３３０の入力Ｒは、その人力ＳがＨＩ状態になっている間はＬＯＷ 状態となっている。それゆえフリップフロップ３３０の出力はＨＩ状態、また、 トランジスター３７０を制御するインバーター３５０の出力はＬＯＷ状態となり 、それによってこのトランジスターは非接続状態となる。キャパシター２０は電 圧ｘ２がｙ２よりも大きくなるように、そして電圧ｘ１がｙｌよりも大きくなる ようにゆっくりと充電する。そのとき、入力Ｒは入力ＳがＬＯＷ状態になるのと 同時にＨＩ状態に変化する。その結果、フリップフロップ３３０の出力はＬＯＷ 状態が終了して、インバーター３５０の出力はＨＩ状態が終了する。すなわち、 トランジスター３７０は飽和し、キャパシター２０は短絡される。このキャパシ ター２０は放電され、電圧ｘ１とＸ２とは、フリップフロップ３３０の状態の新 たな変化によって形成されるｙｌとｙ２との電圧よりも低い値まで低下し、この ようにしてトランジスター３７０が再度動作する。この回路は、本質的にキャパ シター２０の容量による充放電速度によって周波数が自動的に発振されることが 理解される。

電気的構成要素２９の制御人力Ｃは、分割ブリッジの点ｙ１へのアクセスを許可 する。これによって、ＶＸが点ｙ１に、ｖ　ｘ　／　２　　が点ｙ２にというよ うに異なるスレッショルド電圧が適用され、発振周波数を種々に限定する。この 端子Ｃは、蛍光灯によって作られる光の強さを調整するこの発振器の周波数を調 節するために、選択された電圧をそこに供給するために用いられる。

第１の具体例に関連する周波数変調回路１２０は第２図に示されている。この回 路は、一端は抵抗２５とキャパシター２０との接続点に、他端はそのエミッター がラインｆに接続されたトランジスター１４のコレクターに接続されたキャパシ ター２７を本質的に含む。このトランジスター１４のベース用の制御回路は、ラ インｆと抵抗２３とツェナーダイオード２６間の接続点との間で並列接続された 充１キャパシター２２と放電抵抗２１はもちろんのこと、最初に直列接続されて いる抵抗２３と、ラインｅとこのトランジスター１４との間のツェナーダイオー ド２６を含む。

キャパシター２２がまだ放電状態にある間、整流された直流電圧がラインｅに供 給されると、ツェナーダイオード２６の入力電圧は低下し、トランジスター１４ は非接続状態になる。そのとき、発振回路１３０は、充電回路の共振周波数とは 異なる周波数に上昇されてまさに前述したように動作する。蛍光灯の電極は、そ れゆえに予熱される。抵抗２３によって充電されたキャパシター２２の正側端子 がツェナーダイオード２６のスレッショルド電圧とトランジスター１４のベース −エミッター電圧の和に達したときには、ついにはそのコレクター−エミッター 接続が導通状態となり、キャパシター２０に並列接続されているキャパシター２ ７の接続が許される。このために、回路１３０によって出力される周波数は、充 電回路の共振で作られた周波数を得るために突然低下し、蛍光灯が直ちにオンす る。逆に言えば、ダイオードが主電源から切り放されると、抵抗２１は、キャパ シター２２が内部放電よりもさらに早（放電されるようにし、予熱段階を伴う装 置の系統的な起動を安全なものとする。

回路１３０に好都合な第２の具体例は、第４図に示されている。この発振回路１ ３０は第１インバーター８０を含み、その出力は、ダイオード８２を介して第２ インバーター８３の入力に接続される。インバーター８３の出力は、それ自身が キャパシター８４と抵抗８６とが直列接続された第１インバーター８０の入力に 接続される。バリスター８５は、インバーター８０の出力とキャパシター８４及 び抵抗８６の接続点との間に接続される。インバーター８３の出力における信号 は、キャパシター２４に供給される前に、４つの並列接続されたインバーター８ ６によって増幅される。４つのインバーター８６と同様の２つのインバーター８ ０と８３とは、１つのケース内に組み立てられたＭＯＳ型のものであり、ライン ｅとｆとの間に接続される。

ダイオード８２が短絡され、キャパシター８４が最初に放電されていると仮定す ると、発振器の動作は、以下の通りである。６つのインバーターが一斉に動作す ると、インバーター８３の出力の電位はＬＯＷの状態に一致する。というのは、 キャパシター８４が放電しているからである。これは、その入力においてＨＩ状 態に、インバーター８０の出力においてＨＩ状態に、またこのインバーター８０ の入力においてＬＯＷ状態に一致する。バリスター８５は、その一端がＨＩ状態 にあるインバーター８０の出力に、他端がこのようにＬＯＷ状態にある放電され たキャパシター８４に接続されている。これによってこのキャパシター８４の充 電に相応する電流は、バリスター８５を介して流れる。

キャパシター８４とバリスター８５との接続点の電圧は、抵抗８Ｇの手段によっ てインバーター８０の入力に供給され、キャパシター８４の充電の増加とともに 増加する。接続点におけるこの電圧がラインｅの電源電圧の５０％まで達すると 、インバーター８０はトリップし、それゆえにその出力においてＬＯＷの状態に 変わるインバーター８３の入力においてはＨＩ状態となる。抵抗８５とキャパシ ター８４の端子の電位は、このキャパシター８４の放電電流の流れに起因してこ のように逆になる。後者が放電すると、バリスター８５とキャパシター８４間の 接続点の電圧は再びＬＯＷになり、この電圧は抵抗８６によってインバーター８ ０の入力に供給される。このインバーター８０はこのようにトリップし、その回 路は最初の状態に戻る。そして上記したようなサイクルが再び開始する。この回 路１３０は、それゆえにバリスター８５の抵抗値とキャパシター８４の容量とに よって予め決定されている周波数を発振する。インバータ８３の出力におけるこ の発振は、キャパシター２４を介してトランスの一次側３０に供給される前に並 列接続されている４つの他のインバーター８６によって増幅される。

例えばラインｅに１０％の最小電圧がインバーター８０の出力とインバーター８ ３の入力との間にラインｇによって供給されると、キャパシター８４はこの与え られた最小電圧以下の値までは放電できない。言換えれば、このキャパシター８ ４は、以前よりも早期にインバーター８０のトリップを生じさせる電源電圧の５ ０％に一致する電圧にさらに早く達する。

それゆえに、上記した発振は上昇された周波数でさらに早く起こる。ダイオード ８２は、ラインｇのその制御電圧の適用を正確に許可し、同時にインバーター８ ０の出力の妨害からこの電圧を保護する。

回路１３０のこの第２の具体例に関連する周波数変調回路１２０は、第４図に示 されている。この回路は、基本的には、キャパシター７３と、ラインｅとでとの 間で直列に接続されている抵抗７１及び７２とによって形成される電圧分割ブリ ッジを含む。高抵抗値の抵抗７゜は、装置がオフした時に、最終的には放電を可 能にするキャパシター７３に並列接続されている。この周波数変調回路１２０は また、一方が抵抗７１と７２との接続点、及び、他方がラインｇを介してダイオ ード８２のカソードとインバーター８３の入力との接続点の間で直列接続されて いる抵抗７５とダイオード７６を含む。

この直列接続は、抵抗７１．７２の接続点における電圧がインバーター８３の入 力に供給されることを可能とする。　整流された直流電圧は、抵抗７０を介して 予め放電されたキャパシター７３を有するラインｅに、抵抗７１と７２との大き な充電電流の流れを伴って供給される。ｉｔ位差はそれゆえに抵抗７２の端子間 で形成され、抵抗７５とダイオード７６とを介してインバーター８３の入力に供 給される。ダイオード７６は、発振した信号を逆行させることなくこの電圧を発 信回路１３０に供給することを可能とする。抵抗７５は、電圧パラメーターのみ によって決定されるインバーター８３の入力に供給される電流の大きさを制限す る０発振回路１３０はこのようにして動作を開始すると、前記したように、充電 回路の共振周波数よりも高い周波数に上昇し、蛍光灯の余熱を可能にする。キャ パシター７３が徐々に放電するにしたがって抵抗７２に流れる電流の大きさが低 下し、同時に回路１３０の発振周波数が低下する。

このキャパシター７３が完全に充電されると、ラインｇにはこれ以上の電圧が現 われず、回路１３０は、キャパシター８４の容量とバリスター８５の抵抗値とに よって決まる周波数で発振し、この周波数は蛍光灯のスイッチオンを直接に誘起 する充電回路の共振周波数に一致する。　ラインｇに供給されている電圧による 回路１３０の発振周波数の制御の可能性は、蛍光灯の動作中、おおよそ共振値と なっている発振周波数のわずかな変化によって光束を調節することに利用される のが好ましい。これは、ラインｈのポイント２２において直流電圧を入力する付 加回路の手段によって成される。この付加回路は、ラインｈと抵抗７５との間に 直列に接続された抵抗９１とダイオード９５とから構成される。

キャパシター９２．抵抗９３とツェナーダイオード９４は、一端がラインｆに、 他端が抵抗９１とダイオード９５のアノード間の接続点に並列に接続される。抵 抗９１は電流の大きさを制限する。キャパシター９２はノイズを抑制する。ツェ ナーダイオード９４は、供給される電圧が発振回路１３０の障害とならないよう にして、ラインｅの１を源電圧の１／２の超過値に達することを防止する。そし て最後に、そのダイオード９５は、この制御電圧を予熱を妨げることな（与える ことを可能とする。

第５図に示される具体例においては、抵抗３８゜ダイオード３９とキャパシター ３２、最低電圧を維持するための前記した回路ｉｏ０，１０５，１１０と１１５ と同様の回路３０／３７と３１／４０が接続されたトランジスター１３５の集積 制御回路が示されている。

発振回路と周波数調整回路は、第４図に示されたものと同様である。しかしなが ら、蛍光灯の起動時、利用される状況が起こらなければならず、付加された装置 は、蛍光灯の予熱の間、光束の調整用に接続された回路をロックすることが要求 される。この装置は、コレクターとエミッターがそれぞれキャパシター９２の端 子、換言すれば、ダイオード９５のアノードとラインｆとの間、そのベースがツ ェナーダイオード１３４によって接続されたトランジスター１３０と、キャパシ ター７３と抵抗７４との共通接続点に直列に接続された抵抗１３３とから構成さ れる。

キャパシター７３の充電中は、ツェナーダイオード１３４は、第１ラインの電圧 の１／４にほとんど一致する割合であり、抵抗１３３を介してトランジスター１ ３０のベースに流れ込む電流を与え、その結果、予熱の持続中にそれをグランド に接続することによって制御の入力で与えられるどのような電圧も除去される。

予熱が完了すると、キャパシター７３とツェナーダイオード１３４との共通接続 点における電圧は、ダイオード１３４の値まで低下し、ベース電流が存在しない ことによってトランジスター１３０は不作動となる。接続された変調回路の入力 の電圧は、再度活性化される。

トランジスター３４と３６は、ＭＯＳ型のトランジスターであることが望ましく 、それぞれのトランジスターに対しては、保護回路１４２，１４４と同様な回路 を備えることが好ましい、具体的には回路１４２において、トランジスター３４ のドレイン−ソース間のどのような過電圧もダイオード５０によって保護され、 そのグリッド−ソース間のどのような過電圧も、直列接続されているがグリッド −ソース間に向き合って接続されているツェナーダイオードのブリッジによって 保護される。ドレイン−ソース間の電流サージの保護は、トランジスター３４の ソースと中間点Ｍとの間に接続されている低抵抗値の抵抗３９によって行なわれ る。この抵抗を介しての電流の流れによって生ずる電圧降下は。

ダイオード３８の手段、エミッター／コレクター接続がダイオード３５を介して 短絡回路となっているトランジスター３７のベースとエミッターとの間、トラン ジスター３４のグリッドとソースとの間の電圧によって形成される。故に、抵抗 ３９を介して流れる電流の強さが例えば４Ａ超過していたとすると、トランジス ター３７のベースとエミッタとの間の電位差は、飽和状態になってすぐにそのグ リッド電圧よりも低下し、このために、トランジスター３４を非接続状態にする 。トランジスター１４４の保護回路１４４は、前述された回路１４２と全（同一 である。　本発明による装置は、非常に低容量であるか全く容量のないフィルタ ーキャパシター１６によって、百ＫＨｚオーダーの高周波数が除かれた整流され た主電圧の充電回路への供給を可能にする。このフィルター用キャパシターの除 去作用によって、主電圧の誘導歪によって干渉する百ＫＨｚオーダーの電源ノイ ズが除去される。新たに規定された電子技術標準に従うことは別として、本装置 の多くのものは、組立者が有している電子技術的配線技術に限定されることなく 、組み立てられ、取付けることができる。はぼ完全な主電圧が要求される非常に 特別な場合には、本装置は百ＫＨｚオーダーの非常に低いノイズをまだ誘起して いることが確認される。

このために、一時のノイズ抑制回路１００が用意される。この回路１００は、ラ インａとｂとにそれぞれ逆位相に接続された２つのコイル２と３、そのコイルの 上流側に接続されたキャパシター１、そのコイルの下流側に接続されたキャパシ ター４と５とのブリッジ、換言すれば整流回路６に接続されるものから構成され る。

キャパシター４と５との接続点は、そのために物理的にグランドに接続される。

したがって、高周波ノイズはコイル２と３とによって生ずるけども、それ自身反 対方向に打ち消され、これに対して低周波数の主電圧はなんなくこの回路１００ を通過して整流回路６に至る。

限定されないために、主な要素の好ましい数値を例示すれば、以下のとおりであ る。

Ｒ９＝５０にΩ　　　　Ｒ２３＝１００にΩＣ１１＝４７０μＦ　　　Ｃ２２＝ １０μＦＲ１２＝１００ｋＯＲ２５＝１にΩ Ｃ１７＝１０μＦ　　　　Ｃ２７＝４７ｐＦＣ２０＝１０９Ｆ Ｃ１１０＝２２μＦ　　　Ｉ２９＝ＩＣ５５５Ｃ７３＝１０μＦ　　　　Ｔ３４ ．４３＝ＩＲＦ８３０Ｒ７４＝１０ｋＱ　　　　Ｒ３２，４０＝２２ΩＲ７２＝ ４７にΩ　　　Ｌ５６．５１＝１ｍＨＲ７５＝１００にΩ　　Ｌ６６＝Ｌ５６を ３回持回Ｒ８６＝１０にΩ　　Ｃ６１＝１０μＦＲ８５＝２０にΩ　　　Ｚ６０ ＝１６Ｖ／ｌＷ３Ｃ８４＝１ｎＦ　　　　Ｃ５４＝１００ｎＦ１５００ＶＣ６７ ＝１００ｎＦ１５００Ｖ 上記の装置は本当に複雑であるが、列挙される構成要素は一般的に非常に小さい ものであるから、その装置は約長さ８８ｍｍ、幅１０ｍｍ、厚さ１５ｍｍの小さ な板に容易に組み立てることができる。この装置は、完全なオートメーション機 械を用いて確実に大量生産することができる。さらにトランジスター３２．４０ を特選することで、本装置の信頼性は当然に得られるべき低温域全体に渡る動作 において向上する。

多くの改善は、本発明の範囲内において本装置に対して成されるであろう。

国際調査報告 １１１１−〜−−−輪−・ｐＣ〒／Ｐ’ｆｌＱｌ’ｌ／ｆｌｌ’１１ぺ鳴国際調 査報告 ５Ａ　　３５４１８

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. １．予熱可能な第１及び第２の電極を有する蛍光灯を点灯させ、かつ電流を供給 する電子装置において、交流の主電流を整流し、整流された電流を第１ライン及 び第２ライン（ｃ，ｄ）に出力する整流回路（６）と、 インダクタンス（５１，５６）、蛍光灯の第１電極（５２，５７）、キャパシタ ー（５５，５９）及び蛍光灯の第２電極（５３，５８）の直列接続で構成されて いる１つの共振充電回路あるいは当該直列接続で構成されている各々の充電回路 に並列に接続される数個の共振充電回路と、 装置の第１及び第２電源ライン（ｃ，ｄ）間に直列に接続された２つのトランジ スター（３４，４３）を含み、前記充電回路に至るそれらの接続点に接続される 増幅段と、 それぞれの前記トランジスター（３４，４３）が交互に導通状態となるように前 記トランジスターを駆動する制御回路（１３５）に接続された発振回路（１３０ ）と、 その装置の整流回路（６）の出力には、キャパシターがないか，または０．０４ μＦ以下のキャパシタンスを有する随意のキャパシター（１６）を有し、装置が 起動したときに発振回路（１３０）の周波数を変化させる回路（１２０）と、 前記発振回路（１３０）及び周波数変調回路（１２０）に第３ライン（ｅ）と第 ４ライン（ｆ）とによって直流電源を供給するため、装置の起動中に作動する時 限電源回路（１１０）及びその充電回路またはその内の１つの充電回路に接続さ れ、増幅段と蛍光灯との電源に対して蛍光灯の遮断電圧に相当する最低電圧を供 給する回路と同様に装置の定常動作時に作動する主電源回路（１５０）とを有す ることを特徴とする電子装置。
2. ２．請求の範囲第１項記載の装置において、時限電源回路（１１０）は、整流回 路（６）から供給される直流電気エネルギーを蓄積し、このエネルギーを第３ラ イン（ｅ）によって供給する手段（１１）と、キャパシター（１７）によって制 御される制御要素を備えたスイッチング手段とを有し、そのスイッチング手段は 、前記蓄積手段（１１）による電気エネルギーの蓄積の第１段階の間、周波数変 調回路（１２０）と発振回路（１３０）とからの第４ライン（ｆ）を介しての第 ２ライン（ｄ）への直流電流の戻りを遮断し、キャパシター（１７）は所定時間 の後再度充電され、前記戻りが再確立されるもとを特徴とする電子装置。
3. ３．請求の範囲第１項記載の装置において、発振回路の定常電源回路（１５０） と周波数変調回路とは、充電回路あるいはそのうちの１つの充電回路のインダク タンス（５６）のコイル（６６）であるか、または一次側が充電回路に並列接続 されている変圧器の二次コイルであり、前記コイルは、一端が第２電源ライン（ ｄ）に接続され、他端が抵抗器（６５）を介して整流ダイオード（６４）のアノ ードに接続されており、 前記ダイオード（６４）のカソードと第２ライン（ｄ）間に接続されたフィルタ ー用キャパシター（６３）を有し、 充電用キャパシター（６１）と電圧調整ツェナーダイオードとは、その一端が第 ２ラインに、そして他端が、まず整流ダイオード（６４）のカソードに、次にラ イン（ｋ）に、さらに周波数変調回路（１２０）と発振回路（１３０）の第３電 源ライン（ｅ）に並列に接続されていることを特徴とする電子装置。
4. ４．請求の範囲第１項にに記載の装置において、増幅段に最低電圧を供給する回 路は、 その一次コイルが充電回路に並列に接続され、またその二次コイルがまず装置の 第２電源ラインに、次に第１整流ダイオード（１０５）のアノードに接続されて いる変圧器（１００）と 第２電源ラインと第１ダイオード（１０５）のカソード間に接続されたキャパシ ター（１１０）とそのアノードが第１ダイオード（１０５）とキャパシター（１ １０）との共通接続点に接続され、そのカソードが第１電源ライン（ｃ）に接続 された第２絶縁ダイオード（１１５）とから成ることを特徴とする電子装置。
5. ５．請求の範囲第１項記載の装置において、発振回路（１３０）は、第３及び第 ４電源ライン（ｅ）と（ｆ）間に並列に接続された第１及び第２駆動ブリッジと 、主に３つの同一の抵抗器（３００）から構成される第１ブリッジと、２つの抵 抗器（２８，２５）から構成される第２ブリッジと、キャパシター２０と、２つ のコンパレーター（３１０，３２０）によって対応する中間点（ｘ１／ｙ１，ｘ ２／ｙ２）の電圧をそれぞれ比較し、第１コンパレーター（３１０）は入力（Ｒ ）に作用し、第２コンパレーター（３２０）はフリップフロップ（３３０）の入 力（Ｓ）に作用し、その出力は、一方では増幅器（３４０）によって増幅されて 制御回路を形成する変圧器（１３５）の一次コイルに供給され、他方では短絡回 路のキャパシター（２０）を選択しうるスイッチング要素（３７０）を駆動する インパーター（３５０）に接続されていることを特徴とする電子装置。
6. ６．請求の範囲第４項記載の装置において、周波数変調回路（１２０）は、キャ パシター（２７）をキャパシター（２０）に並列に接続するか接続しないかを選 択し、キャパシター（２２）の端子の１つにダイオード（２６）を介して接続さ れる制御要素を持つスイッチング要素（１４）から構成され、その端子は、抵抗 器（２３）を介して第３電源ライン（ｅ）にも接続され、キャパシター（２２） の他の端子は、前記第４ライン（ｆ）に接続されていることを特徴とする電子装 置。
7. ７．請求の範囲第１項記載の装置において、発振回路（１３０）は、第１インバ ーター（８０）の出力が第２インバーター（８３）の入力に接続され、その第２ インバーターの出力が直列接続されているキャパシター（８４）と抵抗器（８６ ）とを介して第１インバーター（８０）の入力に接続され、前記２つのインバー ターは第３ライン（ｅ）及び第４ライン（ｆ）によって電源供給され、 第１インバーター（８０）の出力とキャパシター（８４）及び抵抗器の接続点と の間に接続されているバリスター（８５）と 制御信号（１３５）の適用以前に、第２インバーター（８３）の出力からの信号 を増幅する少なくとも２つのインバーターの並列接続とから構成されていること を特徴とする電子装置。
8. ８．請求の範囲第６項記載の装置において、発振回路は、第１インバーター（８ ０）と第２インバーター（８３）との間に挿入されたダイオード（８３）を備え 、前記ダイオードは、バリスター（８５）に接続されたアノードと第２インバー ター（８３）の入力に接続されたカソードとを有しているものであって、周波数 変調回路（１２０）は、第３ライン（ｅ）及び第４ライン間で直列に接続された ２つの抵抗器（７１，７２）とキャパシター（７３）とで本質的に構成された第 １電圧分割ブリッジ及び、その分割ブリッジの２つの抵抗器間の接続点と第２イ ンバーター（８３）の間の抵抗器（７５）とダイオード（７６）の直列接続とか ら構成されていることを特徴とする電子装置。
9. ９．請求の範囲第１項記載の装置において、５０と１５０ＫＨｚとの間の周波数 を濾波する整流回路（６）の上流側に位置する回路（１００）は、主電源ライン （Ａ，Ｂ）に相互に逆位相にしてそれぞれ直列に接続されている２つのコイル（ ２，３）と、ライン（Ａ，Ｂ）間のコイルの上流側に接続されている第１キャパ シター（１）と、 コイルの下流側でライン（Ａ，Ｂ）間接続された，グランドに接続された接続点 を有するキャパシター（５，４）のブリッジとから構成されていることを特徴と する電子装置。
10. １０．請求の範囲第１項記載の装置において、制御回路は、本質的に２つの二次 側が逆位相に接続された変圧器で構成され、トランジスター（３４，４３）は、 ＭＯＳ型のトランジスターであり、そのグリッドとソースとの間の電圧サージは ツェナーダイオードブリッジ（３３／３６，４１／４５）によって、そのドレイ ンとソースとの間の電圧サージはダイオード（５０，４８）によって、電流サー ジは電源に直列に接続された抵抗器（３９，４９）の端子の，ダイオード（３８ ，４７）によってトランジスター（３７，４６）のペースに供給される電圧を形 成するダイオード（３５，４２）を介してグリッドとソースの短絡回路を形成す るトランジスター（３７，４６）で構成される回路によってそれぞれ保護される ことを特徴とする電子装置。