JPH11144860A

JPH11144860A - 高周波加熱装置

Info

Publication number: JPH11144860A
Application number: JP9305431A
Authority: JP
Inventors: Yoshiaki Ishio; 嘉朗石尾; Makoto Mihara; 誠三原; Kazuho Sakamoto; 和穗坂本; Haruo Suenaga; 治雄末永; Daisuke Betsusou; 大介別荘; Kenji Yasui; 健治安井
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1997-11-07
Filing date: 1997-11-07
Publication date: 1999-05-28
Anticipated expiration: 2017-11-07
Also published as: JP3206521B2

Abstract

(57)【要約】【課題】本発明はマグネトロンを用いた高周波加熱装
置のマグネトロン駆動用電源に関するものであり、マグ
ネトロンのインピーダンス変化によって、第１の半導体
スイッチング素子の電圧電流責務の増大を防止すること
である。【解決手段】本発明の高周波加熱装置のマグネトロン
駆動用電源は、駆動回路２０に電圧検出手段３４を設
け、電圧検出手段３４は平滑コンデンサ１４の電圧と比
較する比較手段３６と、基準値を起動時と定常時とで切
り替える切り替え手段３７から構成され、マグネトロン
のインピーダンス変化を検出し、高周波加熱装置を停止
し、第１の半導体スイッチング素子の電圧電流責務の増
大を防止することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電子レンジなどの
ようにマグネトロンを用いて誘導加熱を行う高周波加熱
装置の分野で、特にマグネトロンを駆動する電源装置の
回路構成に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図７は従来の高周波加熱装置のマグネト
ロンを駆動する電源の構成を示す回路図である。これは
商用電源１からの電力供給により、マグネトロン９を駆
動する電源の回路を示しており、商用電源１を整流して
得られる直流電源２は、コイル３と平滑コンデンサ４と
を通して、共振コンデンサ５とリーケージ型トランス６
との並列回路に半導体スイッチング素子７を直列接続し
た回路に電圧を印加している。この半導体スイッチング
素子７が高い周波数で動作する。ここでは、半導体スイ
ッチング素子７としてＩＧＢＴを用いている。リーケー
ジ型トランス６と共振コンデンサ５とを並列接続したも
のが共振回路を構成する。

【０００３】この回路動作について図８を用いて説明す
る。まず、半導体スイッチング素子７に駆動信号Ｖｇが
与えられオンした時、電流Ｉはリーケージ型トランス６
の１次巻線を通って半導体スイッチング素子７に流れ
る。図８（ａ）の波形図では期間（イ）に相当する。時
間Ｔｏｎ後に半導体スイッチング素子７がオフすると、
電流は共振コンデンサ５に向かって流れ始め共振動作を
開始する。これが期間（ロ）である。図８（ｂ）は半導
体スイッチング素子７の駆動信号波形を示している。こ
の時のリーケージ型トランス６の電流をＩ、インダクタ
ンスをＬとすると、リーケージ型トランス６の持つエネ
ルギーＷＬは、ＷＬ＝（Ｌ＊Ｉ²）／２（１）となる。

【０００４】また、電流Ｉは次式で表される。Ｉ＝Ｖｄｃ＊Ｔｏｎ／Ｌ（２）ただし、Ｖｄｃは平滑コンデンサ４の電圧、すなわち、
直流電源電圧である。

【０００５】共振を開始すると、このエネルギーが共振
コンデンサ５に移るので次式が成り立つ。

【０００６】ＷＬ＝（Ｃ＊Ｖ²）／２＋Ｗｍｇ（３）ただし、Ｃは共振コンデンサ５の容量値、Ｖは共振コン
デンサ５の電圧、Ｗｍｇはリーケージ型トランス６の２
次巻線に接続される高圧整流回路８とマグネトロン９と
で消費されるエネルギーである。

【０００７】エネルギーが共振コンデンサ５に移ってし
まうと、共振コンデンサ５からリーケージ型トランス６
に向かってエネルギーが供給されるようになり期間
（ハ）に示すように減衰しながら共振動作が継続する。
共振動作を安定に持続させるためには、マグネトロン９
で消費されたエネルギー分を補充する必要がある。この
ため期間（ニ）で半導体スイッチング素子７を再びオン
させて、リーケージ型トランス６の１次巻線にエネルギ
ーの供給を行う。半導体スイッチング素子７のコレクタ
−エミッタ間電圧Ｖｃｅがゼロになったタイミングで半
導体スイッチング素子７を再びオンさせることにより、
スイッチング損失を低減することが共振型回路の特徴で
ある。リーケージ型トランス６の１次巻線電圧波形Ｖｐ
は図８（ｃ）に示される共振波形となる。半導体スイッ
チング素子７のＶｃｅは、Ｖｃｅ＝Ｖｄｃ−Ｖｐ（４）ただし、Ｖｐは１次巻線電圧で表されるので、その波形は図８（ｄ）のように表され
共振の作用により電圧のピーク値が高くなる。期間
（ロ）〜（ハ）の期間Ｔｏｆｆは図７に示される回路図
の、共振コンデンサ５、リーケージ型トランス６及び、
２次巻線に接続される高圧整流回路８、マグネトロン９
の回路定数とリーケージ型トランス６に与えられるエネ
ルギーの大きさによって決定される。Ｖｃｅがゼロ以下
になるためにはＶｐ≧Ｖｄｃとなる期間（ハ）が必要と
なる。期間（ニ）で再び半導体スイッチング素子７をオ
ンさせて、マグネトロン９で消費されたエネルギーを補
充すれば共振動作を安定に持続させることができる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、負荷と
なるマグネトロン９は管内放電などのように、急激なイ
ンピーダンス変化を起こすものである。このように急激
なインピーダンス変化を起こした際に、前述した共振回
路の動作に影響を与える。すなわち、リーケージ型トラ
ンス６の等価回路は図９（ａ）に示すような構成であ
り、リーケージ分のインダクタンスと理想トランスで表
現することができる。一方、マグネトロン９が管内放電
等のインピーダンス変化を起こした場合、リーケージ型
トランス６の２次側の負荷が無くなってしまうため、リ
ーケージ型トランス６の等価回路は図９（ｂ）のように
なり、リーケージ分のインダクタンスしか持たなくな
る。このため、（２）式で示される半導体スイッチング
素子７を流れる電流の傾きが大きくなり、その動作波形
は図１０に示すようになる。このため、半導体スイッチ
ング素子７に過大な電流および電圧が継続的に印加され
ることになり、半導体スイッチング素子７の耐電圧が高
くなり、結果として大型化、高コスト化になってしまう
という課題があった。

【０００９】

【課題を解決するための手段】商用電源を整流して得ら
れる直流電源と、前記直流電源に接続されるコイルと、
その出力を平滑する平滑コンデンサと、前記直流電源に
接続されるリーケージ型トランスと、前記リーケージ型
トランスの１次巻線に直列に接続される第１の半導体ス
イッチング素子と、前記リーケージ型トランスの１次巻
線に直列または並列に接続される第１の共振コンデンサ
と、前記１次巻線に直列または並列に接続される第２の
共振コンデンサと第２の半導体スイッチング素子の直列
接続と、前記リーケージ型トランスの２次巻線に接続さ
れる高圧整流回路と、前記高圧整流回路に接続されるマ
グネトロンと前記第１、第２の半導体スイッチング素子
を駆動する駆動回路と、前記平滑コンデンサの電圧変化
を検出する電圧検出手段と、前記電圧検出手段は基準値
と、平滑コンデンサ電圧の検出レベルを比較する比較手
段と、基準値を切り替える切り替え手段とを設け、起動
時と定常時とで基準値を切り替える構成とすることによ
り、マグネトロンのインピーダンス変化による、半導体
スイッチング素子への過電流、過電圧が継続的に印加さ
れることはなく、速やかに回路動作停止を行うことがで
きる。

【００１０】

【発明の実施の形態】商用電源を整流して得られる直流
電源と、前記直流電源に接続されるコイルと、その出力
を平滑する平滑コンデンサと、前記直流電源に接続され
るリーケージ型トランスと、前記リーケージ型トランス
の１次巻線に直列に接続される第１の半導体スイッチン
グ素子と、前記リーケージ型トランスの１次巻線に直列
または並列に接続される第１の共振コンデンサと、前記
リーケージ型トランスの１次巻線に直列または並列に接
続される第２の共振コンデンサと第２の半導体スイッチ
ング素子の直列接続と、前記リーケージ型トランスの２
次巻線に接続される高圧整流回路と、前記高圧整流回路
に接続されるマグネトロンと前記第１、第２の半導体ス
イッチング素子を駆動する駆動回路と、前記平滑コンデ
ンサの電圧変化を検出する電圧検出手段と、前記電圧検
出手段は基準値と、平滑コンデンサ電圧の検出レベルを
比較する比較手段と、基準値を切り替える切り替え手段
とを設け、起動時と定常時とで基準値を切り替え、前記
平滑コンデンサの検出レベルが基準値以上または以下に
なると前記駆動回路を停止する構成とした。これによ
り、マグネトロンのインピーダンス変化による、半導体
スイッチング素子への過電流、過電圧が継続的に印加さ
れることはなく、速やかに回路動作停止を行うことがで
きる。

【００１１】また、商用電源を整流して得られる直流電
源と、前記商用電源の電圧を検出する商用電源電圧検出
手段とを備え、前記商用電源電圧検出手段は、ダイオー
ドとツェナーダイオードとの直列回路から成り、前記商
用電源電圧検出手段の出力信号は電圧検出手段に入力さ
れる構成とした。これにより、落雷による過電圧の発生
時や、スパーク時の速やかな回路動作停止を行うことが
でき、一部の回路を共用するので少ない回路部品点数で
構成することができる。

【００１２】また、コンデンサ電圧の検出レベルが基準
値以上または以下になった回数により、駆動回路に停止
信号を出力する停止の判断手段を設ける構成とした。こ
れにより、前記駆動回路に停止信号を出力する停止の判
断手段を設ける構成とすることにより、回路動作に大き
な影響を与えない程度の瞬時の過電圧や、外来ノイズで
停止機能が作用しないようにすることが可能である。

【００１３】

【実施例】以下本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。

【００１４】（実施例１）図１は本発明の実施例１の高
周波加熱装置に用いるマグネトロンを駆動する電力変換
器の回路構成を示す回路図である。同図において、１１
は商用電源、１２は商用電源１１を整流して得られる直
流電源、１３はコイル、１４は直流電源１２を平滑する
平滑コンデンサ、１５は第１の共振コンデンサ、１６は
リーケージ型トランス、１７は第１の半導体スイッチン
グ素子、１８は第２の共振コンデンサ、１９は第２の半
導体スイッチング素子、２０は駆動回路、２１は全波倍
電圧整流回路、２２はマグネトロンである。また、本実
施例における他の回路構成図を図１０に示す。本実施例
は第１の半導体スイッチング素子１７をＩＧＢＴ２３
と、それに並列に接続されるダイオード２４から構成し
ている。第２の半導体スイッチング素子１９も同様にＩ
ＧＢＴ２５とダイオード２６とから構成している。

【００１５】駆動回路２０は、その内部に第１の半導体
スイッチング素子１７と第２の半導体スイッチング素子
１９の駆動信号をつくるための発振部を有し、この発振
部で所定周波数とデューティーの信号が発生され、第１
の半導体スイッチング素子１７に駆動信号を与えてい
る。第２の半導体スイッチング素子１９には、第１の半
導体スイッチング素子１７の駆動信号の反転信号に遅延
時間を持たせた信号が与えられる。

【００１６】この回路の動作についてリーケージ型トラ
ンス１６の１次巻線電圧Ｖｐの波形図である図２を参照
して説明する。第１の半導体スイッチング素子１７の電
圧Ｖｃｅは、この１次巻線電圧Ｖｐと、直流電源の電圧
Ｖｄｃとで前述の式（４）のように表される。

【００１７】Ｖｃｅ＝Ｖｄｃ−Ｖｐ（４）まず、ＩＧＢＴ２３がオンしている時コレクタ電流Ｉｃ
がリーケージ型トランス１６の１次巻線を通って流れ
る。１次巻線電圧Ｖｐは、ＩＧＢＴ２３がオンしている
ので直流電源電圧Ｖｄｃになり、これが同図のモード
（イ）に当る。この時、リーケージ型トランス１６の２
次巻線出力は全波倍電圧整流回路２１のコンデンサ２７
の充電を始める。コンデンサ２８の初期電圧がＶ２にな
っているとすると、コンデンサ２７の電圧Ｖ３とが、Ｖ２＋Ｖ３＞Ｖｂｍ（５）Ｖｂｍ：マグネトロン発振開始電圧の関係になるとマグネトロン２２を発振させることがで
きマグネトロン２２にアノード電流が流れ始める。

【００１８】第１の半導体スイッチング素子１７がオフ
すると、リーケージ型トランス１６の１次巻線に流れて
いた電流は第１の共振コンデンサ１５に向かって流れ始
める。このとき、リーケージ型トランス１６の２次巻線
出力はコンデンサ２８の充電を始め、１次巻線電圧Ｖｐ
は同図のモード（ロ）に当る。このとき、（５）式を満
たすと、再びマグネトロン２２は発振を開始し、アノー
ド電流が流れ始める。第１の共振コンデンサ１５の電圧
が第２の共振コンデンサ１８の初期電圧に到達すると、
第２の半導体スイッチング素子１９を構成するダイオー
ド２６がオンし、第２の共振コンデンサ１８の充電が開
始され、モード（ハ）となる。

【００１９】第２の共振コンデンサ１８は第１の共振コ
ンデンサ１５に比べて、その容量値を大きくしてあるの
で電圧の傾きが、急激に緩やかになる。リーケージ型ト
ランス１６の１次巻線から第２の共振コンデンサ１８に
向かって流れていた電流が、反対に、第２の共振コンデ
ンサ１８から１次巻線に向かって流れるようになると、
モード（ニ）に移行する。この時点で、第２の半導体ス
イッチング素子１９を構成するＩＧＢＴ２５をオンさせ
ておく必要がある。任意の時間Ｔ１でＩＧＢＴ２５を遮
断すると、第１の共振コンデンサ１５からリーケージ型
トランス１６の１次巻線に向かって電流が流れ始め、モ
ード（ホ）に移行する。この時の電圧の傾きは急にな
る。この電圧がＶｄｃになったとき、（４）式より、第
１の半導体スイッチング素子１７の電圧が零になるの
で、この時点で第１の半導体スイッチング素子１７を再
び駆動させると、モード（イ）から同様な動作を繰り返
すことになり、スイッチング損失を低減させるスイッチ
ング動作が実現できる。前述した第２の共振コンデンサ
１８の初期電圧Ｖｓは、モード（ニ）で、第２の半導体
スイッチング素子１９をオンさせる任意の時間Ｔ１によ
り決定される。すなわち、第２の半導体スイッチング素
子１９のオン時間を長くすればするほど、第２の共振コ
ンデンサ１８の初期電圧が下がり、結果として第１の半
導体スイッチング素子１７の電圧を下げる事ができる。
このように、従来の回路構成では実現できなかった。第
１の半導体スイッチング素子１７のオフ時間、言い換え
れば、第２の半導体スイッチング素子１９のオン時間を
任意に設定することができるようになり、さらに、第２
の共振コンデンサ１８の容量を第１の共振コンデンサ１
５に比べて十分大きな容量値とすることにより、第１の
半導体スイッチング素子１７の電圧を低減（クランプ）
することができる。

【００２０】ここで、マグネトロン２２について説明し
ておく。マグネトロン２２はテレビ周波数帯にノイズを
発生するので、このノイズを除去するためにフィルタが
用いられている。このフィルタの構成は図１に示すよう
に、カソードに直列に挿入されるコイル２９、３０とア
ノードとカソード間に接続されるコンデンサ３１、３２
およびカソードに並列に接続されるコンデンサ３３から
なる。カソードのインピーダンスＺＣは０．３Ω程度で
あり、コイル２９，３０のインピダンスＺＬはカソード
の電流の周波数ｆとすると、ＺＬ＝２＊π＊ｆ＊Ｌ（６）で与えられ、周波数を４０ｋＨｚとすると約０．５Ωと
なる。この値はカソードのインピーダンスＺＣと同程度
の値を持ち、カソード電流を決定する大きな要因とな
る。マグネトロン２２の速やかな起動のためには、大き
なカソード電流を流す必要がある。このためには、周波
数を下げてコイル２９，３０のインピーダンスを小さく
すればよいことがわかる。例えば、周波数を２０ｋＨｚ
にすると、（６）式からコイルのインピーダンスは約４
０ｋＨｚのときの１／２となる。これによりカソード電
流を増大することができる。本発明では駆動回路２０に
起動時と定常時とで動作周波数を切り替える構成を持た
しており、起動時は定常時より低い周波数で動作させる
ことにより、マグネトロン２２のフィルターを構成する
コイル２９，３０のインピーダンスを低減し、カソード
電流が増大させるよう作用する。起動時の周波数を低く
する事により、十分なカソード電流を流すことができる
ので、従来例のように起動時にリーケージ型トランス１
６の２次巻線に大きな電圧を出す必要がない。２次巻線
電圧は１次巻線電圧と比例関係にあり、さらに、直流電
源電圧Ｖｄｃと第１の半導体スイッチング素子１７に印
加する電圧Ｖｃｅと１次巻線電圧ＶＬ１とは、Ｖｄｃ＝ＶＬ１＋Ｖｃｅ（７）の関係があるので、第１の半導体スイッチング素子１７
の電圧Ｖｃｅと２次巻線電圧とは比例関係にあることが
わかる。

【００２１】従って、２次巻線電圧を適切な値にするた
めには、Ｖｃｅをそれに相当する電圧になるように制御
すればよい。

【００２２】マグネトロン２２の駆動には高電圧が必要
であるが、高電圧になる部分に埃、油煙等が付着してい
くとスパークを起こすことが考えられ、スパークが発生
した場合は速やかに回路の動作を停止することが好まし
い。このため、本発明の高周波加熱装置に用いるマグネ
トロン駆動用電力変換装置は、図１に示すように、高調
波成分が直流電源１１に伝わらないようにするために設
けられるコイル１３と平滑コンデンサ１４とからなるフ
ィルタの平滑コンデンサ１４の電圧変化を検出する電圧
検出手段３４と、基準値３５と比較手段３６が設けられ
ている。比較手段３６は電圧検出手段３４の出力と、基
準値３５とを比較し、電圧検出手段３４の出力が大とな
れば、駆動回路２０に停止信号を出力し、回路動作を停
止させる。

【００２３】リーケージ型トランス１６の２次巻線端子
間でスパークした場合、リーケージ型トランス１６のイ
ンダクタンスが減少するため、第１の半導体スイッチン
グ素子１７のＩＧＢＴ２３がオンすると過大な電流が流
れる。この時の電荷は平滑コンデンサ１４から供給され
るので、過大な電荷の放電により平滑コンデンサ１４の
電圧が急激に減少する。ＩＧＢＴ２３がオフすると、リ
ーケージ型トランス１６の１次巻線に流れていた電流
は、第１の共振コンデンサ１５、さらに第２の半導体ス
イッチング素子１９のダイオード２６を介して平滑コン
デンサ１４に流れる。リーケージ型トランス１６のエネ
ルギーが全て、平滑コンデンサ１４に移ると、反対に平
滑コンデンサ１４から第２の半導体スイッチング素子１
９のＩＧＢＴ２５を介してリーケージ型トランス１６に
流れ始める。ＩＧＢＴ２５がオフすると、リーケージ型
トランス１６の電流は平滑コンデンサ１４に第１の半導
体スイッチング素子１７のダイオード２４を通って平滑
コンデンサ１４に流れることにより、平滑コンデンサ１
４の電圧が急激に上昇する。図２はスパーク時の第１の
半導体スイッチング素子１７のＩＧＢＴ２３の電流波形
Ｉｃとダイオード２４の電流波形Ｉｄ、および平滑コン
デンサ１４の電圧波形Ｖｃ１４を示したもので、同図
（ａ）の正方向がＩｃ、負方向がＩｄで、点線で示され
る時点でスパーク（短絡に近い状態）が発生している状
態を示している。過大な電流Ｉｃが流れ、電圧Ｖｃ１４
が急激に減少し、次の周期で過大な電流がダイオード２
４に流れているので、Ｖｃ１４が急激に増加している。
同図（ｃ）は比較手段３６の出力信号で、Ｖｃ１４の増
加が急になったときに出力信号が出ている。この信号に
より駆動回路２０は停止する。

【００２４】電圧Ｖｃ１４が急激に減少したタイミング
でも検出は可能である。すなわち、基準値３５よりも電
圧検出手段３４の出力が小さくなると、信号を発するよ
うに比較手段３６を構成すればよい。

【００２５】前述したように、起動時は低い周波数にし
てマグネトロンのフィルタを構成するコイルのインピー
ダンスを低減するようにしている。このため起動時の平
滑コンデンサ１４の電圧Ｖｃ１４の変化は定常時よりも
大きくなるので、起動時に前記した電圧検出手段３４
と、基準値３５と、比較手段３６とからなる回路が動作
し駆動回路２０を停止することがある。そこで、起動時
は前記基準値３５を高い値に設定する。切り替え手段３
７のトランジスタは起動時にはオフして基準値３５を高
い電圧に設定し、定常時はオンすることによって、基準
値を低い値に設定している。

【００２６】（実施例２）図４は本発明の実施例２の高
周波加熱装置に用いるマグネトロンを駆動する電力変換
器の回路構成を示す回路図である。同図において、商用
電源１１を整流して得られる直流電源１２は、商用電源
系統に落雷、あるいはその他の要因により急激に電圧上
昇する場合がある。この電圧は通常電圧の数倍から数十
倍になるので、このような電圧が発生した場合は回路保
護のために、回路動作を停止する必要がある。ここで、
前述したスパーク発生時に速やかに回路を停止させるた
めの、高調波成分が直流電源１２に伝わらないようにす
るために設けられるコイル１３と平滑コンデンサ１４と
からなるフィルタの平滑コンデンサ１４の電圧変化を検
出する電圧検出手段３４と、基準値３５と比較手段３６
とを設け、比較手段３６は電圧検出手段３４の出力と、
基準値３５とを比較し、電圧検出手段３４の出力が大と
なれば、駆動回路２０に停止信号を出力し、回路動作を
停止させるという構成は急激な電圧上昇による過電圧を
検出することができる。そこで、商用電源系統の過電圧
発生時も、この構成を用いれば速やかな回路停止が実現
できる。しかしながら、通常動作時において平滑コンデ
ンサ１４の電圧の検出レベルと商用電源系統の電圧の検
出レベルとが互いに干渉しないようにしておかなければ
ならない。このため、商用電源電圧検出手段３８を設
け、これはダイオード３９とツェナーダイオード４０と
の直列回路から構成され、商用電源電圧を抵抗で分圧し
て得られた電圧を前記直列回路を通して、電圧検出手段
３４に入力している。商用電源電圧を抵抗で分圧して得
られた電圧が、電圧検出手段３４に入力される分圧され
た平滑コンデンサ１４の電圧に、ツェナーダイオード４
０のツェナー電圧を足した以上の値にならなければ、電
圧検出手段３４に信号が入力されない。従って、定常動
作時に商用電源電圧検出手段３８の出力が電圧検出手段
３４に作用をおぼよすことがない。さらに、ダイオード
３９をもうけることにより、電圧検出手段３４が商用電
源電圧検出手段３８に作用を及ぼすことがなくなる。こ
のような構成にすることにより、落雷による過電圧の発
生時やスパーク時の速やかな回路動作停止を行う事がで
き、一部の回路を共用するので少ない回路部品点数で構
成することができるという効果がある。

【００２７】（実施例３）図５に示される停止の判断手
段４１は電圧検出手段３４の出力で充電されるコンデン
サ４２とコンデンサの電圧と基準値４３とを比較する比
較器４４から構成される。図３（ｄ）の波形図における
実線はコンデンサ４２の電圧波形を示し、点線は基準値
４３を示す。電圧検出手段３４の出力信号である同図
（ｃ）のパルス信号によりコンデンサ４２が充電する
が、２回目のパルス信号で、コンデンサ４２の電圧が基
準値４３を超えている。この時点で比較器４４の出力信
号が反転し、駆動回路２０を停止する。電圧検出手段３
４の出力信号が何回で停止の判断手段４１が停止の信号
を出力するかは、コンデンサ４２の容量値、あるいは、
コンデンサ４２を充電するときに流れる電流が通る抵抗
４５の大きさ、あるいはコンデンサ４２を放電する抵抗
４６の大きさによって決定される。このような停止の判
断手段４１を設ける目的は、例えば、回路動作に大きな
影響を与えない程度の瞬時の過電圧や、外来ノイズで停
止機能が作用しないようにすることにある。外来ノイズ
や瞬時の過電圧などと、落雷あるいはスパークとを区別
するために、スパークや落雷などは、ある程度の持続性
をもっており、反対に外来ノイズや瞬時の過電圧などは
持続性が少なく単的であるという特徴を生かした判断手
段である。

【００２８】

【発明の効果】商用電源を整流して得られる直流電源
と、前記直流電源に接続されるコイルと、その出力を平
滑する平滑コンデンサと、前記直流電源に接続されるリ
ーケージ型トランスと、前記リーケージ型トランスの１
次巻線に直列に接続される第１の半導体スイッチング素
子と、前記リーケージ型トランスの１次巻線に直列また
は並列に接続される第１の共振コンデンサと、前記リー
ケージ型トランスの１次巻線に直列または並列に接続さ
れる第２の共振コンデンサと第２の半導体スイッチング
素子の直列接続と、前記リーケージ型トランスの２次巻
線に接続される高圧整流回路と、前記高圧整流回路に接
続されるマグネトロンと前記第１、第２の半導体スイッ
チング素子を駆動する駆動回路と、前記平滑コンデンサ
の電圧変化を検出する電圧検出手段と、前記電圧検出手
段は基準値と、平滑コンデンサ電圧の検出レベルを比較
する比較手段と、基準値を切り替える切り替え手段とを
設け、起動時と定常時とで基準値を切り替え、リーケー
ジ型トランスの２次巻線側の高電圧部分でのスパーク発
生により、前記平滑コンデンサの電圧変化が大となるこ
とを検出でき、これにより駆動回路を停止することによ
り、スパーク持続を阻止できるという効果を有する。

【００２９】また、商用電源を整流して得られる直流電
源と、前記商用電源の電圧を検出する商用電源電圧検出
手段とを備え、前記商用電源電圧検出手段は、ダイオー
ドとツェナーダイオードとの直列回路からなり、前記商
用電源電圧の出力信号は電圧検出手段に入力される構成
とすることにより、商用電源系統に生じる落雷時の異常
電圧上昇を検出することができるという効果を有すると
ともに、一部の回路を共用できるので回路の簡素化が実
現できるという効果を有する。

【００３０】また、平滑コンデンサ電圧の検出レベルが
基準値以上または以下になった回数により駆動回路に停
止信号を出力する停止の判断手段を設ける構成とするこ
とにより、外来ノイズや瞬時の過電圧などと、落雷ある
いはスパークとを区別することができるという効果を有
する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１の高周波加熱装置のマグネト
ロン駆動用電源の回路図

【図２】同高周波加熱装置の動作波形図

【図３】電圧検出手段の動作波形図

【図４】本発明の実施例２の高周波加熱装置のマグネト
ロン駆動用電源の回路図

【図５】本発明の実施例３の高周波加熱装置のマグネト
ロン駆動用電源の回路図

【図６】（ａ）本発明の共振コンデンサと半導体スイッ
チング素子との関係を示す回路図（ｂ）同共振コンデンサと半導体スイッチング素子との
関係を示す回路図（ｃ）同共振コンデンサと半導体スイッチング素子との
関係を示す回路図（ｄ）同共振コンデンサと半導体スイッチング素子との
関係を示す回路図

【図７】従来の高周波加熱装置のマグネトロン駆動用電
源の回路図

【図８】従来例の動作波形図

【図９】リーケージ型トランスの等価回路を示す回路図

【図１０】マグネトロンがインピーダンス変化を起こし
た場合の動作波形図

【符号の説明】

１２直流電源１４平滑コンデンサ１５第１の共振コンデンサ１６リーケージ型トランス１７第１の半導体スイッチング素子１８第２の共振コンデンサ１９第２の半導体スイッチング素子２０駆動回路２２マグネトロン３４電圧検出手段３６比較手段３７切り替え手段３８商用電源電圧検出手段４１停止の判断手段４４比較器

フロントページの続き (72)発明者末永治雄大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者別荘大介大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内 (72)発明者安井健治大阪府門真市大字門真1006番地松下電器産業株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】商用電源を整流して得られる直流電源
と、前記直流電源に接続されるコイルと、その出力を平
滑する平滑コンデンサと、前記直流電源に接続されるリ
ーケージ型トランスと、前記リーケージ型トランスの１
次巻線に直列に接続される第１の半導体スイッチング素
子と、前記リーケージ型トランスの１次巻線に直列また
は並列に接続される第１の共振コンデンサと、前記リー
ケージ型トランスの１次巻線に直列または並列に接続さ
れる第２の共振コンデンサと第２の半導体スイッチング
素子の直列接続と、前記リーケージ型トランスの２次巻
線に接続される高圧整流回路と、前記高圧整流回路に接
続されるマグネトロンと前記第１、第２の半導体スイッ
チング素子を駆動する駆動回路と、前記平滑コンデンサ
の電圧変化を検出する電圧検出手段と、前記電圧検出手
段は基準値と、平滑コンデンサ電圧の検出レベルを比較
する比較手段と、基準値を切り替える切り替え手段とを
設け、起動時と定常時とで基準値を切り替え、前記平滑
コンデンサの検出レベルが基準値以上または以下になる
と前記駆動回路を停止する構成とした高周波加熱装置。
【請求項２】商用電源を整流して得られる直流電源
と、前記商用電源の電圧を検出する商用電源電圧検出手
段とを備え、前記商用電源電圧検出手段は、ダイオード
とツェナーダイオードとの直列回路から成り、前記商用
電源電圧検出手段の出力信号は電圧検出手段に入力され
る構成とした請求項１記載の高周波加熱装置。
【請求項３】コンデンサ電圧の検出レベルが基準値以
上または以下になった回数により、駆動回路に停止信号
を出力する停止の判断手段を設ける構成とした請求項１
記載の高周波加熱装置。