JP2001335928A - スパッタリング装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 スパッタリング時にインダクタを流れる電流
を次のスパッタリング時まで循環させ保持し、インダク
タのリセットを不要にして高周波化を可能にし、スパッ
タ電流の立ち上がりを急峻にしてスパッタ効率を向上さ
せること。 【構成】 負極性の直流スパッタ電源１と正極性の逆電
源２を同方向にして直列接続し、それら電源の間に第１
の半導体スイッチ７と第２の半導体スイッチ１０と電流
保持用インダクタ８とを電気的に直列接続し、前記第１
と第２の半導体スイッチの双方がオフである休止期間に
前記第３の半導体スイッチ３１をオンさせて前記電流保
持用インダクタによる電流を前記第３の半導体スイッチ
及び前記スパッタ部Ｓを通して流すようにしたスパッタ
リング装置。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】 この発明は、アーク放電への移
行を防止もしくはアーク放電発生時にはアーク放電を消
孤する機能をもつ直流スパッタリング装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】 直流スパッタリング装置は真空チャン
バ内にアルゴンなどの不活性ガスを導入し、ターゲット
電極に数100Vの負極性電圧を印加することによりプラズ
マ放電を発生させて不活性ガスを正イオン化し、加速し
てターゲット表面に衝突させてターゲット材料を蒸発さ
せ、この蒸気を、正極となる半導体、光ディスクなどの
基板表面に沈着させてターゲット材料による薄膜を形成
する薄膜形成装置である。

【０００３】 このプラズマ直流スパッタリングの性能
を低下させる要因として、プラズマ放電からアーク放電
への移行がある。このアーク放電への移行を防止する方
法として、逆極性、すなわち正極性のパルス電圧を周期
的に加える方法、又はアーク放電を検知して速やかに正
極性のパルスを印加するなどの方法がある。従来、この
正極性のパルスを発生する構成としては、特開平9 −13
7271号公報、特開平7 −150348号公報などに逆パルス発
生回路が提案されている。なお、この明細書で用いる正
極性（逆極性）、負極性とは、スパッタ部の接地された
真空チャンバの電位を基準とした極性を意味する。

【０００４】 図７は特表平8 −510504号公報に開示さ
れた従来例を示し、直流電源５１の出力とスパッタ電極
５２の間に直列にオートトランス５３を接続し、中間タ
ップ５４に半導体スイッチ５５を接続する。オートトラ
ンス５３の両端５８−５９には磁気リセット用のダイオ
ード５６と抵抗５７が並列に接続される。なお、５０は
接地された真空チャンバである。

【０００５】 次に動作を説明する。まず、定常時はス
イッチ５５はオフであり、直流電源５１の負極性電圧、
例えば−800Vがオートトランス５３を通してスパッタ電
極５２に印加される。半導体スイッチ５５を周期的にオ
ンすることによりオートトランス５３の始端子５８と中
間端子５４間に直流電源５１の電圧を印加し、端子５８
と終端子５９に図示極性で電源５１の電圧の1.1 倍程度
の電圧、例えば880Vを発生させる。この電圧は直流電源
５１の出力電圧と逆極性なので、スパッタ電極５２には
直流電源５１の電圧の0.1 倍程度（80V ）の逆電圧パル
スが印加されることになる。この逆電圧パルスがアーク
放電への移行を防止する。

【０００６】 しかし、オートトランス５３は通常鉄心
を使用するので、その磁気飽和を避けなければならず、
このために限られた電圧・時間積（オートトランス５３
の両端間の電圧×スイッチ５５のオン時間）を印加でき
るだけでり、また、スイッチ５５がオフしたときには次
の逆電圧パルス印加時までに、リセット回路を構成する
ダイオード５６と抵抗５７を通してスイッチ５５のオン
期間にオートトランス５３に蓄積された磁気エネルギー
を放出して鉄心の磁化状態を元の状態に戻すこと、いわ
ゆるリセットが必要である。

【０００７】 このため、１回逆電圧パルスを印加する
毎にリセット時間が必要であり、そのリセット時間が経
過するまで次の逆電圧パルスを印加できない。しかし、
スパッタリング装置にあっては１回の逆電圧パルスの印
加によって完全にアーク放電への移行を防げずに、アー
ク放電に移行し易い状態に止めるのがやっとの場合など
がある。このような場合には、下記理由からリセット期
間にアーク放電に再移行することがある。

【０００８】 リセット回路を構成するダイオード５６
と抵抗５７はスイッチ５５のオン期間にオートトランス
５３に蓄積された磁気エネルギーを電流として流して消
費する。したがって、抵抗５７が大きいほど短時間で前
記磁気エネルギーを消費し、リセットを完了する。この
リセット時間を短縮するには、抵抗５７の値を大きくす
ればよいが、リセット時における抵抗５７の両端の電圧
が高くなり、スイッチ５５にかかる電圧が上昇するた
め、またスパッタ電極５２にかかる電圧も瞬時的に高く
なるため、前述のようにアーク放電に移行し易い状態の
場合にあってはアーク放電が連続したり、直ぐに再発生
することがある。

【０００９】 また、逆パルスの繰り返し周波数を上げ
ていくとリセット回路の抵抗５７の損失が比例して増加
し、逆パルスを数十ｋＨｚから数百ｋＨｚに高周波化す
ることが困難である。同時にオートトランス５３の磁速
の振幅が大きいので鉄損も増加する欠点がある。

【００１０】 図８は特開平10−298754号公報に開示さ
れた別の従来例であり、これらの問題点を解決するため
に、ＤＣ電源６１とスパッタ電極６２の間にスパッタ電
流の供給を制御する半導体スイッチ６３とインダクタ６
４、フライホイール用ダイオード６５からなるチョッパ
型定電流回路６６を接続し、また正極性の逆電圧源６７
と逆パルス用半導体スイッチ６８をチョッパ型定電流回
路６６の出力端に直列接続したものである。なお、６９
は配線インダクタンスであり、６０は接地された真空チ
ャンバである。

【００１１】 次に動作を説明する。半導体スイッチ６
３はインダクタ６４の出力電流が定電流となるように、
パルス幅制御される。逆パルス用半導体スイッチ６８を
オンさせると、スパッタ電極６２に正極性の電圧が印加
される。このとき、インダクタ６４の出力側は逆パルス
用半導体スイッチ６８と逆電圧源６７で短絡されるが、
半導体スイッチ６３を制御してインダクタ６４電流の増
加を制限して定電流を維持させる。

【００１２】 ところで、逆パルス回路は普通、直流ス
パッタ電源とは別構成になっており、オプション的に使
用されることが多い。このため、どのような直流電源に
組み合わせられても機能することが必要である。しか
し、この従来例の逆パルス回路は、その動作原理から定
電流チョッパ機能も行う直流スパッタ電源に相当する。
すなわち、直流スパッタ電源の制御で得られる定電流特
性、定電力特性をこの逆パルス回路で得ることを前提と
している。このような従来の逆パルス回路定電流制御、
定電力制御機能を持つ他の一般的な直流電源と組み合わ
せるのは合理的でない。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】 また、これらを組み
合わせた場合、有効なスパッタ電圧は、チョッパ回路の
原理から、負極性の主電源電圧よりも定電流回路の主ス
イッチ６３のオン時間比率で低下する問題があり、電源
電圧を有効利用できない。

【００１４】 また他の欠点として、スパッタの逆パル
ス電流は、電極間の負の帯電電荷を放電するため、通
常、負の主電流に比較して小さな値であり、実質的な電
力を必要としないにも関わらず、逆パルス電圧源６７は
主回路のスパッタ電流の短絡回路となるため、逆パルス
期間の間、主電源と同一の電流を流せる能力が必要であ
り、逆パルスのデューテイによる平均電力が必要とな
る。また、半導体スイッチ６８のターンオフ時には、イ
ンダクタ６４の電流がスパッタ電極までの配線インダク
タンス６９に瞬時に流れ込むことによる開放電圧が加わ
り、高い耐圧の半導体スイッチが必要となる。

【００１５】 本発明は、このような従来の逆電圧パル
ス回路におけるインダクタのリセットに起因する種々の
問題を解決するところにあり、スパッタリング時にイン
ダクタを流れる電流を次のスパッタリング時まで循環さ
せ保持してインダクタのリセットを不要にし、一対のス
イッチが双方ともオフである休止期間を必ず設け、その
休止期間においてインダクタのエネルギーをスパッタ部
を通して循環させることにより、インダクタのエネルギ
ーを有効にスパッタ部に供給し、またスパッタ電流の立
ち上がりを急峻なものにしてスパッタ効率を向上させる
と共に高周波化を容易なものすることを主要課題として
いる。

【００１６】

【課題を解決するための手段】 本発明の請求項１は、
前記課題を解決するため、負極性の直流スパッタ電源と
正極性の逆電源を同方向にして直列接続し、前記逆電源
の正極性端子側に第２の半導体スイッチの第１の主端子
を接続すると共に、その第２の主端子をスパッタ部のス
パッタ電極に接続し、前記直流スパッタ電源の負極性端
子側に第１の半導体スイッチの第２の主端子を接続し、
前記第１の半導体スイッチの第１の主端子と前記第２の
半導体スイッチの第２の主端子との間に電流保持用イン
ダクタを電気的に直列接続し、前記第１の半導体スイッ
チの第１の主端子と前記電流保持用インダクタとの接続
点を第１のダイオードを通して前記第２と第３の半導体
スイッチの第１の主端子に接続し、前記第３の半導体ス
イッチの第２の主端子をスパッタ部のチャンバに電気的
に接続してなり、前記第１の半導体スイッチがオンのと
きには前記直流スパッタ電源から前記スパッタ電極に前
記電流保持用インダクタを通して負極性電圧を供給し、
前記第２の半導体スイッチがオンのときには前記逆電源
から前記スパッタ電極に正極性電圧を供給するスパッタ
リング装置であって、前記第１と第２の半導体スイッチ
の双方がオフである休止期間に前記第３の半導体スイッ
チをオンさせて前記電流保持用インダクタによる電流を
前記第３の半導体スイッチ及び前記スパッタ部を通して
流すスパッタリング装置を提供するものである。

【００１７】 本発明の請求項２は、前記課題を解決す
るため、請求項１において、前記第１の半導体スイッチ
への制御信号を反転する第１の反転回路、前記第２の半
導体スイッチへの制御信号を反転する第２の反転回路、
前記第１と第２の反転回路の出力信号をＡＮＤ論理する
ＡＮＤ回路、そのＡＮＤ回路からの信号により駆動信号
を前記第３の半導体スイッチに与えるための駆動回路を
備えたスパッタリング装置を提供するものである。

【００１８】 本発明の請求項３は、前記課題を解決す
るため、負極性の直流スパッタ電源と正極性の逆電源を
同方向にして直列接続し、前記逆電源の正極性端子側に
第２の半導体スイッチの第１の主端子を接続すると共
に、その第２の主端子をスパッタ部のスパッタ電極に接
続し、前記直流スパッタ電源の負極性端子側に第１の半
導体スイッチの第２の主端子を接続し、前記第１の半導
体スイッチの第１の主端子と前記第２の半導体スイッチ
の第２の主端子との間に電流保持用インダクタを電気的
に直列接続し、前記第１の半導体スイッチの第１の主端
子と前記電流保持用インダクタとの接続点を第１のダイ
オードを通して前記第２の半導体スイッチの第１の主端
子に接続すると共に、第３のダイオードを通して第３の
半導体スイッチの第１の主端子に接続し、前記第３の半
導体スイッチの第２の主端子をスパッタ部のチャンバに
電気的に接続してなり、前記第１の半導体スイッチがオ
ンのときには前記直流スパッタ電源から前記スパッタ電
極に前記電流保持用インダクタを通して負極性電圧を供
給し、前記第２の半導体スイッチがオンのときには前記
逆電源から前記スパッタ電極に正極性電圧を供給するス
パッタリング装置であって、前記第１と第２の半導体ス
イッチの双方がオフである休止期間又は前記第２の半導
体スイッチがオフの期間に前記第３の半導体スイッチを
オンさせて前記電流保持用インダクタによる電流を前記
第３の半導体スイッチ及び前記スパッタ部を通して流す
スパッタリング装置を提供するものである。

【００１９】 本発明の請求項４は、前記課題を解決す
るため、請求項３において、前記第２の半導体スイッチ
への制御信号を反転する反転回路、前記制御信号を反転
してなる反転信号と同相の駆動信号を前記第３の半導体
スイッチに与えるための駆動回路を備えたスパッタリン
グ装置を提供するものである。

【００２０】 本発明の請求項５は、前記課題を解決す
るため、請求項１ないし請求項４のいずれかにおいて、
前記直流スパッタ電源の負極性端子側は第２のダイオー
ドを通して前記スパッタ部のスパッタ電極側に接続され
たスパッタリング装置を提供するものである。

【００２１】 本発明の請求項６は、前記課題を解決す
るため、請求項１ないし請求項５のいずれかにおいて、
前記第１の半導体スイッチと前記第２の半導体スイッチ
を休止期間を挟んで定期的に交互にオンさせることによ
り、定期的に逆電圧パルスを加えてアーク放電の発生を
抑制又は消孤するスパッタリング装置を提供するもので
ある。

【００２２】 本発明の請求項７は、前記課題を解決す
るため、請求項１ないし請求項６のいずれかにおいて、
前記第１の半導体スイッチがオンの状態で、スパッタ電
圧が所定レベル以下であるときアーク放電が発生したと
判別してアーク信号を出力する回路を設け、前記アーク
信号により前記第１の半導体スイッチを所定時間オフさ
せると共に、前記第２の半導体スイッチをオンさせ、所
定時間臨時に逆電圧パルスを加えてアーク放電を消孤す
るスパッタリング装置を提供するものである。

【００２３】 本発明の請求項８は、前記課題を解決す
るため、請求項１ないし請求項７のいずれかにおいて、
スパッタ電圧が所定レベル以下になるとき電圧低下信号
を出力する電圧低下検出回路を設け、前記電圧低下信号
により前記第１の半導体スイッチを所定時間オフさせる
と共に、前記第２の半導体スイッチをオンさせ、所定時
間臨時に逆電圧パルスを加えて発生したアーク放電を消
孤するスパッタリング装置を提供するものである。

【００２４】 本発明の請求項９は、前記課題を解決す
るため、請求項１ないし請求項８のいずれかにおいて、
前記電流保持用インダクタに流れる電流を検出し、この
電流が第１の過電流レベルを越えたときに前記第１の半
導体スイッチをオフさせることにより、前記電流保持用
インダクタを流れる電流を前記第１のダイオード、前記
逆電源、前記スパッタ電極を通して循環させて減少さ
せ、前記第１の過電流レベルより下の第２の過電流レベ
ル以下となったとき、再び前記第１の半導体スイッチを
オンさせるスパッタリング装置を提供するものである。

【００２５】 本発明の請求項１０は、前記課題を解決
するため、請求項１ないし請求項９のいずれかにおい
て、前記第１、第２、第３の半導体スイッチがすべてオ
フとなる微小時間には、前記電流保持用インダクタによ
る電流が前記逆電源を通して前記スパッタ部に流れるス
パッタリング装置を提供するものである。

【００２６】

【発明の実施の形態及び実施例】 本発明の基本的な考
え方は、スパッタリング時にインダクタを流れる電流を
次のスパッタリング時まで循環させ保持することにあ
り、このためインダクタのリセットは不要になるが、一
対の半導体スイッチが同時オンになるとそのインダクタ
が電源間に短絡的に接続され、その都度そのインダクタ
の蓄積エネルギーが増大するという問題を防ぐために、
温度上昇など動作条件が変化しても一対の半導体スイッ
チが同時オンをすることがないよう必ず休止期間を設
け、この休止期間において前記インダクタのエネルギー
をスパッタ部を通して支障の無い形で循環させる電流路
を確保するところに本発明の目的がある。

【００２７】 図１は本発明の一実施例を示し、図１に
おいて、１は負極性の直流スパッタ電源であり、例えば
−800 Ｖである。この電源１は通常、スパッタ電圧とス
パッタ電流を検出して乗算し、乗算値に応じて、例えば
コンバータをパルス幅制御してスパッタ電極への入力電
力を一定値に制御する定電力モード又はスパッタ電流を
一定にする定電流モードで制御され、スパッタ電流はこ
の電源１で制御される。本発明の逆電圧回路の出力電
流、電圧、及び電力は基本的にこの直流スパッタ電源１
で制御され、逆電圧パルスの付加によるピーク値の増加
を除いて、出力電流、電圧、電力の変換は行わないオプ
ション回路である。

【００２８】 この直流スパッタ電源１の一般的な構成
例を図２に示す。図２において、１Ａは商用電力を整流
する整流器、１Ｂは整流された直流電力を高周波交流電
力に変換するインバータ、１Ｃはインバータ１Ｂからの
高周波交流電力をスパッタ電圧に必要な電圧に変換し、
また商用電源とスパッタ電極を直流的に絶縁する高周波
トランス、１Ｄは高周波トランス１Ｃで変換された高周
波の交流電力を整流してスパッタ電圧に変換する整流器
である。整流器１Ｄの出力電流がシャント抵抗１Ｅで検
出され、また出力電圧も検出されてインバータ制御回路
１Ｆに与えられる。直流スパッタ電源１としては、定電
流又は定電力特性をもつものが一般的である。このた
め、インバータ制御回路１Ｆは検出電流によりインバー
タをパルス幅制御などして出力電流を定電流化する場合
と、検出電圧と検出電流を乗算して電力として検出し、
この電力が一定になるようにインバータ１Ｂをパルス制
御して出力電力を定電力化する場合とがある。本発明に
あっては、直流スパッタ電源１はいずれを採用したもの
であっても良い。

【００２９】 図１に戻り、２は直流スパッタ電源１の
電圧の10％程度の大きさの逆極性の電圧を出力する逆電
源であり、その電圧は例えば＋80Ｖである。本発明では
この逆電圧とその印加時間を有効な範囲で任意に調整で
きる。それぞれの電源１、２の接地端子はスパッタ電極
３を収容してなる接地された真空チャンバ４に接続され
る。電源１の内部出力回路には放電安定用のインダクタ
（図示せず）が挿入される場合があり、また各電源１、
２との配線インピーダンスを下げ、以下に説明する半導
体スイッチのスイッチングによるサージ電圧を吸収する
コンデンサ５、６が各電源１、２に並列接続される。
７、８、９、１０はそれぞれ直流スパッタ電源１の負極
出力と逆電源２の正極出力との間に互いに直列接続され
た第１の半導体スイッチ、電流保持用のインダクタ、シ
ャント抵抗、及び第２の半導体スイッチである。

【００３０】 以下、第１の半導体スイッチ７が定常の
順方向スパッタ電流を流すので順スイッチと称し、第２
の半導体スイッチ１０が逆極性の正極電圧をスパッタ電
極３に印加するので逆スイッチと称する。ここで、半導
体スイッチとしてＩＧＢＴで説明するが、ＦＥＴ、バイ
ポーラトランジスタなど他の制御可能なスイッチング半
導体素子でも良い。順スイッチ７のコレクタと逆電源２
の正極側との間にフライホイール用の第１のダイオード
１１が接続される。１２は逆スイッチ１０のエミッタと
スパッタ電極３、逆スイッチ１０のエミッタ、シャント
抵抗９の一端との間に接続された第２のダイオードであ
る。逆スイッチ１０のコレクタと第１のダイオード１１
との接続点と逆電源２の正極側との間には、ダイオード
１３と抵抗１４が並列接続された逆電流制限回路１５が
接続される。ここで、ダイオード１１と１２は順スイッ
チ７、逆スイッチ１０それぞれの両端子間の電圧を直流
スパッタ電源１、逆電源２の電圧にクランプするので、
それらスイッチに過電圧は印加されない。

【００３１】 電流保持用のインダクタ８と直列接続さ
れたシャント抵抗９は、インダクタ８を流れる電流を検
出する。その検出され電圧信号はヒステリシスを持つコ
ンパレータ１６で基準電圧源１７の二つの過電流設定レ
ベル（例えば１５Ａと１２Ａの電流値に相当する基準信
号）を持つ基準電圧源１７と比較される。ウインドコン
パレータ１６はインダクタ８を流れる電流が第１の過電
流設定レベルに相当する値、例えば１５Ａを越えたと
き、過電流信号OCを発生して制御回路１８に伝送し、イ
ンダクタ８を流れる電流がヒステリシスによる第１の過
電流設定レベルより下の第２の過電流設定レベル（例え
ば１２Ａ）以下に低下したとき、過電流信号OCの発生を
停止する。過電流信号OCは制御回路１８内でホトカプラ
などの信号絶縁伝達回路１９で絶縁分離され、同時に位
相反転された過電流反転信号OC' となる。なお、スパッ
タ電極の電位と制御回路１８の絶縁分離のために、シャ
ント抵抗９の代わりにホール素子又は変流器など絶縁型
の電流検出要素を電流検出に使用した場合は、過電流判
別は制御回路１８側で行うことができる。

【００３２】 ２０はスパッタ部Ｓのスパッタ電極に接
続された電圧検出抵抗である。その検出電圧が制御回路
１８の低電圧検出回路２１のアーク放電電圧に対応する
電圧値よりも低いとき、つまりアーク放電が発生する
と、低電圧検出回路２１は電圧低下信号LVを発生する。
電圧低下信号LVは、後で説明する順スイッチ７の制御信
号PIr'とＡＮＤ回路２２で論理積され、ＡＮＤ回路２２
は順スイッチ７がオンの状態でスパッタ電圧が低いと
き、アーク放電が発生したと判別してアーク信号ARC を
発生する。２３はアーク信号ARC でトリガーされ、所定
パルス幅の臨時パルスPIを発生する単安定マルチバイブ
レータである。

【００３３】 ２４は所定のパルス周波数、例えば100
ｋＨｚ、所定のパルス幅、例えば２μｓの定期パルス信
号PRを発生するパルス発生器である。２５は臨時信号PI
と定期パルス信号PRとを論理和した出力信号PIR を発生
するＯＲ回路である。ＯＲ回路２５の出力信号PIR は、
順スイッチ７と逆スイッチ１０が同時にオフである休止
期間を形成する休止期間形成回路２６を通して逆スイッ
チ１０の制御信号PIr となり、信号絶縁伝達回路２７を
通して逆スイッチ１０の駆動信号QRとなる。

【００３４】 休止期間形成回路２６は、逆スイッチ１
０の制御信号PIr と同時に、制御信号PIr と逆相でかつ
隙間時間（休止期間）を持った信号PIr'を発生する。逆
スイッチ１０のオフのときに休止期間を挟んで順スイッ
チ７をオンさせる信号PIr'を作る。信号PIr'と過電流信
号OC' はＡＮＤ回路２９に与えられる。ＡＮＤ回路２９
は過電流でないとき、すなわち過電流反転信号OC' がＨ
レベルのときのみ制御信号PIr'' を出力し、この信号は
信号絶縁伝達回路３０を通して順スイッチ７の駆動信号
QFとなる。スパッタ電流ISが過電流であるときは、過電
流反転信号OC' がＬレベルとなり、信号PIr'はＡＮＤ回
路２９を通過しないので駆動信号QFは発生されず、した
がって順スイッチ７はオンしない。

【００３５】 次に、３１は逆スイッチ１０の第１の主
端子であるコレクタとスパッタ部Ｓの真空チャンバ４と
の間に図示極性で接続された第３の半導体スイッチ（以
下、バイパススイッチという）であり、制御回路１８か
らの駆動信号QXにより、後述する順スイッチ７と逆スイ
ッチ１０が共にオフの期間（以下、休止期間という）で
オンする。３２は順スイッチ７の制御信号PIr'' を反転
する信号反転器、３３は逆スイッチ１０の制御信号PIr
を反転する信号反転器、３４は信号反転器３２と３３の
出力信号をＡＮＤ論理するＡＮＤ回路、３５はバイパス
スイッチ３１に駆動信号QXを与える信号絶縁伝達回路で
ある。

【００３６】 次に図３により信号について説明する。
休止期間については図４と図６で説明するので、図３で
は特に示していない。図３において、(a) は定期パルス
信号PR、(b) はアーク信号ARC 、(c) は臨時パルス信号
PI、(d) は定期パルス信号＋臨時パルス信号PIR もしく
は逆スイッチの駆動信号QR、(e) は過電流信号OCの反転
信号OC' 、(f) はその過電流反転信号OC' と、（定期パ
ルス信号＋臨時パルス信号）PIR の反転信号PIr'のＡＮ
Ｄ論理信号（OC' ＊PIr'）もしくは順スイッチ７の駆動
信号QF、(g) はスパッタ電極３のスパッタ電圧VS、(h)
はスパッタ電流ISの波形である。

【００３７】 次に動作を説明する。今、時刻ｔ０〜ｔ
１では正常にスパッタリングが行われて、過電流OC信号
も電圧低下信号LVも存在しないとする。この状態では、
パルス発生器２４から出力された定期パルス信号PRはＯ
Ｒ回路２５及び休止期間形成回路２６を通って所定の休
止期間をもつ信号PIr となり、信号絶縁伝達回路２７を
通ってスイッチ１０の駆動信号QRとなる。他方では、定
期パルス信号PRはＯＲ回路２５、休止期間形成回路２６
を通して位相が反転された信号PIr'となり、さらに過電
流反転信号OC' がＨレベルであるので、ＡＮＤ回路２９
を通過して制御信号PIr'' となり、絶縁信号伝達回路３
０を通しで順スイッチ７の駆動信号QFとなる。したがっ
て、順スイッチ７と逆スイッチ１０は所定の時間幅の休
止期間を挟んで交互にオンする。順スイッチ７がオンの
とき、スパッタ電極３には負電圧、例えば−800 Ｖが印
加され、順スパッタ電流IS、例えば１０Ａが直流スパッ
タ電源１から順スイッチ７、インダクタ８、シャント抵
抗９を通してスパッタ電極３に流れ、スパッタリングが
行われる。

【００３８】 次に休止期間を挟んで順スイッチ７がオ
フし、逆スイッチ１０がオンすると、スパッタ電極３に
は逆電源２から抵抗１４を通して逆極性パルス電圧、例
えば80Ｖが印加され、逆電流が流れる。スパッタ電極３
の逆インピーダンスは順方向よりも高く、また抵抗１４
が直列なので電流値は小さく、例えば１Ａ以下である。
この逆電圧でアーク放電への移行を抑制する。このと
き、順スイッチ７がオンの期間にインダクタ８に流れて
いた電流は逆スイッチ１０と第１のダイオード１１、シ
ャント抵抗９を通して循環し、第１のダイオード１１の
順電圧降下及びシャント抵抗９の電圧ドロップは小さい
ので、その循環電流はほとんど減衰しないで保持され
る。

【００３９】 次に休止期間を挟んで再び順スイッチ７
がオン、逆スイッチ１０がオフすると、第１のダイオー
ド１１はカットオフしてインダクタ８を流れていた循環
電流はスパッタ電極３に瞬時に転流する。スパッタ電流
ISの立ち上がりは逆スイッチ１０がオンする前の値とほ
ぼ等しい値であり、すなわち、インダクタ８の電流保持
作用により電流切り替えが瞬時に行われるので、スパッ
タ電流ISの立ち上がり特性は極めて良くなり、スパッタ
リング効率が向上すると共に高周波化が容易になる。

【００４０】 順スイッチ７がターンオフするとき、そ
のコレクタは第１のダイオード１１で直流スパッタ電源
１の電圧と逆パルス電源２の電圧の絶対値の和に等しい
電圧（880 Ｖ) に２個のコンデンサ５、６で電圧クラン
プされ、理論的にはそれ以上のサージ電圧が順スイッチ
７にかからない。また、逆スイッチ１０がターンオフす
るときもそのエミッタは第２のダイオード１２で２個の
コンデンサ５、６の電圧の和に等しい電圧（880 Ｖ）に
クランプされるので、余分なサージ電圧を発生しない。

【００４１】 本発明の定常運転状態では、インダクタ
８と逆スイッチ１０、第１のダイオード１１の直列ルー
プ回路で電流が維持され、電流切り替えが高速化できる
とともに、インダクタ８に実質的な電圧の発生がなく、
磁気リセットさせないので、従来のようなリセットに伴
う損失を生じないのは勿論のこと、リセット時間が不要
なのでこのことが更に一層高周波化を容易にする。な
お、この発明では逆パルス回路はスパッタ電流ISの大き
さを制御するものではない。電流は、直流スパッタ電源
１で制御される。

【００４２】 次に、アーク放電の発生時の動作を説明
する。分かり易くするため、図３で臨時パルス関係の波
形には斜線を付した。駆動信号QFにより順スイッチ７が
オンしているとき、ｔ＝ｔ１でアーク放電が発生したと
すると、スパッタ電圧VSは低下し、インダクタ８にかか
る電圧がほぼ直流スパッタ電源１の電圧800 Ｖになり、
直流スパッタ電源１からインダクタ８を流れる電流が増
加する。インダクタ８の電流が第１の過電流レベルに達
するまでは過電流信号OCは発生されない。

【００４３】 電圧低下検出回路２１はスパッタ電圧VS
の低下を検出して電圧低下信号LVを発生し、これに伴い
ＡＮＤ回路２２はアーク信号ARC を発生する。アーク信
号ARC により、単安定マルチバイブレータ２３がトリガ
されると、ｔ＝ｔ２で一定パルス幅の臨時パルス信号PI
が発生し、ＯＲ回路２５で定期パルス信号PRに割り込
む。臨時パルス信号PIは逆スイッチ１０の駆動信号QRと
なり、逆スイッチ１０をオンさせる。一方、臨時パルス
信号PIは休止期間形成回路２６で反転されて信号PIR'と
なり、休止期間をもつ制御信号PIr'' となる。

【００４４】 すなわち、休止期間を挟んで順スイッチ
７がオフ、逆スイッチ１０がオンすることにより、臨時
パルス信号PIが発生されている期間の間、スパッタ電極
３に逆パルス電圧を加えて、アーク放電の消孤動作を行
う。時刻ｔ２でアーク放電が消弧すれば電圧低下信号LV
が消滅し、再び、定期パルス信号PIによる正常運転に復
帰する。

【００４５】 次に、アークが臨時パルス信号PIによる
消弧動作によってもアークを消孤できない場合について
説明する。時刻ｔ３で再びアーク放電が発生し、１回目
の臨時パルス信号PIによる前述のような消弧動作によっ
てもアークが消孤できないと、次の駆動信号QFにより順
スイッチ７がオンするのに伴い、時刻ｔ４でスパッタ電
流ISは更に増加して第１の過電流レベルに達することに
なる。これに伴い、コンパレータ１６は過電流信号OCを
発生し、この過電流信号を反転した信号OC' により制御
信号PIr'' が生じ、順スイッチ７をターンオフさせる。
例えば、順スイッチ７はインダクタ８を流れる電流が第
１の電流設定レベルである１５Ａに達するとオフする。
このとき、信号LVが発生するために再度臨時パルス信号
PIを発生して、順スイッチ７をオフ、逆スイッチ１０を
オンにして臨時パルス信号PIを加えることもできるが、
この実施例では１回のアーク発生に対して臨時パルス信
号PIは１回のみとし、以後は定期パルス信号PRのみとし
ている。図では臨時パルス信号の発生を１回に制限する
回路を省略した。

【００４６】 このアーク放電発生期間でも逆スイッチ
１０は定期的にオンするから、定期的に逆電圧を印加し
てアーク放電を消孤する作用を行う。順スイッチ７と逆
スイッチ１０とが同時にオフしている期間にインダクタ
８を流れている電流は、ダイオード１１、１２、逆電源
２、直流スパッタ電源１、シャント抵抗９を通して還流
し、直流スパッタ電源１に電流を継続する。逆スイッチ
１０のオフに伴い、図示のようにスパッタ電流ISは急減
するが、逆スイッチ１０がオフした後、時刻ｔ５でイン
ダクタ８を流れていた電流が第２の過電流設定レベル、
例えば１２Ａ以下に減少すると過電流信号OCが消滅する
ため、再び順スイッチ７がオンする。これに伴い、スパ
ッタ電流ISが増加して、時刻ｔ６で第１の過電流レベル
に達すると、再びコンパレータ１６は過電流信号OCを発
生し、この過電流信号OCによりオフの制御信号PIr'' が
生じ、順スイッチ７をターンオフさせる。そして次の駆
動信号QRにより逆スイッチ１０がオンし、そのアーク放
電消孤作用により時刻ｔ７でアーク放電が消弧すると、
アーク信号ARC も消滅し、インダクタ８の電流が第２の
過電流レベル（例えば１２Ａ）以下に下がると、再び順
スイッチ７と逆スイッチ１０は定期パルス信号PRで休止
期間を挟んで交互にオンし、定常動作に復帰する。

【００４７】 ここで、順スイッチ７と逆スイッチ１０
の切り替わり時に同時オンさせないための休止期間Ｔを
設ける必要性について説明する。例えば、順スイッチ７
と逆スイッチ１０が同時にオンする期間が生じたとする
と、直流スパッタ電源１と逆電源２それぞれの電圧の和
に等しい電圧がインダクタ８に周期的に加えられて定常
時よりも大きな電流がインダクタ８を流れ、インダクタ
８に蓄積されるエネルギーが大きくなる。つまり、この
発明ではインダクタ８の蓄積エネルギーをほぼゼロに、
即ちリセットせずに保持するので、順スイッチ７と逆ス
イッチ１０が同時にオンする度にインダクタ８に蓄積さ
れるエネルギーが増大し、最後にはインダクタ８の磁心
が飽和して動作不能になる。したがって、この発明では
順スイッチ７と逆スイッチ１０のオン期間の間には必ず
休止期間Ｔが備えられ、図４で示すように、この実施例
ではバイパススイッチ３１を休止期間Ｔ＝（t1−t2）、
（t3−t4）、（t5−t6）・・にオンさせることにより、
インダクタ８のエネルギーを第１のダイオード１１やバ
イパススイッチ３１などを通してスパッタ部Ｓにスパッ
タ電流として流し、順スイッチ７と逆スイッチ１０の双
方のオフ期間である休止期間Ｔにおいてもスパッタ部Ｓ
にエネルギーを供給して、順スイッチ７がオンするまで
インダクタ８のエネルギーを持続する。これにより休止
期間中にもインダクタ８のエネルギーが有効に利用され
るので電力効率が向上するのは勿論のこと、スパッタ電
流の立ち上がりを急峻にできると共に、高周波化できる
ので、好ましいスパッタリングを行うことができる。

【００４８】 なお、実際の装置では回路状態の変化な
どにより順スイッチ７、逆スイッチ１０及びバイパスス
イッチ３１がすべてオフである微小なオフ期間が存在す
ることもあるので、この微小なオフ期間ではインダクタ
８のエネルギーは逆電流制限回路１５のダイオード１３
を通して逆電源２に帰還されるが、この期間は短いので
逆電源２が過充電になり難い。したがって、バイパスス
イッチ３１は逆電源２が過充電になるのを防止する働き
も行う。

【００４９】 この発明では、定常状態における直流回
路のインダクタンスのリセット電圧はほぼ０であるた
め、励磁エネルギーのリセットを考慮する必要がない。
そのため、インダクタンスの材料はフェライトコアは勿
論のこと、安価であるが高周波特性の劣る方向性鋼板な
どのカットコアを用いることができる。このため逆パル
スの高周波化は順スイッチや逆スイッチとして用いる半
導体スイッチのスイッチング速度と損失により決まり、
１００ｋHz以上の高周波化が容易である。

【００５０】 次に、第５図及び第６図により他の実施
例について説明する。この実施例が前記実施例と異なる
点は、順スイッチ７の第１の主端子を逆流防止用の第３
のダイオード３６を通してバイパススイッチ３１の第１
の主端子に接続した点と、逆スイッチ１０の制御信号PI
r の位相と逆位相の信号でバイパススイッチ３１を駆動
している点である。これら二つの信号間には休止期間は
不要である。したがって、定常状態ではバイパススイッ
チ３１は逆スイッチ１０がオフのときにオンし、オンの
ときオフする。バイパススイッチ３１がオン状態にある
状態で順スイッチ７がオンするが、第３のダイオード３
６が存在するために、順スイッチ７とバイパススイッチ
３１とを通して直流スパッタ電源１の正、負極性端子が
短絡されることはない。

【００５１】 この動作についてもう少し詳しく説明す
る。図６の（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）はそれぞれ逆スイッ
チ１０、順スイッチ７、バイパススイッチ３１のオンオ
フ波形の位相関係を示す。時刻ｔ１以前で逆スイッチ１
０がオンしていて前述のように逆電圧をスパッタ部Ｓに
供給しており、時刻ｔ１で逆スイッチ１０がオフしたと
する。逆スイッチ１０の制御信号PIr は信号反転器３３
で反転され、その反転信号は信号絶縁伝達回路３５を通
してバイパススイッチ３１のゲートに駆動信号QXとして
与えられる。この駆動信号QXは逆スイッチ１０の駆動信
号QRと逆の位相であり、したがって、バイパススイッチ
３１は逆スイッチ１０と逆位相で動作するが、順スイッ
チ７のオン期間全部と重なる。

【００５２】 バイパススイッチ３１がオンで、順スイ
ッチ７と逆スイッチ１０がオフの期間は、今までインダ
クタ８を流れていた電流は第３のダイオード３６を通し
てスパッタ部Ｓに流れ、さらにシャント抵抗９を通して
インダクタ８に戻る。したがって、この期間では順スイ
ッチ７と逆スイッチ１０がオフであるにもかかわらず、
スパッタ部Ｓに電流が供給される。ここで、図示してい
ないが、時刻ｔ１，ｔ４，ｔ５・・を微視的に見ると、
各半導体スイッチの動作遅れの変動によりオン期間が重
なる場合と、重ならない場合が生じる。重なる場合に
は、インダクタ８の電流はダイオード３６、バイパスス
イッチ３１、逆電源２、抵抗１４、逆スイッチ１０の経
路で流れる。重ならない場合には、ダイオード１１、１
３を通して逆電源２に帰還され、逆電源２の入力電力を
減少させる。

【００５３】

【発明の効果】 (1) スパッタリング時にインダクタを
流れる電流を次のスパッタリング時まで循環させ保持す
ると共に、一対のスイッチが双方ともオフである休止期
間を必ず設けることにより、インダクタのリセットを不
要にして高周波化を可能にし、またスパッタ電流の立ち
上がりを急峻にできるので、スパッタリング効率を向上
させることができる。

【００５４】 (2) 半導体スイッチの耐電圧を実質的に
逆パルス電源の正極性電圧とスパッタ電源の負極性電圧
の絶対値の和に制限することができる。

【００５５】 (3) 電流保持インダクタは実質的に電圧
を背負わないので、直流スパッタ電源の電圧を有効にス
パッタ電圧として利用することができる。

【００５６】 (4) 本発明の回路は 一般的な直流スパ
ッタ電源と組み合わせることのできる汎用性をもつ。

【００５７】 (5) オートトランスなどスパッタ電源電
圧を逆電源に直接利用していないので、逆パルス電圧の
波高値をスパッタ電圧に無関係に任意に調整できる。

【００５８】 (6) また、逆電源インピーダンスの高い
スパッタ電極の逆方向電流を供給するだけなので、電力
容量は小さくて済む。

【００５９】 (7) アーク放電中にもパルス的、又は連
続的に逆パルスを印加してアークを速やかに消孤でき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るスパッタリング装置の一実施例を
示す回路図である。

【図２】この発明に用いる一般的な定電流又は定電力出
力の構成例を示す図である。

【図３】図１の各部分の信号のタイミングを示す説明図
である。

【図４】図１の一部分の信号のタイミングを示す説明図
である。

【図５】逆電源の過電圧防止回路の実施例を示す回路図
である。

【図６】図５の一部分の信号のタイミングを示す説明図
である。

【図７】従来の第１の逆パルス回路例を示す図である。

【図８】従来の別の逆パルス回路例を示す図である。

【符号の説明】

１・・直流スパッタ電源 ２・・逆電源 ３・・スパッタ電極 ４・・真空チ
ャンバ ５、６・・コンデンサ ７・・順スイ
ッチ ８・・電流保持用インダクタ ９・・シャン
ト抵抗 １０・・逆スイッチ １１・・フラ
イホイール用ダイオード １２・・第１のダイオード １５・・逆電
流制限回路 １６・・コンパレータ １７・・基準
電圧源 １８・・制御回路 １９・・信号
絶縁伝達回路 ２０・・電圧検出抵抗 ２１・・電圧
低下検出回路 ２２・・ＡＮＤ回路 ２３・・単安
定マルチバイブレータ ２４・・パルス発生器 ２５・・ＯＲ
回路 ２６・・休止期間形成回路 ２７・・信号
絶縁伝達回路 ２８・・信号反転器 ２９・・ＡＮ
Ｄ回路 ３０・・信号絶縁伝達回路 ３１・・バイ
パススイッチ ３２・・信号反転器 ３３・・信号
反転器 ３４・・ＡＮＤ回路 ３５・・信号
絶縁伝達回路 ３６・・第３のダイオード OC・・・過電流信号 ARC ・・・ア
ーク信号 PR・・・定期パルス信号 PI・・・臨時
パルス信号 LV・・・スパッタ電圧低下信号 QF・・・順ス
イッチの駆動信号 QR・・・逆スイッチの駆動信号

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 負極性の直流スパッタ電源と正極性の逆
   電源を同方向にして直列接続し、 前記逆電源の正極性端子側に第２の半導体スイッチの第
   １の主端子を接続すると共に、その第２の主端子をスパ
   ッタ部のスパッタ電極に接続し、 前記直流スパッタ電源の負極性端子側に第１の半導体ス
   イッチの第２の主端子を接続し、 前記第１の半導体スイッチの第１の主端子と前記第２の
   半導体スイッチの第２の主端子との間に電流保持用イン
   ダクタを電気的に直列接続し、 前記第１の半導体スイッチの第１の主端子と前記電流保
   持用インダクタとの接続点を第１のダイオードを通して
   前記第２と第３の半導体スイッチの第１の主端子に接続
   し、 前記第３の半導体スイッチの第２の主端子をスパッタ部
   のチャンバに電気的に接続してなり、 前記第１の半導体スイッチがオンのときには前記直流ス
   パッタ電源から前記スパッタ電極に前記電流保持用イン
   ダクタを通して負極性電圧を供給し、前記第２の半導体
   スイッチがオンのときには前記逆電源から前記スパッタ
   電極に正極性電圧を供給するスパッタリング装置であっ
   て、 前記第１と第２の半導体スイッチの双方がオフである休
   止期間に前記第３の半導体スイッチをオンさせて前記電
   流保持用インダクタによる電流を前記第３の半導体スイ
   ッチ及び前記スパッタ部を通して流すことを特徴とする
   スパッタリング装置。
2. 【請求項２】 請求項１において、 前記第１の半導体スイッチへの制御信号を反転する第１
   の反転回路、 前記第２の半導体スイッチへの制御信号を反転する第２
   の反転回路、 前記第１と第２の反転回路の出力信号をＡＮＤ論理する
   ＡＮＤ回路、 該ＡＮＤ回路からの信号により駆動信号を前記第３の半
   導体スイッチに与えるための駆動回路、を備えたことを
   特徴とするスパッタリング装置。
3. 【請求項３】 負極性の直流スパッタ電源と正極性の逆
   電源を同方向にして直列接続し、 前記逆電源の正極性端子側に第２の半導体スイッチの第
   １の主端子を接続すると共に、その第２の主端子をスパ
   ッタ部のスパッタ電極に接続し、 前記直流スパッタ電源の負極性端子側に第１の半導体ス
   イッチの第２の主端子を接続し、 前記第１の半導体スイッチの第１の主端子と前記第２の
   半導体スイッチの第２の主端子との間に電流保持用イン
   ダクタを電気的に直列接続し、 前記第１の半導体スイッチの第１の主端子と前記電流保
   持用インダクタとの接続点を第１のダイオードを通して
   前記第２の半導体スイッチの第１の主端子に接続すると
   共に、第３のダイオードを通して第３の半導体スイッチ
   の第１の主端子に接続し、 前記第３の半導体スイッチの第２の主端子をスパッタ部
   のチャンバに電気的に接続してなり、 前記第１の半導体スイッチがオンのときには前記直流ス
   パッタ電源から前記スパッタ電極に前記電流保持用イン
   ダクタを通して負極性電圧を供給し、前記第２の半導体
   スイッチがオンのときには前記逆電源から前記スパッタ
   電極に正極性電圧を供給するスパッタリング装置であっ
   て、 前記第１と第２の半導体スイッチの双方がオフである休
   止期間又は前記第２の半導体スイッチがオフの期間に前
   記第３の半導体スイッチをオンさせて前記電流保持用イ
   ンダクタによる電流を前記第３の半導体スイッチ及び前
   記スパッタ部を通して流すことを特徴とするスパッタリ
   ング装置。
4. 【請求項４】 請求項３において、 前記第２の半導体スイッチへの制御信号を反転する反転
   回路、 前記制御信号を反転してなる反転信号と同相の駆動信号
   を前記第３の半導体スイッチに与えるための駆動回路、
   を備えたことを特徴とするスパッタリング装置。
5. 【請求項５】 請求項１ないし請求項４のいずれかにお
   いて、 前記直流スパッタ電源の負極性端子側は第２のダイオー
   ドを通して前記スパッタ部のスパッタ電極側に接続され
   たことを特徴とするスパッタリング装置。
6. 【請求項６】 請求項１ないし請求項５のいずれかにお
   いて、 前記第１の半導体スイッチと前記第２の半導体スイッチ
   を休止期間を挟んで定期的に交互にオンさせることによ
   り、定期的に逆電圧パルスを加えてアーク放電の発生を
   抑制又は消孤することを特徴とするスパッタリング装
   置。
7. 【請求項７】 請求項１ないし請求項６のいずれかにお
   いて、 前記第１の半導体スイッチがオンの状態で、スパッタ電
   圧が所定レベル以下であるときアーク放電が発生したと
   判別してアーク信号を出力する回路を設け、前記アーク
   信号により前記第１の半導体スイッチを所定時間オフさ
   せると共に、前記第２の半導体スイッチをオンさせ、所
   定時間臨時に逆電圧パルスを加えてアーク放電を消孤す
   ることを特徴とするスパッタリング装置。
8. 【請求項８】 請求項１ないし請求項７のいずれかにお
   いて、 スパッタ電圧が所定レベル以下になるとき電圧低下信号
   を出力する電圧低下検出回路を設け、前記電圧低下信号
   により前記第１の半導体スイッチを所定時間オフさせる
   と共に、前記第２の半導体スイッチをオンさせ、所定時
   間臨時に逆電圧パルスを加えて発生したアーク放電を消
   孤することを特徴とするスパッタリング装置。
9. 【請求項９】 請求項１ないし請求項８のいずれかにお
   いて、 前記電流保持用インダクタに流れる電流を検出し、この
   電流が第１の過電流レベルを越えたときに前記第１の半
   導体スイッチをオフさせることにより、前記電流保持用
   インダクタを流れる電流を前記第１のダイオード、前記
   第３の半導体スイッチ、前記スパッタ電極を通して循環
   させて減少させ、前記第１の過電流レベルより下の第２
   の過電流レベル以下となったとき、再び前記第１の半導
   体スイッチをオンさせることを特徴とするスパッタリン
   グ装置。
10. 【請求項１０】 請求項１ないし請求項９のいずれかに
    おいて、 前記第１、第２、第３の半導体スイッチがすべてオフと
    なる微小時間には、前記電流保持用インダクタによる電
    流が前記逆電源を通して前記スパッタ部に流れることを
    特徴とするスパッタリング装置。