JP4079561B2

JP4079561B2 - スパッタ用電源

Info

Publication number: JP4079561B2
Application number: JP32930099A
Authority: JP
Inventors: 清美渡辺
Original assignee: Origin Electric Co Ltd
Current assignee: Origin Electric Co Ltd
Priority date: 1999-11-19
Filing date: 1999-11-19
Publication date: 2008-04-23
Anticipated expiration: 2019-11-19
Also published as: JP2001145371A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、直流スパッタ用電源の異常放電防止に関する。
【０００２】
【従来の技術】
直流スパッタ装置はチャンバー内でターゲット材料（カソード極）とガスをプラズマ放電により反応させ、それにより生成された化合物の膜を半導体表面や光ディスクなどの基板上に形成させるものであり、そのプラズマ直流放電のために負極性の直流高電圧を印加する直流負極性電源が用いられる。
【０００３】
しかし、プラズマ直流スパッタの性能を低下させるものに、局部的に電流密度が急上昇してアーク放電領域に至る異常放電がある。この異常放電を防止する方法として、逆極性、すなわち正極性のパルス電圧を周期的に加える方法がある。
【０００４】
従来、この構成としては、次に示す回路がある。
第一の従来例を、図５に示す。直流電源５１の出力とスパッタ電極５２の間に直列に電圧ブロック用インダクタ５３を接続し、定常時はこのインダクタ５３を通してスパッタ電極５２に負極性電圧を加える。
【０００５】
異常放電を防止するため、半導体スイッチ５４と逆極性電圧源５５を直列接続してスパッタ電極５２に並列に接続し、半導体スイッチ５４を周期的にオンすることにより、逆電圧源５５からスパッタ電極５２に逆極性パルス電圧を加える。このとき、電圧ブロック用インダクタ５３は逆極性パルス電圧が直流電源５１側に吸収されるのを阻止する。
【０００６】
第二の従来例は、図６に示すように、直流電源６１の出力とスパッタ電極６２の間に直列にオートトランス６３を接続し、半導体スイッチ６４を周期的にオンしてオートトランス６３の始端子６６と中間端子６７間に直流電源６１の電圧を加えると、端子６６と終端子６８に図示極性で直流電源６１の電圧の１．１倍程度の電圧が発生し、この電圧は直流電源６１の出力と逆極性なので、直流電源６１の電圧の０．１倍程度の逆極性パルスがスパッタ電極６２に加わる方法である。
【０００７】
第三の従来例は、図７に示すように、直流電源７１の出力とスパッタ電極７２の間に直列に電圧ブロック用インダクタ７３を接続し、直流カット用コンデンサ７４とパルストランス７５の２次巻線７６を直列に接続してスパッタ電極７２に並列に接続する方法である。パルストランス７５の１次巻線７７は半導体スイッチ７８を通して直流電源７１に並列に接続される。
【０００８】
半導体スイッチ７８を周期的にオンさせることにより１次巻線７７に直流電源７１の電圧を印加し、２次巻線７６に発生したパルス電圧を直流カット用コンデンサ７４を通してスパッタ電極７２に逆極性パルスとして印加する。電圧ブロック用インダクタ７３は逆極性パルス電圧が直流電源７１側に吸収されるのを阻止する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
これら従来例の第一ないし第三のいずれの回路もＩＧＢＴ，ＦＥＴなどの半導体スイッチとインダクタ、オートトランス、パルストランスなどの磁気部品を使用している。このようなインダクタ、オートトランス、パルストランスなどを流れる電流をスイッチングすると、オン期間にかかる電圧により鉄芯の磁束が増加するので、オフ期間にこの磁束をもとに戻すために逆電圧を発生させる回路、いわゆる磁気リセット回路が必要となる。
【００１０】
磁束のリセットは増加した磁束エネルギーを消費する回路であり、損失となる。したがって、逆パルス周波数を高周波化する場合、損失が非常に大きくなる欠点がある。
【００１１】
他に、磁束のリセット方法として、インダクタに２次巻線を設けて、磁気エネルギーを電源に戻す方法もあるが、回路構成が複雑となる。
【００１２】
また、インダクタ回路はスイッチがオフするとき過電圧が発生するので、半導体スイッチング素子は高耐圧である必要がある。通常はスナバ回路により電圧を吸収するが、それでも電源電圧の２〜３倍必要であり、またスナバ回路は吸収電圧を抵抗器で損失させるため、抵抗器が大きくなり、小型化が困難である。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明は、主直流電源と逆極性パルス用直流電源とを、それらの出力電圧が同極性でかつ直列になるように接続し、その直列接続された主直流電源と逆極性パルス用直流電源の両端間に逆並列ダイオードを有する互いに直列の第１と第２の半導体スイッチを接続し、主直流電源の出力端子と逆極性パルス用直流電源の出力端子との接続点と第１と第２の半導体スイッチとの接続点間にスパッタ電極と電流制限用インダクタを互いに直列になるように接続し、それらの第１と第２の半導体スイッチを周期的に交互にオンさせることにより、第１の半導体スイッチがオンの時には主直流電源からスパッタ電極に負極性定常電圧を供給し、第２の半導体スイッチがオンの時には逆極性パルス用直流電源からスパッタ電極に逆極性の正極パルスを加えることを特徴とするスパッタ用電源である。
【００１４】
本発明により、従来問題となっていた磁気回路のリセットは不要となり、直流回路のインダクタを用いないで逆極性パルスを発生させるのでスイッチング素子の過電圧印加の問題もなくなり、高周波化による損失も少なくできる。
【００１５】
また、原理上、半導体スイッチング素子には電源電圧程度の電圧しか印加されず、出力−７００Ｖ〜−１０００V程度のスパッタ用電源であれば、放電開始電圧を−１５００V程度としても、耐圧１０００V程度の耐量を持ったＩＧＢＴやＦＥＴを２個直列接続するだけの構成ですむ利点もある。
【００１６】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の実施例である。１は商用交流電源を入力とする整流器、２は整流された直流電源で動作する高周波インバータである。３はインバータ２の高周波出力電圧を所定の電圧に変換する二つの２次巻線４と５を備えたトランスである。
【００１７】
第１の２次巻線４は整流器６とフィルタコンデンサ７に接続され、主直流電源として例えば定常電圧の−７００Vを発生する。第２の２次巻線５は整流器８とフィルタコンデンサ９に接続され、逆パルス用直流電源として逆電圧の＋７０Vを発生する。
【００１８】
二つの整流器６，８は同極性に直列接続され、接続点は電流検出用抵抗器１１を通してスパッタ電極１２のアノード極１３に接続される。アノード極１３は通常は装置筐体と同じ接地電位である。互いに直列接続された半導体スイッチ、例えばＩＧＢＴ１５，１６が二つの直列接続された直流電源の両端間に接続される。ＩＧＢＴ１５，１６の接続点が電流制限用インダクタ１７を通してスパッタ電極１２のターゲット材料であるカソード極１４に接続される。
【００１９】
すなわち、２個の直流電源のフィルタコンデンサ７，９とＩＧＢＴ１５，１６はハーフブリッジ回路を構成し、いわゆる交流回路にスパッタ電極１２と電流制限用インダクタ１７が接続される構成である。１８はＩＧＢＴ制御回路であり、ＩＢＧＴ１５，１６のゲートにオン信号Ｓ１，Ｓ２を与える。同時に電流検出抵抗１１の検出信号が制御回路に加えられる。１９，２０は各ＩＧＢＴ１５，１６に逆並列接続されたフライホイールダイオードである。
【００２０】
次に動作を説明する。図２は信号説明図であり、オン信号Ｓ１、Ｓ２、スパッタ電極電圧Vs、スパッタ電流Isの時間的関係を示す。オン信号Ｓ１，Ｓ２によりＩＧＢＴ１５，１６は数ｋHzから１００ｋHz程度で周期的に交互にオンするが、ＩＧＢＴ１６よりもＩＧＢＴ１５のオンデユーティが大きい。ＩＧＢＴ１６のオン時間は数μｓ〜数十μｓである。
【００２１】
ＩＧＢＴ１５がオンし、ＩＧＢＴ１６がオフのとき、定常の負極性の電圧をカソード１２に供給する。ＩＧＢＴ１５がオフし、ＩＧＢＴ１６がオンすると、数μｓ〜数十μｓの間、逆極性パルス電圧がカソード１４に加えられる。
【００２２】
ＩＧＢＴ１５，１６が同時にオンする期間があると、直流電源を短絡するので、オン信号Ｓ１，Ｓ２には休止期間として、半導体スイッチング素子がＩＧＢＴの場合には０．５μｓ程度の時間が必要である。この休止期間は短いほうがよく、ＦＥＴの場合には、０．１μｓ程度でも可能である。
【００２３】
次に異常放電した場合の保護方法を説明する。
図２に示す時刻ｔにスパッタ電極１２間でアーク放電が発生すると、スパッタ電流Isは負荷と直列に接続された電流制限用インダクタ１７により決まる電流上昇率で増加する。その電流が設定レベルを超えると、電流検出用抵抗器１１の検出信号を制御回路１８に加え、制御回路１８は出来る限り速やかに、例えば数μｓ後にオン信号Ｓ１又はＳ２を終了させてＩＧＢＴの許容電流以下でＩＧＢＴ１５又は１６をオフさせる。
【００２４】
この実施例では、電流制限用インダクタ１７がブリッジの交流回路にあるので、そのリセットはＩＧＢＴ１５又は１６の逆並列ダイオード１９又は２０を通してそれぞれの電源電圧でリセットされるため、従来例で示したようなインダクタンス回路のリセットのための電力損失、ＩＧＢＴの過電圧印加の問題はない。基本的には、ＩＧＢＴへの印加電圧は主直流電源と逆パルス用直流電源の電圧和で制限される範囲に収まる。
【００２５】
なお、電流検出用抵抗器１１が過電流を検出した場合には、インバータ２側にも停止信号を送り、インバータ２を速やかに停止させることが、過電流保護の点からは望ましい。
【００２６】
次に、図３に示す保護回路は、本発明である図１の半導体スイッチング素子１５，１６に適用できるＩＧＢＴ過電流保護用の回路例である。
【００２７】
ＩＧＢＴ３１のエミッタ極と直列に低抵抗の抵抗器３２、例えば０．０６オームが接続され、抵抗器３２の両端に過電流検出用バイポーラトランジスタ３３のベース・エミッタ極が接続され、コレクタ極はＩＧＢＴ３１のゲートに接続される。ＩＧＢＴ３１の信号源３４とＩＧＢＴ３１のゲート間には直列に抵抗器３５が挿入される。
【００２８】
ＩＧＢＴ３１に過電流、例えば１０Aが流れると抵抗器３２の電圧がバイポーラトランジスタ３３のベース・エミッタ電圧のしきい値０．６Vを越えてオンするため、そのコレクタ・エミッタ間が低インピーダンスになり、ＩＧＢＴ３１のゲート直列抵抗器３５の電圧降下でＩＧＢＴ３１のゲート電圧を低下させ、ＩＧＢＴ３１の両端のインピーダンスを高めてそのコレクタ電流を１０Aに制限する。ＩＧＢＴ３１はこの間、損失が増加するが、１０Aの電流検出でゲート信号を遮断するか、前段の直流電源を構成するインバータを停止すれば、損失は短時間ですみ、破壊には至らない。
【００２９】
次に、逆極性パルス電源を備えていない既設のスパッタ用電源に逆極性パルス発生機能を付加する実施例について図４により説明する。
【００３０】
一点鎖線で区切られた範囲が追加回路４０である。１は商用交流電源を入力とする整流器である。２は整流された直流電源で動作する高周波インバータであり、既設の主電源４１の出力電圧を検出しその１０％程度の逆極性電圧をスパッタ電極へ印加するような電圧を発生させる。３はインバータ２の高周波出力電圧を変換するトランスであり、これらは主電源４１のものよりも大幅に小型のものを用いることができる。
【００３１】
半導体スイッチング素子、たとえばＩＧＢＴスイッチ１５，１６は既設の主電源４１に直列に接続される。ＩＧＢＴ１５，１６には逆並列ダイオード１９，２０が接続される。１７は電流制限用インダクタ、１１は電流検出抵抗器、１８は制御回路である。これらの動作説明は図１の実施例と同様であり、説明を省略する。
【００３２】
なお、この実施例も図１と同様に新規な逆極性パルス発生機能をもったスパッタ用電源とすることができるのは言うまでもない。
【００３３】
また、これら実施例においては半導体スイッチ１６は半導体スイッチ１５に比べて電流容量の小さいものを用いることができる。
【００３４】
上記の各種実施例では半導体スイッチング素子をＩＧＢＴとして説明したが、ＦＥＴや静電誘導型半導体素子なども用いることができ、ＦＥＴの場合にはそのボディダイオードを利用することにより逆並列ダイオードを省略することができる。
【００３５】
【発明の効果】
以上の説明の通り、本発明では、直流電源回路にブロック用インダクタやパルストランスなどの磁気部品を用いないので、インダクタなどの残留励磁エネルギーをリセットする必要がなく、したがって電力損失を小さくできる。
高周波化は半導体スイッチング素子のスイッチング速度により決まるので高周波化と小型化が容易であり、また、もれインダクタンスによる過電圧印加によるスイッチング素子の劣化や破壊のおそれもない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る第一の実施例を示す。
【図２】図１の信号説明図を示す。
【図３】過電流保護の実施例を示す。
【図４】逆極性パルス発生追加回路の実施例を示す。
【図５】従来の逆パルス発生回路の実施例を示す。
【図６】従来の逆パルス発生回路の実施例を示す。
【図７】従来の逆パルス発生回路の実施例を示す。
【符号の説明】
１・・・整流器、２・・・高周波インバータ、３・・・トランス、４，５・・・トランスの二次巻線、６，８・・・整流器、７，９・・・コンデンサ、１１・・・電流検出用抵抗器、１２・・・スパッタ電極、１３・・・アノード、１４・・・カソード、１５，１６・・・半導体スイッチ、１７・・・電流制限用インダクタ、１８・・・制御回路、１９，２０・・・逆並列ダイオード、３１・・・ＩＧＢＴ、３２，３５・・・抵抗器、３３・・・バイポーラトランジスタ、３４・・・ＩＧＢＴの信号源、４０・・・逆極性パルス発生追加回路、４１・・・既設の主電源、５１・・・直流電源、５２・・・スパッタ電極、５３・・・インダクタ、５４・・・半導体スイッチ、５５・・・逆極性電圧源、６１・・・直流電源、６２・・・スパッタ電極、６３・・・オートトランス、６４・・・半導体スイッチ、６６・・・始端子、６７・・・中間端子、６８・・・終端子、７１・・・直流電源、７２・・・スパッタ電極、７３・・・インダクタ、７４・・・コンデンサ、７５・・・パルストランス、７６・・・パルストランスの二次巻線、７７・・・パルストランスの一次巻線、７８・・・半導体スイッチ、ＡＣ・・・商用交流電源、Ｓ１・・・ＩＧＢＴ１５用オン信号、Ｓ２・・・ＩＧＢＴ１６用オン信号、Ｖｓ・・・スパッタ電極電圧、Ｉｓ・・・スパッタ電流、ｔ・・・異常放電開始時刻

Claims

主直流電源と逆極性パルス用直流電源とを、それらの出力電圧が同極性でかつ直列になるように接続し、
前記直列接続された主直流電源と逆極性パルス用直流電源の両端間に逆並列ダイオードを有する互いに直列の第１と第２の半導体スイッチを接続し、
前記主直流電源の出力端子と前記逆極性パルス用直流電源の出力端子との接続点と前記第１と第２の半導体スイッチとの接続点間にスパッタ電極と電流制限用インダクタを互いに直列になるように接続し、
前記第１と第２の半導体スイッチを周期的に交互にオンさせることにより、前記第１の半導体スイッチがオンの時には前記主直流電源から前記スパッタ電極に負極性定常電圧を供給し、
前記第２の半導体スイッチがオンの時には前記逆極性パルス用直流電源から前記スパッタ電極に逆極性の正極パルスを加えることを特徴とするスパッタ用電源。
請求項１において、前記第１、第２の半導体スイッチがＦＥＴからなるとき、それぞれの前記ダイオードは前記ＦＥＴのボディダイオードであることを特徴とするスパッタ用電源。