JP2005318714A - 電力供給装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 負荷装置に異常放電が発生するときにオンさせて負荷装置を短絡して異常放電を消滅させる短絡用半導体スイッチとして、耐圧の低い安価な半導体素子の使用を可能にし、また、異常放電の直後に負荷電圧を反転させて低電圧異常放電も消滅させることを課題としている。

【構成】 直流電源と、負荷装置と並列に接続された短絡用半導体スイッチと、負荷装置の異常放電を検出する異常放電検出回路と、異常放電検出信号により短絡用半導体スイッチをオン、オフさせる駆動回路とを備え、異常放電の発生時に短絡用半導体スイッチをオンさせて、負荷装置を短絡する機能を有する電力供給装置において、短絡用半導体スイッチを流れる電流が、定格電流の１０％以下に低下するときに、短絡用半導体スイッチをオフさせる。

【選択図】 図１

Description

本発明は、真空中においてプラズマを利用するスパッタリング装置、あるいはエッチング装置、又は電子ビーム蒸着装置のような真空装置などの負荷装置における異常放電の発生を抑止、又は消滅させる機能を有する電力供給装置の改良に関する。

従来、インバータ回路と、その出力を整流する整流器と、その出力を平滑するフィルタとを備えた直流電源に接続されるスパッタリング装置、あるいはエッチング装置、又は電子ビーム蒸着装置などのような真空を利用した真空装置のような負荷装置において、負荷装置の電極のインピーダンスが低下したり、あるいは導電性のごみなどが電極間を短絡することによって、プラズマの一時的な異常放電が発生したり、あるいは電子ビーム蒸着装置では高電位にあるフィラメントとその周囲に位置する電極との間で異常放電が生じる場合がある。

スパッタリング装置においては、異常放電が発生すると、スパッタリング中の液晶などの基板材料に欠陥を与え、製品の歩留まりが低下する問題がある。
また、電子ビーム蒸着装置では放電エネルギーによってフィラメントが断線する原因となる。
スパッタリング装置などの真空装置におけるこれらの異常放電対策としては、異常放電が発生するときに、真空装置を短絡して、直流電源内部のフィルタ用のコンデンサや、フィルタ用のインダクタなどが有するエネルギーを真空装置から側路し、処理中の液晶などの基板材料の損傷を防止するものがある（特許文献１参照）。

図８によって、特許文献１に開示された真空装置のような負荷装置へ電力を供給する従来の電力供給回路について説明する。図８において、交流電源３０からの交流電力を所望の直流電圧に変換する直流電源３１は、一般的なＤＣ−ＤＣコンバータ３１Ａの他に、その出力にフィルタ用のコンデンサ３１Ｂ、フィルタ用のインダクタ３１Ｃ、インダクタ３１Ｃに並列接続された抵抗器３１Ｄとダイオード３１Ｅとを備える。抵抗器３１Ｄとダイオード３１Ｅとは、フィルタ用のインダクタ３１Ｃのエネルギーを消費するための回路を構成する。直流電源３１と前述のような真空装置である負荷装置３２との間には、異常放電発生時に負荷装置３２を短絡するためのクローバスイッチ３３、負荷電流を検出する電流検出器３４が備えられ、更に直流電源３１のＤＣ−ＤＣコンバータ３１Ａにおけるインバータ回路（図示せず）を制御すると共に、クローバスイッチ３３をオン、オフさせる制御回路３５が備えられている。なお、スパッタリング、電子ビーム蒸着などの真空装置の高電圧側は負極性であり、正極のハウジングは通常接地される。

一般的なこのような直流電源においては、フィルタ用のインダクタ３１Ｃが数１００μＨ〜数ｍＨのインダクタンスを持っており、そして、そのインダクタンスが大きいほど電子ビーム又はプラズマ放電が安定し、異常放電に移行しにくいことが経験的に知られている。これは、インダクタンスの定電流作用により、微小な放電から本格的な異常放電に移行しにくいからである。

しかしながら、このような従来の電力供給装置にあっても、負荷装置３２に異常放電が発生することがある。この場合には、電流検出器３４によって検出される電流が過電流状態になるから、制御回路３５は直流電源３１のＤＣ−ＤＣコンバータ３１Ａをオフさせると同時に、クローバスイッチ３３をオンさせ、負荷装置３２を短絡する。これに伴い、クローバスイッチ３３によって直流電源内部のエネルギー、コンデンサ３１Ｂ、インダクタ３１Ｃそれぞれのエネルギーが負荷装置３２から側路されるから、負荷装置３２における処理中の基板の損傷を防止できる。

しかし、従来の真空装置の異常放電対策においては、休止時間を最小にして生産効率を上げることを最優先としており、休止時間を最小にして生産効率を上げるため、異常放電の消滅後、短時間で、つまり電流検出器３４によって検出される電流がほぼ定格値になると、クローバスイッチ３３を急激にオフさせる。したがって、フィルタ用のインダクタ３１Ｃのインダクタンスの跳ね返り電圧などを含むサージ電圧がＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）、又はＭＯＳＦＥＴからなるクローバスイッチ３３の両端に加わり、これを破壊する危険性が高い。これを防ぐために、インダクタ３１Ｃと並列に抵抗器３１Ｄとダイオード３１Ｅとが接続されており、抵抗器３１Ｄとダイオード３１Ｅとがインダクタ３１Ｃのエネルギーを短時間で消費する。抵抗器３１Ｄの抵抗値が高いほど前記エネルギーの消滅時間は短くなるが、クローバスイッチ３３の過電圧は上昇する。また、この高い電圧によって、再び異常放電状態に移行することもあり、必ずしも生産性の向上につながらない場合もある。

また、抵抗器３１Ｄの抵抗値が小さくなれば、サージ電圧は減少するが、フィルタ用のインダクタ３１Ｃの定電流作用が減じられると共に、そのエネルギーの放出時間が長くなり、ダイオード３１Ｅの電流持続期間が長くなり、大電流用のダイオードが必要となる。つまり、高コストのサージ対策が必要であり、信頼性が低下するにもかかわらず、電力損失を低減することができない。

更に、スパッタリングなどの真空装置におけるクローバスイッチ３３の駆動上の問題点について述べると、真空装置の最初のトリガー、すなわちイグニション時に定常電圧よりも２倍程度も大きい電圧が印加されることによって、クローバスイッチ３３が誤ってオンすると、定常時の予定された側路電流よりも大きな側路電流が流れ、破損する危険がある。特に、真空装置の最初のトリガー、すなわちイグニション直後、あるいは異常放電直後などにも正方向の電圧変化（いわゆるｄＶ／ｄｔ）が加わり、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴからなるクローバスイッチ３３が誤動作する危険がある。

更にまた、従来のクローバスイッチ３３のオンによる異常放電を消滅させる構成ではもう一つ問題がある。電力容量の比較的小さな電力供給装置に用いられるクローバスイッチ３３であっても、電流が大きいため、その順方向ドロップは１０Ｖ以上ある。クローバスイッチ３３のオンによって、前述の通り、通常の異常放電は消滅するが、クローバスイッチ３３の順方向ドロップによって、負荷４は１０Ｖ以上の電圧で順バイアスされた状態になり、数Ｖのアーク、異常放電の場合に、異常放電を消滅させるのに不十分となる。スパッタリングなどの真空装置にあっては、このような低電圧異常放電の可能性もありうる。
特開平８−３１１６４７号公報

本発明は、真空装置などにおける異常放電を消滅するための短絡用半導体スイッチを備える電力供給装置において、インダクタの定電流作用に悪影響を与えることなく、短絡用半導体スイッチの耐圧を必要最小限にするために、短絡用半導体スイッチをどの時点でオフさせるかということを一方の課題とし、また、短絡用半導体スイッチのオンの後に残る残留電圧を短絡用半導体スイッチのオンを利用していかに速やかにゼロもしくは反転させるかということを他方の課題とする。

前述の課題を解決するために、第１の発明は、負荷装置と、該負荷装置に給電を行う直流電源と、前記負荷装置と並列に接続された短絡用半導体スイッチと、前記負荷装置の異常放電を検出する異常放電検出回路と、該異常放電検出回路からの異常放電検出信号により前記短絡用半導体スイッチをオン、オフさせる駆動回路とを備え、前記異常放電の発生時、又は異常放電の発生を予知したときには前記短絡用半導体スイッチをオンさせて、前記負荷装置を短絡する機能を有する電力供給装置であって、前記短絡用半導体スイッチがオン状態にあるとき、前記短絡用半導体スイッチを流れる電流が、定格電流の１０％以下に低下するときに、前記駆動回路は前記短絡用半導体スイッチをオフさせることを特徴とする電力供給装置を提供するものである。

第２の発明は、前記第１の発明において、前記短絡用半導体スイッチがオンしてから、前記短絡用半導体スイッチを流れる電流が、前記定格電流の１０％以下に低下するまでの所定時間Ｔを予め求めてタイマー部に設定しておき、前記所定時間Ｔが経過するときに前記短絡用半導体スイッチをオフさせることを特徴とする電力供給装置を提供するものである。
第３の発明は、前記第１の発明において、前記短絡用半導体スイッチを流れる電流を検出する電流検出器を備え、該電流検出器で検出された電流が定格電流の１０％以下に低下するときに、前記短絡用半導体スイッチをオフさせることを特徴とする電力供給装置を提供するものである。
第４の発明は、前記第１の発明ないし前記第３の発明のいずれかにおいて、前記負荷装置の両端の負荷電圧が設定電圧を越えているときには、前記短絡用半導体スイッチをオンさせない電圧インターロック回路を備えることを特徴とする電力供給装置を提供するものである。

第５の発明は、前記第１の発明ないし前記第４の発明のいずれかにおいて、前記短絡用半導体スイッチはＩＧＢＴ又はＦＥＴであり、該ＩＧＢＴ又はＦＥＴのコレクタ又はドレインとゲートとの間の静電容量の放電を防止するダイオードを前記コレクタ又はドレインと直列に接続したことを特徴とする電力供給装置を提供するものである。
第６の発明は、前記第１の発明ないし前記第５の発明のいずれかにおいて、前記直流電源は、制御可能なインバータ回路と、該インバータ回路の交流出力を整流する整流器と、インダクタとコンデンサとの双方又はいずれか一方とを備えることを特徴とする電力供給装置を提供するものである。
第７の発明は、前記第６の発明において、前記直流電源は、出力電流を検出する電流検出器と、前記出力電流の過電流時に前記インバータ回路を停止させる過電流検出遮断回路とを有することを特徴とする電力供給装置を提供するものである。

第８の発明は、前記第７の発明において、前記電流検出器は、電流制限抵抗をも兼ねるものであり、前記短絡用半導体スイッチがオンするときに、前記インダクタとコンデンサとの双方又はいずれか一方のエネルギーを消費することを特徴とする電力供給装置を提供するものである。
第９の発明は、前記第１の発明ないし前記第８の発明のいずれかにおいて、前記異常放電検出回路は、前記負荷電圧の検出電圧が低下するときに異常放電の発生と判定するか、あるいは前記負荷装置を流れる負荷電流が設定値よりも増大する場合に異常放電の発生と判定するか、若しくは前記負荷電圧が設定値よりも低下するときに異常放電の発生と判定するか又はこれらを組み合わせて判定するか、又は前記負荷電流が急激に増大、前記負荷電圧が急激に減少することによって、それらの変化率（１回微分）が設定値よりも大きな場合には異常放電の発生と判定するか、更には、前記負荷電流を２回微分した値が設定値よりも大きな場合には、異常放電発生の直前の状態であることを検出して異常放電の発生を予知するかのいずれかであることを特徴とする電力供給装置を提供するものである。
第１０の発明は、前記第９の発明において、前記異常放電検出回路は、前記直流電源から前記負荷装置に向かう電流が流れる１次巻線と該１次巻線に電磁的に結合された２次巻線とを有するインダクタと、該２次巻線の両端に発生する電圧と基準電圧とを比較して、該２次巻線に発生する電圧が前記基準電圧以上になるときに、異常放電の発生を示す信号を出力するコンパレータとを備えることを特徴とする電力供給装置を提供するものである。

第１１の発明は、負荷装置と、該負荷装置に給電を行う直流電源と、前記負荷装置と並列に接続された短絡用半導体スイッチと、前記負荷装置の異常放電を検出する異常放電検出回路と、該異常放電検出回路からの異常放電検出信号により前記短絡用半導体スイッチをオン、オフさせる駆動回路とを備え、前記異常放電の発生時、又は異常放電の発生を予知したときには前記短絡用半導体スイッチをオンさせて、前記負荷装置を短絡する機能を有する電力供給装置であって、前記短絡用半導体スイッチと直列に前記直流電源とは逆極性の負荷逆バイアス用電源を接続し、前記短絡用半導体スイッチがオンするときに前記負荷逆バイアス用電源の電圧を前記負荷装置に印加することによって、異常放電を速やかに終止させる電力供給装置を提供するものである。
第１２の発明は、請求項１１において、前記負荷逆バイアス用電源は、前記短絡用半導体スイッチと直列に接続されたコンデンサと、該コンデンサと並列で、前記短絡用半導体スイッチの導通方向と同じ向きに接続されたダイオードと、前記コンデンサを充電する充電用電源とからなる電力供給装置を提供するものである。

前記第１の発明によれば、負荷装置に異常放電が発生するとき、又はその発生を予知するときにオンさせて負荷装置を短絡する短絡用半導体スイッチとして、耐圧の低い安価な半導体スイッチを用いることができる。また、短絡用半導体スイッチのオフ時に高い電圧が発生しないので、再び異常放電につながる危険性を解消することができる。
前記第２の発明によれば、短絡用半導体スイッチをオンさせておく所定時間Ｔをタイマー回路に予め設定しておくだけでよいので、回路の簡素化が図れ、経済的に優位になる。
前記第３の発明によれば、短絡用半導体スイッチを流れる電流が設定最小値よりも減少した時点で、短絡用半導体スイッチをオフさせているので、個々の回路のインピーダンスの差異など特性の違い、入力又は出力電圧の変動などがあっても十分に対応できる。

前記第４の発明によれば、点火電圧など設定値以上の高い電圧が印加されても、電力損失によって短絡用半導体スイッチが損傷又は破壊することがない。
前記第５の発明によれば、短絡用半導体スイッチとして用いられるＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴが有するコレクタ又はドレインとゲート間の静電容量の放電をダイオードで防いでいるので、電力損失の低減が図れると共に、誤動作を防ぐこともできる。
前記第６の発明によれば、負荷装置がスパッタリング装置、エッチング装置又は電子ビーム蒸着装置のような真空装置であっても、安定に電力を供給できる。

前記第７の発明によれば、短絡用半導体スイッチ側の回路と直流電源との間で信号のやりとりをすることなく、異常放電を消滅できるので、直流電源のオプションとして既存の装置に後から異常放電を抑制する回路を追加できる利点がある。また、異常放電を起こし易い真空装置の場合、あるいは液晶用のスパッタリング装置などのように異常放電を極力避けなければならない装置などにあっては、必要に応じて直流電源２の出力にこの異常放電を抑制する回路を後付けできる利点がある。
前記第８の発明によれば、電流検出器を電流制限抵抗としても兼用させているので、別途、電流制限抵抗を接続することなく、直流電源内のエネルギーの消費を行うことができ、短絡用半導体スイッチのオフ時点を早めることができる。
前記第９の発明によれば、種々の異常放電発生の検出、又は予知のやり方を提供することができる。
前記第１０の発明によれば、異常放電検出回路の簡素化を図ることができる。
前記第１１の発明、第１２の発明によれば、低電圧異常放電を消滅させるために短絡用半導体スイッチがオンするときに、負荷装置に逆バイアス電圧を与えて、負荷装置を流れる電流を速やかにゼロにすることができる。また、簡単な回路構成でこのことを実現することができる。

［実施形態１］
図１によって、本発明の第１の実施形態に係る電力供給装置１００について説明する。図１において、商用電源のような交流電源１からの交流電力を所望の直流電力に変換するＤＣ−ＤＣコンバータなどからなる直流電源２の出力端子間には、前述したようなクローバスイッチとして働く短絡用半導体スイッチ３が接続される。この短絡用半導体スイッチ３はＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴなどからなり、従来のものと同様である。そして、直流電源１と前記真空装置のような負荷装置４との間には、異常放電検出回路５が接続されている。

この異常放電検出回路５は、負荷電圧の検出電圧の極性が反転するときに異常放電が発生したものと判定するもの、負荷装置を流れる負荷電流が設定電流値よりも増大する場合に異常放電と判定するもの、あるいは負荷装置の両端の負荷電圧が設定電圧値よりも低下するときに異常放電と判定するもの、これらを組み合わせたもの、又は前記負荷電流が急激に増大、負荷電圧が急激に減少することによって、それらの変化率（１回微分）が設定値よりも急峻な、つまり大きい場合には異常放電と判定するものなどがあり、更には前記負荷電流を２回微分した値が設定値よりも大きな場合には、異常放電発生の直前の状態であることを検出、つまり異常放電の発生を予知するものもある。

異常放電検出回路５は、前述のようにして異常放電を検出すると、異常放電検出信号を短絡用半導体スイッチ３の駆動回路６に出力する。この駆動回路６は、タイマー部７と駆動信号発生部８とからなる。タイマー部７は、この実施形態１では重要な役割を果たすものであり、前記異常放電検出信号を受けてから予め設定した所定時間Ｔが経過するまで、駆動信号発生部８にタイマー信号を送出する。駆動信号発生部８は、タイマー部７から前記タイマー信号を受けている前記所定時間Ｔの間だけオン駆動信号を短絡用半導体スイッチ３に送ってこれをオンさせ、前記タイマー信号の消滅とともにオフ駆動信号を短絡用半導体スイッチ３に送ってこれをオフさせる。

前記所定時間Ｔは、次のようにして設定される。直流電源１には、図７に示したように、フィルタ用のインダクタが備えられている場合が多く、備えていない場合にも、図示しないＤＣ−ＤＣコンバータのトランスのインダクタンス、又は回路内の漏洩インダタンス、キャパスタンスが存在する。異常放電が発生することによって、短絡用半導体スイッチ３がオンすると、直流電源２の前記インダクタンス及びキャパシタンスに蓄えられた前述のエネルギーは循環電流となって短絡用半導体スイッチ３及び直流電源２を循環して流れ、直流電源の回路部品及び短絡用半導体スイッチ３の電力消費によって減衰する。

この循環電流が従来のように定格電流値に戻った時点で、短絡用半導体スイッチ３をオフさせると、定格電流値に戻ったとは言え、前記インダクタンスの働きによって短絡用半導体スイッチ３の両端に定格電圧の数倍も大きな電圧が印加されるので、この発明では、短絡用半導体スイッチ３を流れる電流が定格電流の１０％以下、好ましくは実質的にゼロ近傍まで低下する最大時間を所定時間Ｔとする。この所定時間Ｔは各種実験から予め求められたものであり、数１００μｓの時間である。この所定時間Ｔを予めタイマー部７に設定しておく。なお、異常放電発生時には直流電源２の不図示のＤＣ−ＤＣコンバータは、内部で過電流を検出して、所定時間Ｔ経過後又はその前後の間でオフにされる。
なお、定格電流の１０％以下であれば、短絡用半導体スイッチ３に簡単な小容量のスナバ回路を付加するだけで、前記インダクタンスによるサージ電圧を吸収することができる。

この実施形態１では、短絡用半導体スイッチ３を流れる循環電流が定格電流の１０％以下、好ましくは実質的にゼロ近傍まで低下する所定時間Ｔを経過した後に、短絡用半導体スイッチ３をオフにするので、短絡用半導体スイッチ３の両端にはほぼ定格電圧程度が印加されるだけであり、したがって、従来のように定格電圧の２倍ないしは数倍も高い耐圧を持つ短絡用半導体スイッチを用いる必要は無く、経済的に有利である。また、従来のように短絡用半導体スイッチ３のオフ時に過度に高い電圧が発生しないので、異常放電の再発生につながる危険性を排除することができる。

なお、短絡用半導体スイッチ３を流れる循環電流の減衰が小さい、つまり、その循環電流が流れる閉回路の電力消費が小さい場合には、その閉回路に抵抗や複数のダイオードを直列に接続してもよい。ダイオードの場合には、短絡用半導体スイッチ３の直ぐ側に接続しても、循環電流による電圧の上昇は順方向ドロップ分だけであるために小さい。

［実施形態２］
次に図２により第２の実施形態である電力供給装置２００について説明する。図２において、図１で用いた記号と同一の記号は同じ名称の部材を示すものとする。
実施形態２では、短絡用半導体スイッチ３を流れる循環電流を検出する電流検出器９と、電流検出器９により検出される循環電流の電流値が定格電流の１０％以下、好ましくは実質的にゼロ近傍まで低下したか否かを識別する判定回路１０とを備えている。この電力供給装置２００において、短絡用半導体スイッチ３のオン動作、その働きについては、実施形態１と同じであるので説明を省略する。

判定回路１０は、電流検出器９からの電流検出信号が減少傾向を呈するか否かを検出すると共に、前記電流検出信号と設定値とを比較し、その電流検出信号が減少傾向、つまり右下がりにあって、かつ設定値以下になるときに開信号を駆動回路６に送出する。ここで、判定回路１０の前記設定値は、定格電流の１０％以下、つまり定格電流の１／１０以下に相当する値である。駆動回路６は、判定回路１０から前記開信号を受けるときに、オフ駆動信号を短絡用半導体スイッチ３に与え、これをオフさせる。

この実施形態２においても、異常放電の発生の際に短絡用半導体スイッチ３と直流電源２とを循環する循環電流が、定格電流の１０％以下のある値の設定値以下に低下する時点で、短絡用半導体スイッチ３をオフさせるので、短絡用半導体スイッチ３には過度に大きな電圧は印加されず、したがって、従来のように定格電圧の２倍ないしは数倍も高い耐圧を有するＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴを用いる必要は無く、経済的に有利である。また、従来のように短絡用半導体スイッチ３の両端に過度に高い電圧が発生しないので、異常放電の再発につながることがない。

［実施形態３］
次に、図３により本発明の第３の実施形態に係るより具体的な構成の電力供給装置３００について説明する。電力供給装置３００を示す図３において、図１及び図２で用いた記号と同一の記号については同じ部材を示すものとする。
この第３の実施形態は、アーク放電のような異常放電の発生確率が低いことに着目し、最低限の電力損失とコストで最大の信頼性を得ることのできる電力供給装置を提供するものである。
直流電源２は、交流電源１からの交流電源を整流し、平滑する整流・平滑回路２Ａ、直流電圧を高周波交流電圧に変換する一般的なインバータ回路２Ｂ、昇圧用トランス２Ｃ、整流回路２Ｄ、フィルタを構成するコンデンサ２Ｅとインダクタ２Ｆ、及びインバータ回路２Ｂを制御する制御回路２Ｇで構成されている。

短絡用半導体スイッチ３としてＩＧＢＴを用いており、その主端子の一方であるコレクタ端子と直列に、ＩＧＢＴのコレクタ−ゲート間の静電容量の充電電圧の放電を防止するためのダイオード１１を接続している。このダイオード１１の働きについては、駆動回路６の具体例を示す図４などを用いて後で説明する。

駆動回路６は実施形態１で説明したタイマー部７と絶縁駆動信号発生部８’とからなる。この電力供給装置３００では、負荷装置４がスパッタ装置、エッチング装置、電子ビーム蒸着装置などの真空装置であり、タイマー部７の出力電位は低く、その電位に比べて短絡用半導体スイッチ３の制御端子の電位は高くなるので、タイマー部７の出力と短絡用半導体スイッチ３の制御端子との間を電気的に絶縁できる絶縁駆動信号発生部８’を用いている。絶縁駆動信号発生部８’については、その一例を後で詳しく述べる。

異常放電検出回路５は、正常時には負荷装置の電圧を検出する電圧検出回路を構成する高電圧抵抗器５Ａとこれに直列接続された電圧検出用抵抗器５Ｂと高電圧抵抗器５Ａに並列接続された電圧検出コンデンサ５Ｃ、及び検出された電圧が正常か、あるいは異常かを判別し、異常のときには異常検出信号を駆動回路６に出力する判別回路５Ｄで構成される。この判別回路５Ｄは、検出電圧の極性が反転したときに異常放電が発生したものと判定する。

次に、電力供給装置３００の動作について説明する。負荷装置４が正常な状態にあれば、負荷電圧検出信号が極性反転しないので、異常放電検出回路５は異常検出信号を出力せず、したがって、駆動回路６は短絡用半導体スイッチ３をオンさせず、また、制御回路２Ｇに停止信号を与えない。この状態では、制御回路２Ｇは通常の制御動作を行い、インバータ回路２Ｂは通常の動作を行って負荷装置４に直流電力を供給する。このとき、検出用コンデンサ５Ｃは図示した極性に充電されている。

直流電源１から負荷装置４としての真空装置に電流が供給されているとき、真空装置４にアーク放電のような異常放電が発生すると、真空装置４は低インピーダンス状態になるので、検出用コンデンサ５Ｃの図示した極性の電荷は、抵抗５Ｂ、真空装置４を通して放電される。
この放電電流ｉは、抵抗器５Ｂを図示矢印方向に流れ、抵抗器５Ｂの両端の電圧の極性を反転する。抵抗器５Ｂには、接地からみて正極性の電圧が発生する。判別回路５Ｄは、検出電圧の極性が反転したことを検出すると、異常放電が発生したと判定し、異常放電検出信号を駆動回路６のタイマー部７に出力する。

この過渡的な状態についてもう少し詳しく説明すると、前記異常放電が発生したとき、異常放電検出回路の検出遅れと、インバータ回路２Ｂのオフ時間遅れと、短絡用半導体スイッチ３のオン時間遅れとの間、直流電源１はインダクタ２Ｆを通して真空装置４で短絡され、インダクタ２Ｆの電流が増加する。
しかし、その後直ぐに短絡用半導体スイッチ３がオンし、インバータ回路２Ｂがオフするので、直流電源１の内部コンデンサ２Ｅのエネルギー、インダクタ２Ｆのエネルギーの大部分は、短絡用半導体スイッチ３、直流電源１の整流回路２Ｄを通して循環し、それらの回路損失で消費される。

前に戻って説明すると、タイマー部７は、この異常放電検出信号を受けてから予め設定された前記所定時間Ｔに等しいパルス幅を持つ信号を絶縁駆動信号発生部８’に入力する。この所定時間Ｔは、実施形態１で述べたのと同じ時間であるので、説明を省略する。絶縁駆動信号発生部８’は、所定時間Ｔに等しいパルス幅を持つ信号をタイマー部７から受けると、所定時間Ｔだけ短絡用半導体スイッチ３をオンさせ、所定時間Ｔが経過すると、短絡用半導体スイッチ３をオフさせる。

他方、タイマー部７は、この異常放電検出信号を受けて、ほぼ所定時間Ｔの経過後に絶縁駆動信号発生部８’に信号を出力するのと同時に、制御回路２Ｇに停止信号を与える。制御回路２Ｇは、この停止信号を受けると、インバータ回路２Ｂをオフにし、電力の供給を停止する。ここで、半短絡用半導体スイッチ３のオフが先で、インバータ回路２Ｂのオンが後であることは望ましいが、それらのオンの順序を逆にすることもできる。

前にも述べたように、所定時間Ｔが経過すると、短絡用半導体スイッチ３、インダクタ２Ｆ、直流電源２の整流回路２Ｄからなる閉回路を流れる循環電流は、定格電流の１０％以下に低下しているので、所定時間Ｔが経過した時点で短絡用半導体スイッチ３をオフしても、短絡用半導体スイッチ３には過度な電圧が印加されることは無く、定格電圧程度の電圧が印加されるだけである。したがって、従来に比べて耐圧の低いＩＧＢＴ又はＦＥＴのような短絡用半導体スイッチ３を用いることができる。
また、短絡用半導体スイッチ３の両端間に高電圧が発生しないので、すぐにアーク放電のような異常放電が再発することもない。したがって、この実施形態では、アーク放電のような異常放電の発生確率が低いことに着目し、最低限の電力損失、コストでもって、最大の信頼性を得ることのできる電力供給装置を実現できる。

更に、この実施形態では、負荷装置４の異常放電時に、インダクタ２Ｆなどのインダクタンスのエネルギーを、インダクタンス自身の損失、短絡用半導体スイッチ３の損失、直流電源内の整流回路２Ｄの損失によって所定時間内で消費させる。これらの各部品は、もともと定格電流を流せる能力をもつので、このような定格電流の数倍以下の、短時間の過電流には十分に耐える能力を持つ。通常、所定時間は数１００μｓ以下であり、異常放電後に直流電源を所定時間以上、例えば１ｍｓ休止して、再度１ｍｓ程度で立ち上げれば、過負荷時間比率は１０％程度であり、十分に熱的に耐えることができる。特に、従来のように抵抗器又は抵抗器とダイオードの直列回路などをインダクタ２Ｆに並列接続しないので、部品点数も減少し、正常運転時のインダクタンスの定電流作用を減じることがなく、安定なプラズマ放電を実現できる。

更にまた、ダイオード１１は、短絡用半導体スイッチ３がＩＧＢＴ又はＦＥＴであるとき、ＩＧＢＴのコレクタ−ゲート間の静電容量がコレクタ電圧の変動によって放電、充電されるのを防ぐものである。ダイオード１１の働きを詳述するために、短絡用半導体スイッチ３としてＩＧＢＴを用い、そのＩＧＢＴを駆動する絶縁駆動信号発生部８’の１例を図４に示して説明する。一般に、短絡用半導体スイッチとして用いられる一般的なＩＧＢＴ３は、コレクタ３ｃとゲート３ｇとの間に静電容量Ｃを有する。このコレクタ−ゲート間静電容量Ｃは数ｎＦとかなり大きい。なお、３ｅはエミッタである。

絶縁駆動信号発生部８’は、タイマー部７と絶縁駆動信号発生部８’との間を電気的に絶縁するパルストランス又はフォトカプラなどからなる信号絶縁回路８’Ａ、ハイサイドのＮＰＮトランジスタ８’Ｂ、これに直列接続されたローサイドのＰＮＰトランジスタ８’Ｃで概略構成される。
信号絶縁回路８’Ａを介してタイマー部７から前記所定時間Ｔの幅を有する正のパルス信号が印加されると、ハイサイドのＮＰＮトランジスタ８’Ｂがオン、ローサイドのＰＮＰトランジスタ８’Ｃはオフであり、駆動電源電圧の１５ＶがＩＧＢＴ３のゲート端子に印加され、ＩＧＢＴ３がオンする。
次に、前記所定時間Ｔの経過に伴ってパルス信号が無くなり、ＮＰＮトランジスタ８’Ｂがオフ、ＰＮＰトランジスタ８’Ｃがオンし、ＩＧＢＴ３のゲート端子の電圧は０Ｖとなって、ＩＧＢＴ３がオフする。

ダイオード１１が無い状態で、ＩＧＢＴ３がオフしているときに、コレクタ３ｃの電圧が減少方向に電圧変化すると、コレクタ−ゲート間の静電容量Ｃの充電電荷は放電され、その電圧は低下し、その状態で、コレクタ３ｃの電圧が再び増大方向に電圧変化（いわゆるｄＶ／ｄｔ）する。その電圧変化が大きいと、充電電流も大きくなり、静電容量Ｃを通してゲート回路に大きな充電電流が流れ込み、誤ってオンすることがある。すなわち、不要な時に、クローバスイッチであるＩＧＢＴ３がオンすることがあり、また、スパッタリングの点火電圧時に誤オンすると、過大電流が流れ、過剰な電力損失によってＩＧＢＴ３などが破損する危険がある。

しかし、この実施形態３では、クローバスイッチであるＩＧＢＴ３の一方の主端子であるコレクタ３ｃに直列にダイオード１１を接続しているので、図５に示すように、コレクタ３ｃの電圧（実線で示された曲線Ａ）が減少方向に電圧変化しても、ダイオード１１によってコレクタ−ゲート間静電容量Ｃの充電電荷は放電されないので、ＩＧＢＴ３がオンした直後の充電電圧が低い場合を除き、コレクタ−ゲート間静電容量Ｃの電圧（鎖線で示された曲線Ｂ）は高い状態に保持され、したがって、大きな充電電流が流れることが無いからＩＧＢＴ３が誤動作することはない。このことが、更に電力供給装置３００の信頼性を向上させている。

[実施形態４]
次に、図６によって本発明の第４の実施形態である電力供給装置４００について説明する。図６において、図４で用いた記号と同一の記号は同じ部材を示すものとする。第４の実施形態は、異常放電検出回路５の有効な回路構成の一例を示すものである。
異常放電検出回路５は、直流電源２の出力端子に直列に接続され、直流電源２から負荷装置へ向かう電流が流れる１次巻線ｎ１とこの１次巻線ｎ１に電磁的に結合された２次巻線ｎ２とを有するインダクタ５Ｇと、２次巻線ｎ２に直列に接続されたダイオード５Ｈと、２次巻線ｎ２の両端の電圧とほぼ等しい電圧がかかる抵抗５Ｉと、基準電圧を発生する基準電圧源５Ｊと、抵抗５Ｉの電圧と前記基準電圧とを比較して、抵抗５Ｉの電圧が前記基準電圧よりも高いときにＨレベルの信号を出力するコンパレータ５Ｋとからなる。コンパレータ５ＫのＨレベルの出力信号は、駆動回路６のタイマー部７に入力される。ここで、インダクタ５Ｇは第３の実施形態である電力供給装置３００における直流電源２のインダクタ２Ｆに２次巻線を設けたものでも良いし、前記インダクタ２Ｆとは別途に設けたインダクタであって、負荷電流を安定させるインダクタンスを呈するものであってもよい。

次に、動作について説明する。負荷装置４が前述のような真空装置であるとすると、定常の状態ではプラズマ放電が発生しており、この定常のプラズマ放電ではインダクタ５Ｇの１次巻線ｎ１に流れる負荷電流はほぼ一定であるので、インダクタ５Ｇの両端、すなわち、その２次巻線ｎ２の両端には有効な電圧が発生しない。したがって、抵抗５Ｉの電圧は基準電圧源５Ｊの基準電圧よりも低く、コンパレータ５Ｋは出力信号を出力しない。

負荷装置４に異常放電であるアーク放電が発生すると、直流電源２の出力電圧はほぼすべてインダクタ５Ｇに印加され、インダクタ５Ｇの１次巻線ｎ１には黒点側を正とする電圧が現出する。負荷装置４がスパッタリング装置の場合には、直流電源２の出力電圧は一般的に４００Ｖ程度であり、インダクタ５Ｇの１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２との巻数比が４０対１とすると、２次巻線ｎ２には約１０Ｖの電圧が発生する。この電圧は、ダイオード５Ｈを通して抵抗５Ｉとコンパレータ５Ｋの非反転（＋）端子に印加される。コンパレータ５Ｋは、非反転端子に印加された約１０Ｖの電圧と基準電圧源５Ｊから反転（−）端子に印加される５Ｖ程度の基準電圧とを比較し、異常放電の発生を示すＨレベルの出力信号を駆動回路６のタイマー部７に与える。

タイマー部７は、前述と同様に、コンパレータ５ＫからＨレベルの出力信号を受けた時点から前記所定時間Ｔに等しいパルス幅を持つタイマー信号を絶縁駆動信号発生部８’に与え、絶縁駆動信号発生部８’はＦＥＴのような短絡用半導体スイッチ３を前記所定時間Ｔだけオンさせる。それと同時に、直流電源２の前述のような制御回路にも前記タイマー信号を与え、直流電源２を前記所定時間Ｔだけオフさせる。前記タイマー信号が前記所定時間Ｔの経過に伴い消失すると、再び、短絡用半導体スイッチ３はオフになり、直流電源２はオンする。この実施形態でも、短絡用半導体スイッチ３がオフする時点では、短絡用半導体スイッチ３を流れる電流が、定格電流の１０％以下に低下しているので、そのオフ時に過度な電圧が印加されることはない。なお、この異常放電検出回路はさまざまな装置に使用することができ、有意義な回路である。

[実施形態５]
次に、図７によって本発明の第５の実施形態である電力供給装置５００について説明する。図７において、図４で用いた記号と同一の記号は同じ部材を示すものとする。この電力供給装置５００は、タイマー部７と絶縁駆動信号発生部８’との間に、負荷電圧が定格電圧よりも高い所定の設定電圧値よりも高いときには短絡用半導体スイッチ３をオンさせない電圧インターロック回路１２を備える。この電圧インターロック回路１２は、例えば、タイマー部７と絶縁駆動信号発生部８’との間に直列接続されているＦＥＴのようなスイッチ素子（不図示）、又はタイマー部７と絶縁駆動信号発生部８’との接続点と接地との間に接続されているスイッチ素子（不図示）を備え、負荷電圧の検出電圧が設定電圧値以上のときには、前記スイッチ素子がオフ又はオンして、タイマー部７が出力する信号を遮断し、絶縁駆動信号発生部８’に伝達しない。
したがって、負荷電圧の検出電圧が設定値以上のときには、電圧インターロック回路１２の働きによって、絶縁駆動信号発生部８’は駆動信号を発生しない。また、直流電源２は負荷電流を検出する電流検出器２Ｈを備えると共に、過電流発生時にはインバータ回路２Ｂを停止させるための過電流検出遮断回路２Ｉを制御回路２Ｇ内に備える。ここで、電流検出器２Ｈは電流制限を行う電流制限抵抗器を兼用してもよい。

次に、電力供給装置５００の動作については、電力供給装置３００と異なる部分を説明する。負荷装置４が正常に放電しているときには、負荷電圧は定格電圧にあり、また、負荷装置４に異常放電が発生すると、前述から明らかなように、負荷電圧は当然に定格電圧よりも低下するので、電圧インターロック回路１２は、タイマー部７からの信号をそのまま絶縁駆動信号発生部８’に伝達する。したがって、絶縁駆動信号発生部８’は、異常放電時にはオン駆動信号を短絡用半導体スイッチ３に供給し、前述のように所定時間Ｔだけ短絡用半導体スイッチ３をオンさせる。したがって、正常放電時、異常放電時においては、電圧インターロック回路１２を設けた影響はまったくない。この作用、効果については前記実施形態で述べたとおりであるので、説明を省略する。

逆に、負荷装置４がイグニションする前に、負荷装置４の電圧が定格電圧よりも高い設定電圧を越えると、電圧インターロック回路１２は、前記スイッチ素子（不図示）がオフすることによって、タイマー部７と絶縁駆動信号発生部８’との間を切断するか、あるいは前記スイッチ素子（不図示）がオンすることによって、タイマー部７と絶縁駆動信号発生部８’との接続点を接地点に短絡することによって、タイマー部７からの信号が絶縁駆動信号発生部８’に伝達されるのを防止する。したがって、負荷電圧が所定の設定電圧値以上の状態にあるときは、短絡用半導体スイッチ３はオンしない。

このことは、短絡用半導体スイッチ３の保護の面から大切である。電力損失は、短絡用半導体スイッチ３に印加される電圧とそれを流れる電流との積で決まるので、電圧の大きな状態で、短絡用半導体スイッチ３をオンさせると、電力損失が非常に大きくなり、定格時よりも大幅に大きな電力量を有する短絡用半導体スイッチ３を用いなくてはならなくなる。これは本発明の基本的な技術思想にそぐわなくなる。

一例として、負荷装置４が真空装置の場合には、点火（イグニション）電圧、例えば１２００Ｖの点火電圧によって、短絡用半導体スイッチ３が誤ってオンすると、短絡用半導体スイッチ３であるＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴを破損する可能性が高いので、真空装置の電圧、負荷電圧が定常放電電圧の上限、例えば８００Ｖよりも高い電圧では、電圧インターロック回路１２は絶縁駆動信号発生部８’がオン駆動信号を出力するのを抑止する。

また、この電力供給装置５００では、電力供給装置３００と違って、タイマー部７からオフ信号を直流電源１に送る必要がない。その代わり、直流電源２のリターン回路に設けた電流検出器２Ｈによって検出された電流検出信号が設定値よりも大きく、過電流状態になったときには、制御回２Ｇの過電流遮断回路２Ｉが働くことによって、制御回路２Ｇはインバータ回路２Ｂを直ぐに停止させ、前記所定時間Ｔ以上の期間、インバータ回路２Ｂを停止状態とする。
電流検出器２Ｈが前述のように、電流制限抵抗器を兼ねるものである場合には、短絡用半導体スイッチ３がオンしたときに、フィルタ用のコンデンサ２Ｅ、インダクタ２Ｆのエネルギーを消費するので、短絡用半導体スイッチ３と直流電源２とを循環する電流の減衰が大きく、短時間で短絡用半導体スイッチ３をオフにすることができる。

すなわち、この電力供給装置５００では、短絡用半導体スイッチ３側の回路と直流電源２との間で信号のやりとりすることなく、異常放電を消滅できるので、直流電源２のオプションとして既納品に後から追加できる利点がある。また、異常放電しやすい真空装置の場合、あるいは液晶用のスパッタリング装置などのように異常放電を極力避けなければならない用途など、必要に応じて直流電源２に後付けできる利点がある。なお、直流電源２自体に前述の異常放電検出回路５と同様な異常放電検出回路を別個設け、その異常放電検出回路で異常放電を検出して直流電源２のインバータ回路を停止することもできる。

[実施形態６]
次に、図８によって本発明の第６の実施形態である電力供給装置６００について説明する。図８において、図７で用いた記号と同一の記号は同じ部材を示すものとする。以上の実施形態で説明したように、異常放電検出回路５によって異常放電が発生したことが検出されたとき、又は異常放電の発生が予知されたときには、駆動回路６が短絡用半導体スイッチ３をオンさせるが、一般的に短絡用半導体スイッチ３は数Ｖ以上の順方向ドロップを有するので、短絡用半導体スイッチ３がオンした状態でも、負荷装置４の両端の電圧は短絡用半導体スイッチ３の順方向ドロップとダイオード１１の順方向ドロップとの和の電圧に等しい電圧値、例えば１０Ｖ以下には低下しない。そして、短絡用半導体スイッチ３のオンによって通常の異常放電が消滅するとはいえ、その直後には異常放電によって生成されたイオンが残留しているので、負荷は未だ比較的低インピーダンス状態にあり、１０Ｖ程度の電圧では低電圧異常放電を消滅できない可能性もある。実施形態６ではこの低電圧異常放電電圧を速やかに反転することを目的にしている。

実施形態６の電力供給装置６００では、短絡用半導体スイッチ３のアノード側に直列にコンデンサ２１を接続し、短絡用半導体スイッチ３の導通方向と同方向に向けたダイオード２２を、コンデンサ２１と並列に接続する。コンデンサ２１の両端には、必要に応じて接続される保護用抵抗２３を介して充電用電源２４が接続される。この充電用電源２４は、コンデンサ２１を図示極性、つまり直流電源２の出力電圧の極性とは逆の極性に充電する。その充電電圧の大きさは、これに制限されるものでないが、例えば、負荷装置４の定常放電電圧の１０％以下である。通常、真空装置にあっては負荷装置４のプラズマ放電電圧は２００〜８００Ｖであるから、充電用電源２４の出力電圧は、プラズマ放電電圧に応じて２０〜８０Ｖに設定される。充電用電源２４の出力電圧は、固定の値であっても良いし、プラズマ放電電圧に応じて自動的に変更される電圧であっても良い。この実施形態６では５０Ｖとする。

ここで、コンデンサ２１、ダイオード２２、保護用抵抗２３、及び充電用電源２４は、負荷装置４に逆バイアス電圧を与える負荷逆バイアス用電源を構成する。また、充電用電源２４は、詳細な回路構成については図示しないが、商用電源電圧を所望の電圧に変換するトランスと、その交流電圧を整流する整流回路とからなる簡単な回路構成のもの、あるいはトランス２Ｃに不図示の別巻線を設けると共に、その交流電圧を所望の直流電圧に変換する通常の構成の整流回路を前記別巻線に接続したものなど種々の構成が考えられ、一般的な構成の充電回路であれば良い。

次に、この実施形態の電力供給装置６００の動作について説明する。電力供給装置６００の動作は、前記負荷逆バイアス用電源の動作を除いて電力供給装置５００の動作と同じである。負荷装置４が正常に動作しているときには、前述したように短絡用半導体スイッチ３はオフ状態にあり、コンデンサ２１は充電用電源２４によって５０Ｖに充電されている。この状態で、今、負荷装置４に異常放電が発生すると、この異常放電の発生を異常放電検出回路５が検出して異常放電検出信号を駆動回路６に送出する。駆動回路６は、前記異常放電検出信号を受けると、短絡用半導体スイッチ３を即座にオンさせる。

この結果、負荷装置４の両端には、短絡用半導体スイッチ３とダイオード１１との順方向ドロップの和に等しい電圧（例えば、１０Ｖとする。）に逆極性電圧（−５０Ｖ）を加算した電圧、つまり−４０Ｖの逆極性電圧が印加されることになる。この逆バイアス電圧によって、負荷装置４に発生した異常放電はより速やかに終止すると共に、その後に流れていた微少電流をもゼロにすることができる。前記負荷逆バイアス用電源の電流供給量が十分に大きければ、異常放電を検出してインバータ回路２Ｂが停止するまで負荷装置４に逆バイアス電圧を印加し続けることができ、より一層、異常放電を速やかに終止させることができる。そして、コンデンサ２１の電荷がすべて放電されたとき、インダクタンス２Ｆのエネルギーがまだ残っていればダイオード２２が導通し、負荷装置４の負荷電圧は再びほぼ数Ｖになる。また、ダイオード２２によってコンデンサ２１が図示極性とは逆に充電されることがない。保護用抵抗２３は、この場合に、充電用電源２４がダイオード２２によって直接短絡されるのを保護する。

負荷装置４を流れる電流が一旦ゼロになり、異常放電によって生じたイオンが消滅すると、負荷装置４のインピーダンスは大きくなるので、再び微少な電流が流れることはない。実際には、この逆電圧印加時間は異常放電により発生したイオンが消滅して負荷が高インピーダンスを呈するまでの時間である数μｓ〜数１０μｓでよいから、コンデンサ２１の充電電荷でまかなうことができる。そして、異常放電が発生しない時間にコンデンサ２１を充電すればよいので、充電用電源２４の電力容量を最小限のものにでき、その小型化の面だけでなく、経済性に優れている。

具体的には、コンデンサ２１の静電容量をその放電電流に従って適当に選定し、逆電圧を数μｓ〜数１０μｓ持続させればよい。その一例を示す。短絡用半導体スイッチ３のオン時に流れる短絡電流が２００Ａピークの３角波とした場合、コンデンサ２１の静電容量Ｃは、計算式から１００μＦ程度となる。また、最大のアーク発生頻度を１回／１０ｍｓ（繰返し周波数を１００Ｈｚとする。）とすれば、負荷装置４を逆バイアスするのに必要な電力Ｐは、計算式より１２．５Ｗ程度になる。つまり、この実施形態の負荷逆バイアス用電源によれば、１２．５Ｗ程度のものでよく、経済的であることが分かる。

なお、従来のプラズマ放電の異常放電防止装置は、異常放電を検出すると、直ぐに負荷装置に逆電圧を印加し、直ぐに正常電圧の極性に復帰させる専用の回路を別途備える逆電圧パルス方式である。この方式の場合には、直ぐに正常電圧の極性に復帰させるために、短絡用半導体スイッチのオフ時のサージ電圧が大きくなり、大きな容量の短絡用半導体スイッチが必要であり、また、その装置が大掛かりになる欠点があった。しかし、実施形態６の電力供給装置によれば、極めて簡単な構成で小容量の負荷逆バイアス用電源で異常放電を速やかに完全に終止させることができるので、経済的利点は大きい。

また、実施形態１〜実施形態５においても、実施形態の６で述べた負荷逆バイアス用電源を短絡用スイッチに直列接続することも可能である。そして、短絡用スイッチのオフについては前述のように行うのが好ましいが、必ずしも短絡用スイッチのオフについては限定する必要が無く、短絡用スイッチのオンを利用して負荷装置に逆バイアス電圧を印加できればよい。

なお、以上の実施形態ではいずれも短絡用半導体スイッチ３であるＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴを１個として説明したが、負荷装置の電圧に応じて複数個のＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴを直列接続してなる半導体スイッチを用いても勿論良い。また、必要に応じて、ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴに並列に抵抗、コンデンサなどを接続したものを短絡用半導体スイッチとして用いても良い。さらに、実施形態３、５ではインダクタ２Ｆを直流電源２のフィルタ用のインダクタとして説明したが、直流電源の出力端子に別途接続したインダクタであっても勿論よい。

本発明に係る第１の実施形態である電力供給装置１００を示す図である。 本発明に係る第２の実施形態である電力供給装置２００を示す図である。 本発明に係る第３の実施形態である電力供給装置３００を示す図である。 本発明の実施形態である電力供給装置３００に用いられる駆動回路の一例を示す図である。 本発明の実施形態である電力供給装置３００の動作を説明するための図である。 本発明の第４の実施形態である電力供給装置４００を示す図である。 本発明の第５の実施形態である電力供給装置５００を示す図である。 本発明の第６の実施形態である電力供給装置６００を示す図である。 従来の異常放電抑制機能を備えた電力供給装置の例を示す図である。

符号の説明

１…交流電源
２…直流電源
２Ａ…整流・平滑回路
２Ｂ…インバータ回路
２Ｃ…トランス
２Ｄ…整流回路
２Ｅ…コンデンサ
２Ｆ…インダクタ
２Ｇ…インバータ回路２Ｂの制御回路
２Ｈ…電流検出器
２Ｉ…過電流検出遮断回路
３…短絡用半導体スイッチ
４…負荷装置
５…異常放電検出回路
５Ａ、５Ｂ…負荷電圧検出用の抵抗器
５Ｃ…負荷電圧検出用のコンデンサ
５Ｄ…判別回路
５Ｇ…１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２とを有するインダクタ
５Ｊ…基準電圧源
５Ｋ…コンパレータ
６…短絡用半導体スイッチ３の駆動回路
７…タイマー部(回路)
８…駆動信号発生部
８′…絶縁駆動信号発生部(回路)
９…短絡用半導体スイッチ３の電流検出器
１０…判定回路
１１…ダイオード
１２…電圧インターロック回路
２１…コンデンサ
２２…ダイオード
２４…充電用電源

Claims (12)

1. 負荷装置と、該負荷装置に給電を行う直流電源と、前記負荷装置と並列に接続された短絡用半導体スイッチと、前記負荷装置の異常放電を検出する異常放電検出回路と、該異常放電検出回路からの異常放電検出信号により前記短絡用半導体スイッチをオン、オフさせる駆動回路とを備え、前記異常放電の発生時、又は異常放電の発生を予知したときには前記短絡用半導体スイッチをオンさせて、前記負荷装置を短絡する機能を有する電力供給装置であって、
   前記短絡用半導体スイッチがオン状態にあるとき、前記短絡用半導体スイッチを流れる電流が、定格電流の１０％以下に低下するときに、前記駆動回路は前記短絡用半導体スイッチをオフさせることを特徴とする電力供給装置。
2. 請求項１において、
   前記短絡用半導体スイッチがオンしてから、前記短絡用半導体スイッチを流れる電流が、前記定格電流の１０％以下に低下するまでの所定時間Ｔを予め求めてタイマー部に設定しておき、前記所定時間Ｔが経過するときに前記短絡用半導体スイッチをオフさせることを特徴とする電力供給装置。
3. 請求項１において、
   前記短絡用半導体スイッチを流れる電流を検出する電流検出器を備え、該電流検出器で検出された電流が定格電流の１０％以下に低下するときに、前記短絡用半導体スイッチをオフさせることを特徴とする電力供給装置。
4. 請求項１ないし請求項３のいずれかにおいて、
   前記負荷装置の両端の負荷電圧が設定電圧を越えているときには、前記短絡用半導体スイッチをオンさせない電圧インターロック回路を備えることを特徴とする電力供給装置。
5. 請求項１ないし請求項４のいずれかにおいて、
   前記短絡用半導体スイッチはＩＧＢＴ又はＦＥＴであり、該ＩＧＢＴ又はＦＥＴのコレクタ又はドレインとゲートとの間の静電容量の放電を防止するダイオードを前記コレクタ又はドレインと直列に接続したことを特徴とする電力供給装置。
6. 請求項１ないし請求項５のいずれかにおいて、
   前記直流電源は、制御可能なインバータ回路と、該インバータ回路の交流出力を整流する整流器と、インダクタとコンデンサとの双方又はいずれか一方とを備えることを特徴とする電力供給装置。
7. 請求項６において、
   前記直流電源は、出力電流を検出する電流検出器と、前記出力電流の過電流時に前記インバータ回路を停止させる過電流検出遮断回路とを有することを特徴とする電力供給装置。
8. 請求項７において、
   前記電流検出器は、電流制限抵抗をも兼ねるものであり、前記短絡用半導体スイッチがオンするときに、前記インダクタとコンデンサとの双方又はいずれか一方のエネルギーを消費することを特徴とする電力供給装置。
9. 請求項１ないし請求項８のいずれかにおいて、
   前記異常放電検出回路は、前記負荷電圧の検出電圧が低下するときに異常放電の発生と判定するか、
   あるいは前記負荷装置を流れる負荷電流が設定値よりも増大する場合に異常放電の発生と判定するか、
   若しくは前記負荷電圧が設定値よりも低下するときに異常放電の発生と判定するか又はこれらを組み合わせて判定するか、
   又は前記負荷電流が急激に増大、前記負荷電圧が急激に減少することによって、それらの変化率（１回微分）が設定値よりも大きな場合には異常放電の発生と判定するか、
   更には、前記負荷電流を２回微分した値が設定値よりも大きな場合には、異常放電発生の直前の状態であることを検出して異常放電の発生を予知するかのいずれかであることを特徴とする電力供給装置。
10. 請求項９において、
    前記異常放電検出回路は、前記直流電源から前記負荷装置に向かう電流が流れる１次巻線と該１次巻線に電磁的に結合された２次巻線とを有するインダクタと、該２次巻線の両端に発生する電圧と基準電圧とを比較して、該２次巻線に発生する電圧が前記基準電圧以上になるときに、異常放電の発生を示す信号を出力するコンパレータとを備えることを特徴とする電力供給装置。
11. 負荷装置と、該負荷装置に給電を行う直流電源と、前記負荷装置と並列に接続された短絡用半導体スイッチと、前記負荷装置の異常放電を検出する異常放電検出回路と、該異常放電検出回路からの異常放電検出信号により前記短絡用半導体スイッチをオン、オフさせる駆動回路とを備え、前記異常放電の発生時、又は異常放電の発生を予知したときには前記短絡用半導体スイッチをオンさせて、前記負荷装置を短絡する機能を有する電力供給装置であって、
    前記短絡用半導体スイッチと直列に前記直流電源とは逆極性の負荷逆バイアス用電源を接続し、前記短絡用半導体スイッチがオンするときに前記負荷逆バイアス用電源の電圧を前記負荷装置に印加することによって、異常放電を速やかに終止させることを特徴とする電力供給装置。
12. 請求項１１において、
    前記負荷逆バイアス用電源は、前記短絡用半導体スイッチと直列に接続されたコンデンサと、該コンデンサと並列で、前記短絡用半導体スイッチの導通方向と同じ向きに接続されたダイオードと、前記コンデンサを充電する充電用電源とからなることを特徴とする電力供給装置。
    

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